JP4393926B2 - ミキサ回路 - Google Patents

Description

本発明は、トランスコンダクタ部を共通化したイメージリジェクション機能を有するミキサ回路に関するものである。

日本の地上デジタルテレビ放送（ＩＳＤＢ−Ｔ）では、携帯機器向けに１セグメント（４３０ｋＨｚ）のみを用いた放送が行われる。地上デジタルテレビ放送の受信機能をＩＣ（Integrated Circuit：集積回路）化して、バッテリ駆動の携帯端末に組み込むには、受信用チューナの低消費電力化、小型化、妨害波耐性、及び低歪化が重要な課題となる。

イメージ抑圧型の低域中間周波数（Low IF）方式受信装置等では、９０度位相器及びミキサ回路は、それぞれ最も重要なブロックの一つである。

従来のイメージ抑圧型受信機におけるイメージ抑圧ブロック１００は、図１４に示すように、クロックを基準として９０度位相が異なるＩ信号及びＱ信号を実現する９０度位相器１０１と、ＩミキサＩ＿ＭＩＸ及びＱミキサＱ＿ＭＩＸからなるミキサ回路１０２と、希望波を通過させ、妨害波であるイメージ波を抑圧する機能を有するポリフェーズフィルタ（ＰＰＦ：Poly Phase Filter）１０３とを有している。

上記９０度位相器１０１は、図示しない局部発振器にて生成した局部発振信号を入力し、その入力信号から互いに位相が９０°異なるローカル信号ＬＯ（Local)＿Ｉ信号とローカル信号ＬＯ＿Ｑ信号とを生成すると共に、ローカル信号ＬＯ＿ＩをＩミキサＩ＿ＭＩＸに供給し、ＬＯ＿Ｑ信号をＱミキサＱ＿ＭＩＸにそれぞれローカル信号（局部発振信号）として供給する。

上記ミキサ回路１０２におけるＩミキサＩ＿ＭＩＸ及びＱミキサＱ＿ＭＩＸは、いずれも受信信号である高周波信号ＲＦ（Rapid Frequency）に各ローカル信号ＬＯ＿Ｉ及びローカル信号ＬＯ＿Ｑを乗算して周波数変換し、乗算結果としてそれぞれ中間周波数信号ＩＦ（Intermediate Frequency）＿Ｉ及び中間周波数信号ＩＦ＿Ｑを生成する。

以下に、イメージ波の抑圧、つまりイメージリジェクションの原理を、図１５に基づいて簡単に説明する。

同図に示すように、希望波ＲＦＤ（ここではローカル信号ＬＯよりも上側の周波数とする）をアンテナから受信する際、ローカル信号ＬＯと希望波ＲＦＤとの乗算結果から生成する中間周波数信号ＩＦの他に、ローカル信号ＬＯの周波数を中心として鏡像の位置関係にあるイメージ信号としての妨害波ＲＦＵとローカル信号ＬＯとの乗算結果からも中間周波数信号ＩＦが生成し、受信特性が劣化する。このような受信障害を、「イメージ妨害」と呼ぶ。また、妨害波ＲＦＵに対する希望波ＲＦＤの比を、イメージリジェクション比：ＩＭＲＲ（Image Rejection Ratio）と呼ぶ。

図１４において、ローカル信号ＬＯ＿Ｉの位相の方がローカル信号ＬＯ＿Ｑよりも、９０度進むと仮定すると、ローカル信号ＬＯ＿Ｉ及びローカル信号ＬＯ＿Ｑは、式（１）、式（２）のように表すことができる。
ＬＯ＿Ｉ＝ｃｏｓω_LOｔ （１）
ＬＯ＿Ｑ＝ｓｉｎω_LOｔ （２）
ここで、ω_LOはローカル信号ＬＯの角周波数とする（なお、振幅は考慮しない。）。

ＲＦ信号を、
ＲＦ＝ｓｉｎω_RFｔ
とすると乗算機能を有するミキサ回路１０２の出力は、以下の式（３）、式（４）のようになる（なお、周波数の和成分及び係数等は省略する。）。
ＩＦ＿Ｉ＝ｓｉｎω_RFｔ×ｃｏｓω_LOｔ→ｓｉｎ(ω_RF−ω_LO）ｔ
＝−ｓｉｎ（ω_LO−ω_RF）ｔ （３）
ＩＦ＿Ｑ＝ｓｉｎω_RFｔ×ｓｉｎω_LOｔ→ｃｏｓ（ω_RF−ω_LO）ｔ
＝ｃｏｓ（ω_LO−ω_RF）ｔ （４）
前記図１４に示すポリフェーズフィルタ（ＰＰＦ）１０３は、一方が他方よりも９０°進んでいれば、そのまま出力し、逆に９０°遅れていれば減衰させるものとする。

図１１に示したローカル信号ＬＯと希望波ＲＦＤとの関係が成り立つ時（ω_RF＞ω_LO）、式（３）及び式（４）の真中より、中間周波数信号ＩＦ＿Ｑが通過でき、中間周波数信号ＩＦ＿Ｉ成分は減衰する。

一方、上記のように、中間周波数信号ＩＦ＿Ｑが通過できるようなポリフェーズフィルタ（ＰＰＦ）１０３との接続関係が成り立つ時、妨害波ＲＦＵに関してはローカル信号ＬＯとの関係（ω_LO＞ω_RF）により、式（３）及び式（４）の右部から中間周波数信号ＩＦ＿Ｑの方が９０°進んでいるが、ポリフェーズフィルタ（ＰＰＦ）１０３の接続が逆であるので、イメージ信号である妨害波ＲＦＵは通過できずに減衰する。

上記のようなイメージリジェクションを実現するために用いられるミキサ回路１０２の回路構成は従来から種々提案されているが、前記図１４に示すように、２個の独立したギルバート乗算器（ミキサ）Ｉ＿ＭＩＸ・Ｑ＿ＭＩＸを用いるのが一般的である。詳細なイメージリジェクションミキサ１１０の回路構成は、図１６のように示される。なお、このように、イメージ抑圧を目的としたミキサを、イメージリジェクションミキサと呼ぶ。

ここで、Ｉ（Ｑ）信号を扱うギルバート乗算器（ミキサ）Ｉ＿ＭＩＸ（Ｑ＿ＭＩＸ）において、以後、トランスコンダクタ部をＧｍ＿Ｉ（Ｇｍ＿Ｑ）、スイッチ部をＳＷ＿Ｉ（ＳＷ＿Ｑ）と呼ぶ。同様に、高周波信号ＲＦ及びその反転信号をＲＦ及びＲＦＢ、ローカル信号ＬＯ及びその反転信号をＬＯ＿Ｉ（ＬＯ＿Ｑ）及びＬＯ＿ＩＢ（ＬＯ＿ＱＢ）、中間周波数信号ＩＦ及びその反転信号をＩＦ＿Ｉ（ＩＦ＿Ｑ）及びＩＦ＿ＩＢ（ＩＦ＿ＱＢ）と呼ぶ。

一方、イメージリジェクション比（ＩＭＲＲ）は、振幅誤差Ａと位相誤差δとを用いて式（５）式のように表すことができる。

イメージリジェクション比（ＩＭＲＲ）の値は、振幅と位相とが所定の条件を満足している必要があり、図１４に示すように、９０度位相器１０１にて略制限される。すなわち、振幅が等しく、かつ位相がＩ−Ｑ−ＩＢ−ＱＢの順に９０度シフトした関係であるとイメージ信号を良好に除去できる。しかしながら、９０度位相器１０１は、非常にレイアウト依存性が強く、振幅と位相との関係が理想状態から崩れてしまう傾向にあり（位相誤差δが３°以上等）、イメージリジェクション比（ＩＭＲＲ）を著しく低下させる。

上記のような問題を解決するために、ローカル信号ＬＯ間の干渉を利用してローカル信号ＬＯによる位相誤差を抑圧できるミキサ回路として特許文献１及び非特許文献１が提案されている。

上記特許文献１に記載のイメージリジェクションミキサ１２０の回路構成を、図１７に基づいて説明する。なお、同図において、図１６に示すイメージリジェクションミキサ１１０と同一符号の部材は説明を省略する。

まず、上記イメージリジェクションミキサ１２０が、図１６に示すイメージリジェクションミキサ１１０と最も大きく異なるのは、トランスコンダクタ部Ｇｍが、トランスコンダクタ部Ｇｍ＿Ｉ、及びトランスコンダクタ部Ｇｍ＿Ｑの各トランスコンダクタ部Ｇｍを共通化してなっている点にある。

歪の原因は、トランスコンダクタ部Ｇｍ（電圧−電流変換部）が主であるため、従来のミキサにおけるＩとＱとで各２つ、計４つのトランジスタを２つで共有することによるスイッチング特性の改善、低歪化の効果は大きい。

イメージリジェクションミキサの中でＩＱ信号を一つの回路で同時に扱うイメージリジェクションミキサ１２０をＩＱ直交ミキサと呼び、図１６に示した２つの独立したギルバートミキサ（Gilbert mixer）を有するイメージリジェクションミキサ１１０と区別する。

ＩＱ直交ミキサは、ローカル信号ＬＯのＩＱ位相誤差を補償する効果がある。補償回路を追加することなくイメージリジェクション比（ＩＭＲＲ）を改善できる。受信機の低コスト、小型化、低消費電力化、高性能化に関する要求は非常に高くなってきている。９０度位相器１０１で制限されるイメージリジェクション比（ＩＭＲＲ）の劣化を補償することができる。

上記イメージリジェクションミキサ１２０においては、高周波信号ＲＦがＨｉｇｈの時、トランジスタＴ１がＯＮとなり、トランジスタＴ３・Ｔ４・Ｔ７・Ｔ８のいずれかに電流２Ｉ_SSを供給する。例えば、仮に、ローカル信号ＬＯ＿ＩがＨｉｇｈの時には、トランジスタＴ３のみＯＮとなり、全ての電流２Ｉ_SSが、トランジスタＴ３を流れる。この時、ノード電位１２１は上昇し、トランジスタＴ７・Ｔ８は、ベース・エミッタ間電圧（Ｖｂｅ）が降下し、強くＯＦＦとなる。

上記のような動作を、ノード電位１２１・１２２を起点に、ローカル信号ＬＯ＿Ｉ→ローカル信号ＬＯ＿Ｑ→ローカル反転信号ＬＯ＿ＩＢ→ローカル反転信号ＬＯ＿ＱＢ→ローカル信号ＬＯ＿Ｉというように、位相が９０度ずれて繰り返すことにより、ＩＱ干渉が起こり、Ｉ信号とＱ信号との直交性が改善される。

ここで、図１６及び図１７に示すイメージリジェクションミキサ１１０・１２０のスイッチ部におけるＩ・Ｑ信号による電流の時間応答について説明する。

まず、イメージリジェクションミキサ１１０では、図１７に示すように、電流源がＩとＱで完全に独立しており、図１８（ｂ）に示すように、スイッチ部に流れる最大電流はＩ_SSで制限される。

電圧電流変換利得をｇｍとすると、イメージリジェクションミキサ１１０・１２０の電圧電流変換利得ｇｍはそれぞれ式（６）、式（７）のようになる。

ここで、式（８）は、熱電位Ｖ_Tを表し、２６ｍＶの値を持つ。つまり、バイポーラトランジスタの電圧電流変換利得ｇｍは、動作電流で決まり、図１８（ａ）に示すように、ＩＱ直交ミキサの方が、２倍得した電圧電流変換利得ｇｍを持つことができるため、スイッチ部に流れる最大電流は２×Ｉ_SSで制限されるので、電圧利得ＣＧでは３ｄＢ改善する。

共通化した電圧電流変換利得ｇｍ値をｇｍ_Cで表すと、ＩＱ直交ミキサにおける電圧利得ＣＧは式（９）、式（１０）のようになる。

トランスコンダクタ部Ｇｍのプロセスばらつきは、出力の振幅ばらつきに比例する。また、トランスコンダクタ部Ｇｍのミスマッチによる誤差は、イメージリジェクション比（ＩＭＲＲ）性能を劣化させる。

また、非線形性（歪）は、トランスコンダクタ部Ｇｍの歪が主である。差動対をなすトランジスタの線形性は、ベース・エミッタ（ゲート・ソース）間電圧やプロセス・パラメータ、エミッタ長（チャネル長）等に依存する。ＩＱ直交ミキサからなるイメージリジェクションミキサ１２０は、これらのプロセスばらつきを完全に補償することができる。

式（９）及び式（１０）から分かるように、トランスコンダクタ部Ｇｍが共通化されているので、ＩとＱとの利得ばらつきが低減する。また、出力負荷Ｒ３〜Ｒ６は、従来と数が等しいため、出力負荷に起因するノイズの増加は無い。

一方、位相に関して、イメージリジェクションミキサ１１０では、Ｉ及びＱの処理が独立しており、イメージリジェクションミキサ１２０のようなＩＱ信号干渉は起こらないため、ローカル信号ＬＯ＿Ｉとローカル信号ＬＯ＿Ｑとの間の位相誤差は、そのまま中間周波数信号ＩＦに現れる。

なお、特許文献２の図１では、図示しないが、動作マージンを拡大するために、トランスコンダクタ部とスイッチ部を独立に最適化させ、バイパスキャパシタで接続する構成を用いた直交ミキサ回路が開示されている。

また、前記特許文献１のＦｉｇ．５には、図１９に示すように、本発明のベースとなる電流源を削除したイメージリジェクションミキサ１３０の構成が示されている。このイメージリジェクションミキサ１３０では、電流源を取り去ることにより、動作マージンが拡大し、より低消費電力で線形性の向上が期待できる。

さらに、その他の従来技術として、特許文献３のＦＩＧ．３には、図２０に示すように、本発明のベースとなる電流源を削除したフィードバックを備えた能動無線周波数ミキサ回路１４０が記載されており、この能動無線周波数ミキサ回路１４０によって、動作マージンを拡大することができ、より低消費電力で線形性の向上が期待できる。

さらに、特許文献４の図１には、図２１に示すように、スイッチ部ＳＷ及びトランスコンダクタ部Ｇｍをバイパス電流Ｉ３・Ｉ４により、各動作電流を独立に最適化できる構成のミキサ回路１５０が開示されている。
米国特許第６，０２９，０５９号明細書（２０００年２月２２日特許） 特開２００１−２５７５３８号公報（平成１３年９月２１日公開） 特表２００３−５３０７２４号公報（平成１５年１０月１４日公表） 特開平４−１２９４０７号公報（１９９２年４月３０日公開） Jackson Harvey, and Ramesh Harjani,"Analysis and Design of an Integrated Quadrature Mixer with Improved Noise,Gain, and Image Rejection", IEEE International Symposium Circuits and Systems, vol IV, 786-789, May 2001.

しかしながら、上記従来の特許文献１で開示されている図１９に示したＩＱ直交ミキサ
であるイメージリジェクションミキサ１３０では、動作電流を決めるための回路構成が示されていない。理想的には高周波信号ＲＦ及び高周波反転信号ＲＦＢのＤＣ電位によって動作電流が決まるが、抵抗分割等でバイアスを生成すると、抵抗値のばらつきにより容易に設計値と異なる動作電流が流れる。バイポーラトランジスタＴ１・Ｔ２の電圧電流変換利得ｇｍの値は、式（６）及び式（７）に示したように、動作電流で決まるため、式（９）及び式（１０）で示した電圧利得ＣＧが大きくばらつく可能性がある。

また、特許文献２で開示されている図示しない直交ミキサ回路では、電流源を構成するタンクのインダクタや新たにバイパスキャパシタ等、素子数が増えチップ面積を圧迫する。

また、特許文献３で開示されている図２０に示した能動無線周波数ミキサ回路１４０を二つ用意しても、ＩＱ相互干渉のメリットを活かせず、イメージリジェクション比（ＩＭＲＲ）の向上のために、図１４に示した９０度位相器１０１の振幅及び位相誤差を低減すべく補償回路が必要となり、チップ面積の拡大、消費電力の増加を招く。さらに、トランジスタＴ１・Ｔ２のエミッタ端子に抵抗ではなくインダクタ（ボンディングワイヤーに起因する）のみを考慮しており、電流源をなすトランジスタＴ１・Ｔ２のコレクタ抵抗に周波数ピーク特性が現れる。さらに、トランジスタＴ１・Ｔ２のベースに広範囲（数百ＭＨｚ）の受信信号を受けると、反射係数が負帰還となるインダクタによって周波数ピーク特性が現れる。また、抵抗Ｒ１５・Ｒ１６によって動作電流を決めているため、抵抗や電源電圧ばらつきによって回路の動作電流が大きく変化してしまう。

本発明は、上記従来の問題点に鑑みなされたものであって、その目的は、ＩＱ相互干渉効果により位相の９０度異なる中間周波数を形成するトランスコンダクタ部を共通化したミキサに関して、電流源を取り去ることによって、動作マージンを拡大し、かつ電流源特性を向上させ、所望の動作電流を安定して供給し、トランスコンダクタ部を自己バイアスし得るミキサ回路を提供することにある。

本発明のミキサ回路は、上記課題を解決するために、電流源の動作電流を基に、外部から入力する受信信号をトランスコンダクタ部で増幅した後、第１及び第２のスイッチ段に分配し、第１及び第２の局部発振信号と上記受信信号との積を上記第１及び第２のスイッチ部と第１〜４の出力負荷との４つの接続部から互いに位相の異なる第１〜４の中間周波数信号を生成する周波数変換機能を有するミキサ回路において、上記トランスコンダクタ部のトランジスタを電流源トランジスタとして利用すると共に、上記電流源トランジスタとして利用した第１及び第２のトランジスタに、第１及び第２の抵抗をそれぞれ備え、前記第１及び第２のトランジスタをバイアスすべく、ダイオード接続された第３及び第４のトランジスタと第３及び第４の抵抗とをそれぞれ備え、上記第１のトランジスタと第３のトランジスタは、第１の電流源カレントミラーを形成し、上記第２のトランジスタと第４のトランジスタは、第２の電流源カレントミラーを形成し、上記第１の抵抗は、上記第１のトランジスタのエミッタとグランドとの間に接続されており、上記第２の抵抗は、上記第２のトランジスタのエミッタと上記グランドとの間に接続されており、上記第３の抵抗は、上記第３のトランジスタのエミッタと上記グランドとの間に接続されており、上記第４の抵抗は、上記第４のトランジスタのエミッタと上記グランドとの間に接続されていることを特徴としている。

上記の発明によれば、電流源かつトランスコンダクタ部となる第１及び第２のトランジスタＴ１・Ｔ２の出力インピーダンスが向上し、電流源特性が向上する。また、動作電流で決まる電圧電流変換利得ｇｍにより、直接、出力インピーダンス向上に利用することができる。さらに、電流源出力部にＩＱスイッチ部が接続されるため、ＩＱ各スイッチ部に一定の動作電流を供給する。したがって、出力インピーダンスの向上による電流源特性の安定化は重要となる。

ここで、トランスコンダクタ部かつ電流源となるトランジスタに負帰還抵抗を付けたことによる出力インピーダンスは、式（１１）のようになる。

ただし、ｒ_C1及びｒ_C2は、図１中のトランジスタＴ１・Ｔ２のコレクタ端子における出力インピーダンスである。

この結果、負帰還抵抗Ｒ１・Ｒ２の挿入により、出力インピーダンスが向上し、電源電圧やスイッチ部が変動しても、それに対するカレントミラー電流の変動が低減し、定電流特性が改善される。

したがって、ＩＱ相互干渉効果により位相の９０度異なる中間周波数を形成するトランスコンダクタ部を共通化したミキサに関して、電流源を取り去ることによって、動作マージンを拡大し、かつ電流源特性を向上させ、所望の動作電流を安定して供給し、トランスコンダクタ部を自己バイアスし得るミキサ回路を提供することができる。

また、本発明の参考に係るミキサ回路は、上記記載のミキサ回路において、前記第１及び第２のトランジスタをバイアスすべく、ダイオード接続された第３及び第４のトランジスタと第３及び第４の抵抗とをそれぞれ備え、上記第２のトランジスタと第４のトランジスタは、第２の電流源カレントミラーを形成し、上記第３の抵抗は、上記第３のトランジスタのエミッタと上記グランドとの間に接続されており、上記第４の抵抗は、上記第４のトランジスタのエミッタと上記グランドとの間に接続されていることを特徴としている。

上記の発明によれば、ダイオード接続された第３及び第４のトランジスタに流れる電流を基に、前記トランスコンダクタ部の電流を任意に調整することが可能となる。

また、電流源トランジスタである第１及び第２のトランジスタをバイアスする、ダイオード接続された第３及び第４のトランジスタと共に、第３及び第４の抵抗をそれぞれ有し、第１及び第２の電流源カレントミラーを形成する。

したがって、抵抗によるトランスコンダクタ部の出力インピーダンスを向上しつつ、カレントミラーを実現できる。

また、本発明のミキサ回路は、上記記載のミキサ回路において、前記第１（又は第２）及び第３（又は第４）のトランジスタのトランジスタのサイズ比を変えると共に、上記第１（又は第２）及び第３（又は第４）の抵抗の比を変えることにより、カレントミラー比を調整することを特徴としている。

上記の発明によれば、抵抗によるトランスコンダクタ部の出力インピーダンスを向上しつつ、任意のカレントミラー比を実現できる。すなわち、例えば、カレントミラー比を１：ｎとした場合、カレントミラーを形成するトランジスタのサイズ比は１：ｎ、抵抗サイズ比はｎ：１となる（ｎは整数）。

また、本発明のミキサ回路は、上記記載のミキサ回路において、前記第１及び第２の電流源カレントミラーのバイアス電圧供給部に、受信信号とその反転信号とを、容量を介して与えることを特徴としている。

上記の発明によれば、従来のような受信信号によるトランスコンダクタ部のエミッタ端子の電圧変動に起因する電流源特性の劣化を回避することができる。

また、本発明のミキサ回路は、上記記載のミキサ回路において、前記ダイオード接続された第１及び第２のトランジスタに、第１及び第２の等しい電流を供給することを特徴としている。

上記の発明によれば、電源電圧ばらつきに依存しない、定電流を流し込むことにより回路の動作電流が安定し、中間周波数信号ＩＦの出力における振幅ばらつき等を回避できる。

また、本発明のミキサ回路は、上記記載のミキサ回路において、前記第１及び第２の等しい電流を、前記ダイオード接続された第１及び第２のトランジスタにそれぞれ供給することにより、自己バイアス電圧を生成することを特徴としている。

上記の発明によれば、バイアス回路を必要としないためコンパクトであり、上記電源電圧に依存しない電流を絶えず供給することによって、一定のバイアスを保つことができる。

また、本発明のミキサ回路は、上記記載のミキサ回路において、前記第１〜４の出力負荷と並列に容量が備えられていることを特徴としている。

上記の発明によれば、Ｉ及びＱの各出力される中間周波数信号ＩＦにおけるコモンモードノイズを低減することができる。

また、本発明のミキサ回路は、上記記載のミキサ回路において、前記第１〜２及び第３〜４の中間周波数信号の各配線間に高調波抑制容量が挿入されていることを特徴としている。

上記の発明によれば、前記４つの出力負荷と、Ｉ（Ｑ）信号及びその反転信号ＩＢ（ＱＢ）間に挿入した高調波抑制容量により、ＬＰＦ（ローパスフィルター）を形成するため所望のＩＦ帯域よりも十分大きい周波数の妨害波を抑制することができる。

また、本発明のミキサ回路は、上記記載のミキサ回路において、前記第１及び第２の抵抗と前記第１及び第２のトランジスタとの接続部間に、第５の抵抗が備えられていることを特徴としている。

上記の発明によれば、カレントミラー構成、トランスコンダクタ部の抵抗による電流源特性の改善を維持したまま、電流源のないトランスコンダクタ差動対を形成できる。したがって、電圧利得及び線形性の性能を上記第５の抵抗により調整可能となる。

また、本発明のミキサ回路は、上記記載のミキサ回路において、前記第３のトランジスタのコレクタと前記第３のトランジスタのベースとの間に第６の負帰還抵抗が接続され、前記第４のトランジスタのコレクタと前記第４のトランジスタのベースとの間に第７の負帰還抵抗が接続されていることを特徴としている。

上記の発明によれば、ダイオード接続により回路構成上ベース・コレクタ端子間に負帰還が働くが、第６及び第７の負帰還抵抗により負帰還をより強化することが可能となる。

また、高周波信号ＲＦの受信信号に対してＬＰＦとして負帰還が働くため、より歪を低減できる。

また、本発明のミキサ回路は、上記記載のミキサ回路において、前記第１（又は第２）及び第３（又は第４）の抵抗の比を実現すべく、前記第１（又は第２）の抵抗を、カレントミラー比ｎに対応させ、基準となる前記第３（又は第４）の抵抗を複数並列接続することにより、１／ｎのサイズとなる抵抗を実現することを特徴としている。

上記の発明によれば、ミキサ回路のレイアウトに関して、カレントミラー精度を決定する抵抗は、等しいサイズの抵抗で群化して実現することになり、抵抗のばらつきが略一様となる。

また、本発明の参考に係るミキサ回路は、上記記載のミキサ回路において、前記第３又は第４の抵抗の大きさ、かつカレントミラー比ｎの数に相当する前記第１及び２を構成する並列抵抗を、上記第３と第４の抵抗及びダミー抵抗を中心に構え、交互かつ左右対称配置することを特徴としている。

上記の発明によれば、ミキサ回路のレイアウトに関して、カレントミラー精度を決定する抵抗は、全て等しいサイズの抵抗で群化して実現することになり、抵抗のばらつきが略一様となる。

また、本発明の参考に係るミキサ回路は、上記記載のミキサ回路において、前記ダイオード接続されたトランジスタ部の第３と第４の抵抗の間に、ダミー抵抗の挟み込み配置及び、前記連続配置した抵抗の両端にさらにダミー抵抗を配置することを特徴としている。

上記の発明によれば、特許文献１で開示されている図１９に示した電流源を削除したイメージリジェクションミキサ１３０の対称性に関して、中心線にダミーを配置することによって、抵抗の連続配置を中心から対称性良く、かつ製造ばらつきを低減するダミーで挟まれた抵抗レイアウトが可能となる。

また、本発明のミキサ回路は、上記記載のミキサ回路において、前記第５の抵抗のサイズを２分割し、直列に接続して元のサイズを実現することを特徴としている。

上記の発明によれば、特許文献１で開示されている図１９に示した電流源を削除したイメージリジェクションミキサ１３０の対称性に関して、抵抗を偶数個（ここでは２個）に分割することによって、中心から対称性の良い抵抗レイアウトが可能となる。

また、本発明のミキサ回路は、上記記載のミキサ回路において、前記第１及び第２のスイッチ部と前記トランスコンダクタ部との接続部に第３及び第４の電流源が付加されていることを特徴としている。

上記の発明によれば、Ｉ、Ｑ信号を扱うスイッチ部及びトランスコンダクタ部のＤＣ動作電流をそれぞれ最適化できる。

本発明ミキサ回路は、以上のように、トランスコンダクタ部のトランジスタを電流源トランジスタとして利用すると共に、上記電流源トランジスタとして利用した第１及び第２のトランジスタに、第１及び第２の抵抗をそれぞれ備え、前記第１及び第２のトランジスタをバイアスすべく、ダイオード接続された第３及び第４のトランジスタと第３及び第４の抵抗とをそれぞれ備え、上記第１のトランジスタと第３のトランジスタは、第１の電流源カレントミラーを形成し、上記第２のトランジスタと第４のトランジスタは、第２の電流源カレントミラーを形成し、上記第１の抵抗は、上記第１のトランジスタのエミッタとグランドとの間に接続されており、上記第２の抵抗は、上記第２のトランジスタのエミッタと上記グランドとの間に接続されており、上記第３の抵抗は、上記第３のトランジスタのエミッタと上記グランドとの間に接続されており、上記第４の抵抗は、上記第４のトランジスタのエミッタと上記グランドとの間に接続されているものである。

それゆえ、ローカル信号ＬＯ間の干渉を利用してローカル信号ＬＯにおける位相ずれを補正する従来のＩＱ直交ミキサにおいて、電流源を取り除き、負帰還抵抗を多用することにより、低歪、低ノイズ、低消費電力を実現している。

したがって、ＩＱ相互干渉効果により位相の９０度異なる中間周波数を形成するトランスコンダクタ部を共通化したミキサに関して、電流源を取り去ることによって、動作マージンを拡大し、かつ電流源特性を向上させ、所望の動作電流を安定して供給し、トランスコンダクタ部を自己バイアスし得るミキサ回路を提供するという効果を奏する。

また、これにより、低消費電力で安定した位相誤差圧縮を可能とするミキサ回路を実現することができるという効果を奏する。

〔実施の形態１〕
本発明の一実施形態について図１ないし図１１に基づいて説明すれば、以下の通りである。なお、図１において、前記従来の図１９と同一の部材については、同一の符号を記載し、その説明を省略する。

本実施の形態のミキサ回路としてのＩＱ直交ミキサ回路２０は、図１に示すように、前記図２０に示す従来の電流源を除去したＩＱ直交ミキサであるイメージリジェクションミキサ１３０に、図２１に示す従来の電流源を除去したフィードバックを備えた能動無線周波数ミキサ回路１４０のカレントミラーバイアス形成法及びＲＦ受信入力手段を組み合わせたものがベースである。

また、本実施の形態では、さらに、エミッタ端子に接続する第１及び第２の抵抗としての抵抗Ｒ１・Ｒ２並びに第３及び第４の抵抗としての抵抗Ｒ８・Ｒ９により回路の低歪化を実現している。

また、トランスコンダクタ部Ｇｍの第１及び第２のトランジスタとしてのトランジスタＴ１・Ｔ２は、回路上最も電圧電流変換利得ｇｍが高く、トランジスタＴ１（Ｔ２）の電圧電流変換利得ｇｍと負帰還抵抗Ｒ１（Ｒ２）とによる相乗効果によって、ノード２１・２２から電流源トランジスタであるトランジスタＴ１・Ｔ２を見た出力インピーダンスが向上するため、電流源特性が改善しスイッチ部がＩＱ相互干渉効果を十分に発揮できる。

さらに、Ｔ１１（Ｔ１２）：Ｔ１（Ｔ２）＝１：ｎのカレントミラーを形成する場合、トランジスタサイズ及び抵抗サイズはそれぞれ式（１２）及び式（１３）のようになる。
Ｔ１１＿ｓ（Ｔ１２＿ｓ）：Ｔ１＿ｓ（Ｔ２＿ｓ）＝１：ｎ （１２）
Ｒ８＿ｓ（Ｒ９＿ｓ）：Ｒ１＿ｓ（Ｒ２＿ｓ）＝１：１／ｎ （１３）
ここで、Ｔ＊＿ｓ、 Ｒ＊＿ｓは、トランジスタＴ及び抵抗Ｒのサイズを意味している。

また、本実施の形態において、Ｒ１＿ｓ（Ｒ２＿ｓ）の１／ｎ抵抗は、Ｒ８＿ｓ（Ｒ９＿ｓ）と等しいサイズの抵抗をｎ本並列接続することによって、レイアウト的に、カレントミラー精度を向上する工夫をしている。

さらに、第１及び第２の電流源としての定電流源Ｉ１・Ｉ２を電源電圧に依存しないＰ−ＴＡＴ(Proportional To Absolute Temperature)等から供給することによって、カレントミラー電位の安定及びスイッチ部のＤＣ動作電流のばらつきを回避し所望の電流値で動作させる。また、温度に比例した電流を供給できるため、温度の上昇による利得の低下を補う効果を有する。

さらにまた、受信信号としての高周波信号ＲＦ（Rapid Frequency）は、カレントミラーバイアスノードに供給することにより、レイアウト的に配線交差回数が減り、前記図１７に示すイメージリジェクションミキサ１１０におけるトランジスタＴ１ａ・Ｔ２ａのエミッタ端子の電圧変動による電流源特性の劣化を回避できる構成となっている。

さらに、抵抗Ｒ７の挿入により、トランジスタＴ１−抵抗Ｒ７−トランジスタＴ２の差動対が形成され、抵抗Ｒ７のサイズ調整により、電圧利得ＣＧ・線形性の配分調整が可能となる。

また、負帰還抵抗Ｒ１０・Ｒ１１の挿入により、負帰還量が向上し、高周波信号ＲＦに対する低歪化、及び定電流源Ｉ１・Ｉ２へのリークを低減する。

さらに、容量としてのキャパシタＣ３〜Ｃ６の挿入により、コモンモードノイズ耐性を向上すると共に、キャパシタＣ７・Ｃ８の挿入により不要な高調波を減衰させる。

次に、従来技術のイメージリジェクションブロックの構成（図１４）に対する、本実施の形態のイメージリジェクションブロックの構成を図２に示す。

本実施の形態のイメージ抑圧型受信機に備えられたイメージ抑圧ブロック１０は、前記図１４に示すような２つの独立したミキサではなく、図２に示すように、一つのイメージリジェクションミキサ１２を備えた簡単な構成となる。したがって、素子数が削減されるので、さらにＬＳＩの小型化が可能となる。また、トランスコンダクタ部Ｇｍの共通化により、歪耐性やばらつき耐性が飛躍的に向上する。

本実施の形態のＩＱ直交ミキサ回路２０では、図１に示すように、定電流源Ｉ１・Ｉ２は電流にて供給されるので、レイアウト等の人的要因によるばらつき発生は低減できる。この結果、トランスコンダクタ部ＧｍのトランジスタＴ１・Ｔ２には、等しいＤＣ動作電流が流れる。

ここで、図１のスイッチ部ＳＷ＿Ｉ（又はスイッチ部ＳＷ＿Ｑ）を概念化して示す図３に示すように、何らかの要因で誤差電流ΔＩｕが含まれていたと仮定する。なお、各スイッチＳＷ１・ＳＷ２は、図４（ａ）（ｂ）に示すように、各ＯＮ時間は、それぞれ時間Ｔ₁・Ｔ₂となるタイミングでＯＮ・ＯＦＦするものとする。

図３において、１周期では、電流Ｉout1・Ｉout2は以下の式（１４）、式（１５）で表される。

ここで、Ｔ₁＝Ｔ₂が成り立つとき、式（１６）が成り立つ。

つまり、図４（ａ）に示すように、ローカル信号ＬＯのデューティ（duty）比が５０％であれば、電流Ｉout1とＩout2とは等しくなる。一方、ローカル信号ＬＯのデューティ（duty）比が、図４（ｂ）に示すように、５０％以上（Ｔ₁＞Ｔ₂）になった場合、式（１４）、及び式（１５）から、誤差電流ΔＩｕは分割されるため、ばらつきが軽減される。

本実施の形態における電流Ｉout1・Ｉout2は、図１に示すスイッチ部ＳＷ＿Ｉ及びスイッチ部ＳＷ＿Ｑで同様の振る舞いをするため、Ｉ及びＱのばらつきの傾向が等しくなる。

従来の図１７で示した独立する２つのミキサ構成では、トランスコンダクタ部Ｇｍの独立したばらつきによりＩとＱとのばらつき方が異なる。

次いで、本実施の形態の負帰還抵抗の配置手段の一例について説明する。

まず、図１におけるトランスコンダクタ部Ｇｍの左側のカレントミラー部を簡略化した図５に示すように、トランジスタＴ１１はダイオード接続をしており、トランジスタＴ１はトランスコンダクタンス部を兼ねている。ここでは、抵抗を簡単のためＲin1、 Ｒout2とし、そのサイズをそれぞれＲｓ＿ｉｎ１、及びＲｓ＿ｏｕｔ１とする。

図６に示すように、抵抗サイズＲｓ＿ｏｕｔ１は、カレントミラー比に応じて抵抗サイズＲｓ＿ｉｎ１を並列接続して実現する。ここでは、カレントミラー比（ｎ＝４）の場合を示し、
Ｒｓ＿ｏｕｔ１＝（１／４）＊Ｒｓ＿ｉｎ１
を満たすべく、４つの抵抗サイズＲｓ＿ｉｎ１を並列接続している。

次いで、本実施の形態における図１のカレントミラーを形成するための抵抗Ｒ１・Ｒ２・Ｒ８・Ｒ９の配置例は、図７に示すように、前記図６で示した抵抗サイズＲｓ＿ｏｕｔ１及び抵抗サイズＲｓ＿ｏｕｔ２に代えて、それぞれ４つの抵抗サイズＲｓ＿ｉｎ１及び抵抗サイズＲｓ＿ｉｎ２からなっている。同図に示すように、抵抗ａ１・ａ２（又は抵抗ｂ１・ｂ２）に接続する抵抗が、図１に示すように、トランジスタＴ１１・Ｔ１２（又はトランジスタＴ１・Ｔ２）に接続する。また、最も中心及び両サイドには、ダミー抵抗を配置している。ダミー抵抗の両端には、ショートして電位Ｖｄが与えられる。本実施の形態では、ダミー抵抗製造工程における抵抗特性の劣化を回避し、左右対称構造を実現する配置となっている。

ここで、定電流源Ｉ１・Ｉ２の有無による前記図１７で示した従来ＩＱ直交ミキサであるイメージリジェクションミキサ１２０と、本実施の形態におけるＩＱ直交ミキサ回路２０との電圧利得（Ｇａｉｎ）及び線形性（ＩＩＰ３）特性の比較を図８に示す。

同図によって、本実施の形態のＩＱ直交ミキサ回路２０は、電圧利得（Ｇａｉｎ）及び線形性（ＩＩＰ３）のいずれも、従来のイメージリジェクションミキサ１２０を上回る特性を有することが分る。これは、定電流源Ｉ１・Ｉ２の除去による動作マージンの拡大と抵抗を多用することによる低歪化とが実現できたことによる。

電圧利得（Ｇａｉｎ）及び線形性（ＩＩＰ３）の各性能を満たす電流値が、本実施の形態のＩＱ直交ミキサ回路２０では３．１ｍＡのとき、従来のイメージリジェクションミキサ１２０では、４ｍＡ以上必要となる。したがって、低消費電力が実現できていることが分る。

次に、ＩＱ相互干渉効果について、図９に基づいて説明する。なお、同図に示すＩＱ直交ミキサ回路３０は、図１に示す本実施の形態のＩＱ直交ミキサ回路２０を前記図１４のイメージ抑圧ブロック１００のように表現したものであり、特許文献３による図２０の独立したミキサを２つ用いたものである。

上記独立したミキサ構成のＩＱ直交ミキサ回路３０は、図１０に示すように、ＩミキサとＱミキサとにおいて、それぞれ電流量Ｉssでスイッチを動作させるのに対し、前記ＩＱ直交ミキサ回路２０は、電流量２＊Ｉssをスイッチ部ＳＷ＿Ｉとスイッチ部ＳＷ＿Ｑとで切り替えて共用（ＩＱ相互干渉）するため、スイッチ動作として３ｄＢ改善できることが分っている。

図１０に示すデータは、抵抗Ｒ７ａ・Ｒ７ｂを調整し、電圧利得（Ｇａｉｎ）をＩＱ直交ミキサ回路２０と等しくなるように設定しているため、本実施の形態のＩＱ直交ミキサ回路２０の方が、線形性（ＩＩＰ３）において３ｄＢｕＶ程度改善できていることが分る。

一方、ＩＱ相互干渉を利用する従来のイメージリジェクションミキサ１２０と本実施の形態のＩＱ直交ミキサ回路２０及びＩＱ直交ミキサ回路３０との比較においては、図１１に示すように、独立した２つのミキサを利用するＩＱ直交ミキサ回路３０の構成では、Ｉ＿ＭＩＸ、とＱ＿ＭＩＸとが完全に独立してミキシングするため、ローカル信号ＬＯの位相誤差がそのまま出力ＩＦ信号の位相誤差となる。

一方、ＩＱ相互干渉を利用する従来のイメージリジェクションミキサ１２０及び本実施の形態のＩＱ直交ミキサ回路２０では、十分なＬＯ強度があれば、５度の位相誤差を１．３度程度に圧縮する効果がある。また、従来のイメージリジェクションミキサ１２０と本実施の形態のＩＱ直交ミキサ回路２０とにおける位相誤差圧縮性能は等しい。

このように、本実施の形態のＩＱ直交ミキサ回路２０は、イメージリジェクション機能を有するＬｏｗ−ＩＦ方式等の受信装置等に好適に用いられ、入力信号である高周波信号ＲＦと、ローカル信号ＬＯを乗算して周波数変換し、乗算結果として中間周波数信号ＩＦを生成するに当たり、低消費電力、低歪、低ノイズ、素子数削減、配線の簡略化、電流源特性の改善、ＩＱ直交ミキサ増幅特性の改善、ＩＱ相互干渉を用いた位相誤差圧縮の向上、そして、イメージリジェクション比（ＩＭＲＲ）の改善を実現することができる。

また、本実施の形態では、ローカル信号ＬＯ間の干渉を利用して、ローカル信号ＬＯにおける位相ずれを補正する従来のＩＱ直交ミキサにおいて、電流源を取り除き、抵抗を多用することによって、低歪、低ノイズ、低消費電力を実現している。

さらに、本実施の形態では、電流源を取り除くことにより、トランスコンダクタ部Ｇｍが電流源トランジスタとしての役割を担うが、一般に、トランスコンダクタ部Ｇｍのトランジスタの電圧電流変換利得ｇｍがミキサ回路の中で最も大きいことを最大限利用し、抵抗と電圧電流変換利得ｇｍとによる出力インピーダンス向上で電流源特性を安定化、低歪化、ＩＱ相互干渉特性の改善を実現することができる。

また、本実施の形態では、スイッチ部とトランスコンダクタ部Ｇｍ（兼電流源カレントミラー部）に大別でき、抵抗により低歪を実現した状態で所望のカレントミラー比を実現できる。また、トランスコンダクタ部Ｇｍは、カレントミラーを形成しているため、自己バイアス生成が可能であり、従来のバイアスと異なり、安定したＤＣ動作電流をスイッチ部に供給することができる。

さらに、本実施の形態では、カレントミラーバイアスノードに、キャパシタ（容量）を介して高周波信号ＲＦを供給する構成としているため、従来のように高周波信号ＲＦによるトランスコンダクタ部Ｇｍのエミッタ端子の電圧変動に起因する電流源特性の劣化を回避することができる。また、最もＧＮＤ電位に近いノードをＲＦ入力端とするので、他配線と交差回数の少ないレイアウトが容易になる。

また、本実施の形態では、電源電圧依存性の無いＰ−ＴＡＴ電流を２つのダイオード接続トランジスタに供給するため、カレントミラーバイアス及びスイッチ部のＤＣ動作電流を一定にでき、ＩＦ出力における振幅ばらつき等を回避できるほか、温度変化による利得の劣化を補償することができる。

さらに、本実施の形態では、第１〜４の出力負荷と並列にキャパシタ（容量）を具備し、さらに第１〜２及び第３〜４のＩＦ出力信号配線間に高調波抑制キャパシタ（容量）を挿入することによって、Ｉ及びＱの各出力ＩＦ信号におけるコモンモードノイズの低減、所望のＩＦ帯域よりも十分大きい周波数の妨害波（高調波）を抑制することができる。

また、本実施の形態では、第１及び第２の抵抗と第１及び第２の電流源トランジスタの接続部間に、第５の抵抗を有することによって、電流源のないトランスコンダクタ差動対を形成し、電圧利得及び線形性の比率が第５の負帰還抵抗により調整可能となる。

さらに、本実施の形態では、第１及び第２のスイッチ部とトランスコンダクタ部Ｇｍの接続部に第３及び第４の電流源を付加することによって、Ｉ、Ｑ信号を扱うスイッチ部及びトランスコンダクタ部ＧｍのＤＣ動作電流をそれぞれ最適化できるため、ＩＱ相互干渉による位相誤差圧縮効果をさらに高めることができる。

また、本実施の形態では、抵抗のレイアウト的な配置を考慮することによって、カレントミラーの精度を高め、抵抗のばらつきを略一様にできる。

これらにより、低消費電力で安定した位相誤差圧縮を可能とするＩＱ直交ミキサ回路２０・３０を実現することができる。

〔実施の形態２〕
本発明の他の実施の形態について図１２及び図１３に基づいて説明すれば、以下の通りである。なお、本実施の形態において説明すること以外の構成は、前記実施の形態１と同じである。また、説明の便宜上、前記の実施の形態１の図面に示した部材と同一の機能を有する部材については、同一の符号を付し、その説明を省略する。

本実施の形態のＩＱ直交ミキサ回路４０は、図１２に示すように、前記実施の形態１のＩＱ直交ミキサ回路３０の構成に加えて、新たに第３及び第４の電流源としての定電流源Ｉ３・Ｉ４を追加したものとなっている。この改良は、前記特許文献４で開示されている図２１に示すミキサ回路１５０にて用いているカレントパス（Current path）技術をＩＱ直交ミキサ回路３０に応用したものである。

本実施の形態では、この定電流源Ｉ３・Ｉ４により、トランスコンダクタ部Ｇｍとスイッチ部ＳＷ＿Ｉ及びスイッチ部ＳＷ＿ＱのＤＣ動作電流を独立して最適化できる。スイッチ部ＳＷ＿Ｉ及びスイッチ部ＳＷ＿Ｑの電流を調整することによって、スイッチング特性が改善し、ＩＱ相互干渉効果が高まる。

その効果は、図１３に示すように、定電流源Ｉ３・Ｉ４に流れる電流量を、ＣＰ１＝＋α（ｕＡ）、ＣＰ０＝０、ＣＰ２＝−α（ｕＡ）の時のローカル信号ＬＯの位相誤差（ＬＯ＿Ｉ−ＬＯ＿Ｑ）に対する出力である中間周波数信号ＩＦの位相誤差（ＩＦ＿Ｑ−ＩＦ＿Ｉ）を示すと、ＣＰ１＝＋α（ｕＡ）の時、最も位相圧縮率が大きいことが分かる。

これは、スイッチ部ＳＷ＿Ｉ及びスイッチ部ＳＷ＿Ｑの電流が減少することによって、ＯＮ・ＯＦＦ特性が改善したため、ＩＱ相互干渉が顕著になるためである。

同様の効果を、ローカル信号ＬＯの振幅を大きくすることによって、確認できる。つまり、ローカル信号ＬＯの振幅を大きくする代わりに、カレントパスにて電流調整をすることによって、同様の位相圧縮率の改善を図ることが可能となる。

したがって、本実施の形態によるＩＱ直交ミキサ回路４０によれば、ローカル信号ＬＯにおける位相ずれを補正することによって、中間周波数信号ＩＦの位相ずれを大幅に縮小し、かつ低消費電力・低歪化・素子数削減を実現することにより、高精度のイメージ抑圧を行う受信機を実現することができる。

なお、本実施の形態におけるＩＱ直交ミキサ回路４０のトランジスタは、バイポーラトランジスタに限定されない。例えば、ＭＯＳトランジスタでも構成が可能である。しかしながら、ＭＯＳトランジスタの電圧電流変換利得ｇｍが、バイポーラに比べ１／５〜１／１０と低いため、バイポーラと同様の効果を得るためには、負帰還抵抗を５倍から１０倍となってしまうことに留意する必要がある。

このように、本実施の形態のＩＱ直交ミキサ回路４０では、第１及び第２のスイッチ部とトランスコンダクタ部Ｇｍとの接続部に第３及び第４の電流源としての定電流源Ｉ３・Ｉ４が付加されている。

したがって、Ｉ・Ｑ信号を扱うスイッチ部及びトランスコンダクタ部ＧｍのＤＣ動作電流をそれぞれ最適化できる。

なお、本発明は、上述した各実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。

本発明のＩＱ直交ミキサは、イメージリジェクション機能を有するＬｏｗ−ＩＦ方式等の受信装置等に好適に用いられる。

本発明におけるＩＱ直交ミキサ回路の実施の一形態を示す回路図である。 上記ＩＱ直交ミキサ回路を備えるイメージ抑圧ブロックの構成を示すブロック図である。 上記ＩＱ直交ミキサ回路におけるスイッチ動作の概念を説明するための回路図である。 （ａ）（ｂ）は、上記ＩＱ直交ミキサ回路におけるスイッチ動作の概念を説明するためのタイミングチャートである。 上記ＩＱ直交ミキサ回路におけるカレントミラー部を簡略化して示す回路図である。 上記ＩＱ直交ミキサ回路におけるカレントミラー部の並列抵抗接続を説明する回路図である。 上記ＩＱ直交ミキサ回路におけるカレントミラーに用いる抵抗の配置例を示す回路図である。 上記電流源の有無によるＩＱ直交ミキサの電圧利得及び線形性を比較する特性を示すグラフである。 ２つの独立したミキサに分割した特性比較用の構成を示す回路図である。 トランスコンダクタ部の共通化による電圧利得及び線形性を比較する特性を示すグラフである。 トランスコンダクタ部の共通化によるＩＱ相互干渉効果を示すグラフであり、独立した２つのミキサを利用するＩＱ直交ミキサ回路の構成において、ローカル信号の位相差ＬＯ＿Ｉ−ＬＯ＿Ｑを８５〜９５度まで１度ステップでプロットしたときの出力される中間周波数信号ＩＦの位相差ＩＦ＿Ｑ−ＩＦ＿Ｉをプロットしたものである。なお、ミキサの乗算結果より位相差は、ＬＯ＿Ｉ＞ＬＯ＿Ｑ、ＩＦ＿Ｑ＞ＩＦ＿Ｉの関係が成り立つ。 本発明の他の実施の形態におけるＩＱ直交ミキサ回路の構成を示す回路図である。 上記ＩＱ直交ミキサ回路におけるＩＱ相互干渉効果を示すグラフである。 従来のＩＱ直交ミキサ回路におけるイメージ抑圧ブロックの構成を示すブロック図である。 ローカル信号ＬＯ、高周波信号ＲＦ、イメージ信号及び中間周波数信号ＩＦの関係を示す図である。 従来の２つの独立したＩＱ直交ミキサ回路を示す回路図である。 従来のＩＱ相互干渉を利用する電流源付きのＩＱ直交ミキサ回路の構成を示す回路図である。 （ａ）（ｂ）は、それぞれ図１７及び図１６における、スイッチ部の正弦波入力信号と電流量を比較するタイミングチャートである。 図１７において電流源を除去した構成のＩＱ直交ミキサ回路を示す回路図である。 電流源を除去したミキサ回路を示す回路図である。 新たな電流源を有するミキサ回路を示す回路図である。

１ａ・２ａ ノード
１０ イメージ抑圧ブロック
１１ ９０度位相器
１２ イメージリジェクションミキサ
１３ ポリフェーズフィルタ〔ＰＰＦ〕
２０ ＩＱ直交ミキサ回路（ミキサ回路）
２１・２２ ノード
３０ ＩＱ直交ミキサ回路（ミキサ回路）
４０ ＩＱ直交ミキサ回路（ミキサ回路）
４１・４２ ノード
Ｃ１・Ｃ２ キャパシタ（容量）
Ｃ３〜Ｃ６ キャパシタ（容量）
Ｇｍ・Ｇｍ＿Ｉ・Ｇｍ＿Ｑ トランスコンダクタ部
Ｉ１・Ｉ２ 定電流源（第１及び第２の電流源）
Ｉ３・Ｉ４ 定電流源（第３及び第４の電流源）
ＩＦ 中間周波数信号
ＩＦ＿Ｉ・ＩＦ＿Ｑ 中間周波数信号
ＩＦ＿ＩＢ・ＬＯ＿ＱＢ 中間周波数反転信号
ＬＯ ローカル信号
ＬＯ＿Ｉ・ＬＯ＿Ｑ ローカル信号
ＬＯ＿ＩＢ・ＬＯ＿ＱＢ ローカル反転信号
Ｒ１・Ｒ２ 抵抗（第１及び第２の抵抗）
Ｒ８・Ｒ９ 抵抗（第３及び第４の抵抗）
Ｒ＊＿ｓ 抵抗のサイズ
Ｒｓ＿ｉｎ１・Ｒｓ＿ｏｕｔ１ 抵抗のサイズ
ＲＦ 高周波信号（受信信号）
ＲＦＢ 高周波反転信号（受信信号）
ＳＷ・ＳＷ＿Ｉ・ＳＷ＿Ｑ スイッチ部
Ｔ１・Ｔ２ トランジスタ（第１及び第２のトランジスタ）
Ｔ１１・Ｔ１２ トランジスタ（第３及び第４のトランジスタ）

Claims (12)

1. 電流源の動作電流を基に、外部から入力する受信信号をトランスコンダクタ部で増幅した後、第１及び第２のスイッチ段に分配し、第１及び第２の局部発振信号と上記受信信号との積を上記第１及び第２のスイッチ部と第１〜４の出力負荷との４つの接続部から互いに位相の異なる第１〜４の中間周波数信号を生成する周波数変換機能を有するミキサ回路において、
   上記トランスコンダクタ部のトランジスタを電流源トランジスタとして利用すると共に、
   上記電流源トランジスタとして利用した第１及び第２のトランジスタに、第１及び第２の抵抗をそれぞれ備え、
   前記第１及び第２のトランジスタをバイアスすべく、ダイオード接続された第３及び第４のトランジスタと第３及び第４の抵抗とをそれぞれ備え、上記第１のトランジスタと上記第３のトランジスタとは、第１の電流源カレントミラーを形成し、上記第２のトランジスタと上記第４のトランジスタとは、第２の電流源カレントミラーを形成し、
   上記第１の抵抗は、上記第１のトランジスタのエミッタとグランドとの間に接続されており、
   上記第２の抵抗は、上記第２のトランジスタのエミッタと上記グランドとの間に接続されており、
   上記第３の抵抗は、上記第３のトランジスタのエミッタと上記グランドとの間に接続されており、
   上記第４の抵抗は、上記第４のトランジスタのエミッタと上記グランドとの間に接続されていることを特徴とするミキサ回路。
2. 前記第１（又は第２）及び第３（又は第４）のトランジスタのトランジスタのサイズ比を変えると共に、上記第１（又は第２）及び第３（又は第４）の抵抗の比を変えることにより、カレントミラー比を調整することを特徴とする請求項１に記載のミキサ回路。
3. 前記第１及び第２の電流源カレントミラーのバイアス電圧供給部に、受信信号とその反転信号とを、容量を介して与えることを特徴とする請求項１または２に記載のミキサ回路。
4. 前記ダイオード接続された第３及び第４のトランジスタに、第１及び第２の等しい電流を供給することを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載のミキサ回路。
5. 前記第１及び第２の等しい電流を、前記ダイオード接続された第３及び第４のトランジスタにそれぞれ供給することにより、自己バイアス電圧を生成することを特徴とする請求項４に記載のミキサ回路。
6. 前記第１〜４の出力負荷と並列に容量が備えられていることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載のミキサ回路。
7. 前記第１〜２及び第３〜４の中間周波数信号の各配線間に高調波抑制容量が挿入されていることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載のミキサ回路。
8. 前記第１及び第２の抵抗と前記第１及び第２のトランジスタとの接続部間に、第５の抵抗が備えられていることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載のミキサ回路。
9. 前記第３のトランジスタのコレクタと前記第３のトランジスタのベースとの間に第６の負帰還抵抗が接続され、前記第４のトランジスタのコレクタと前記第４のトランジスタのベースとの間に第７の負帰還抵抗が接続されていることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載のミキサ回路。
10. 前記第１（又は第２）及び第３（又は第４）の抵抗の比を実現すべく、前記第１（又は第２）の抵抗を、カレントミラー比ｎに対応させ、基準となる前記第３（又は第４）の抵抗を複数並列接続することにより、１／ｎのサイズとなる抵抗を実現することを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載のミキサ回路。
11. 前記第５の抵抗のサイズを２分割し、直列に接続して元のサイズを実現することを特徴とする請求項８記載のミキサ回路。
12. 前記第１及び第２のスイッチ部と前記トランスコンダクタ部との接続部に第３及び第４の電流源が付加されていることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載のミキサ回路。

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