JPH0376176A

JPH0376176A - コンデンサ充電回路

Info

Publication number: JPH0376176A
Application number: JP21194189A
Authority: JP
Inventors: Katsuya Okamura; 勝也岡村
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1989-08-17
Filing date: 1989-08-17
Publication date: 1991-04-02
Anticipated expiration: 2013-02-16
Also published as: JP2714166B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の目的〕（産業上の利用分野）本発明は炭酸ガスレーザ、エキシマガスレーザ等の気体
レーザ装置に用いられるコンデンサ充電回路に関するも
のである。

（従来の技術）炭酸ガスレーザ、エキシマガスレーザについて電子の励
起を行う場合、コンデンサに充電した電荷を、高速スイ
ッチによって、ＩＫＩＩｚ以上の高い繰返し周波数で放
電させることが行なわれる。

この場合、高速スイッチとしては、ターンオンするとき
の高速性、及びオン状態での低損失性を重視して、サイ
ラトロンが多く用いられている。

しかし、このサイラトロンは、高い繰返し周波数で使用
した場合ターンオフ機能が不安定になるという欠点を有
している。そこで、このターンオフを確実に行うため、
コンデンサが放電された後に一定の休止期間を設けるよ
うにした、所謂コマンド方式の充電が従来から行なわれ
ている。

第３図は、特開昭６２−２１１９７６号公報に示された
、このようなコマンド方式のコンデンサ充電回路の概略
構成図である。

この図において、直流電源装置１からの直流出力はイン
バータ装置２により２０ＫＨｚの交流出力に変換され、
昇圧トランス３の一次側に供給される。制御回路４は、
所定幅及び所定周波数のパルス信号即ちキャリヤ信号を
入力し、このキャリヤ信号を基本成分とする制御信号に
よりインバータ装置２をキャリヤ制御するようになって
いる。

そして、昇圧トランス３の二次側には整流口路５が接続
され、昇圧された交流出力が整流されるようになってい
る。コンデンサＣ１はこの整流回路５からの直流出力に
より充電される。

このようにインバータ装置２が所定期間運転され、コン
デンサＣ１が設定電圧まで充電されると、インバータ装
置２の運転は一定期間停止され、出力が停止される。こ
の出力停止期間中に、高速スイッチ６がオンとなり、コ
ンデンサＣＩの電荷が移行することにより、コンデンサ
Ｃ２が充電される。そして、コンデンサＣ２が所定の電
圧まで充電されることにより、レーザ回路７が放電を行
うことになる。

コンデンサＣ１の放電が終了し、インバータ装置２の出
力停止期間が終了すると、インバータ装置２は再び運転
を開始し、上記と同様の過程の動作が繰返される。

ｍ４図は上記の動作における、昇圧トランス３の出力と
コンデンサＣ１の充電電圧との関係を示す説明図である
。昇圧トランス３から出力されるパルスのパルス幅及び
周波数はキャリヤ信号と同じになっている。そして、キ
ャリヤ信号の１パルス当りについて、コンデンサＣ１の
充電電圧はΔＶ　だけ上昇する。コンデンサＣ１の充電
電圧がこのようにΔＶ　毎に段階的に上昇することによ
り、コンデンサＣは設定電圧ｖｏまで充電される。この
電圧値Ｖ。は、この後高速スイッチ６がターンオンして
コンデンサＣｌが放電されるまでの間一定に維持される
。

このような、コマンド方式によるコンデンサＣ１の充電
を行うと、インバータ装置２のキャリヤ制御により充電
の休止時間を確実に確保することができる。したがって
、高速スイッチ６のターンオフを確実に行うことができ
、安定した高繰返し動作を行うことができる。

なお、インバータ装置２の運転開始から出力停止までの
期間、すなわち充電期間τＯＮは、キャリヤ周波数をｆ
　とすると、（発明が解決しようとする課題）しかしながら、上記のような従来のコンデンサ充電回路
は、次のような欠点をＨするものであった。

すなわち、第４図によれば、コンデンサＣＩの充電電圧
の分解能は、キャリヤ信号の１パルス当りの電圧増加分
ΔＶ　に等しくなる。したがって、充電精度を高めよう
とすると、ΔＶ　を小さくせざるを得なくなるが、（１
）式から明らかなように、Δｖｏを小さくするとてＯＮ
が大きくなる。

ところが、この充電期間τＯＮには一定の制限があり、で表わされる。

一方、インバータ装置２の出力停止期間、すなわち非充
電期間τ。□は、高速スイッチ６のターンオフに必要な
時間により制限される。

なる関係を満足する必要がある。ここで、ｆ　は高速ス
イッチ６の動作繰返し周波数である。そのため、Δｖｏ
をあまりに小さくすると、τＯＮが（２）式の関係を満
足しなくなり、インバータ装置２の運転期間中には充電
が完了しないことになる。

このような事態を回避するためには、ΔＶｏを小さくす
ると共にキャリヤ周波数ｆ。の値を大きくすればよいこ
とが〈１）式から明らかである。事実、レーザの動作周
波数がＩ　Ｋ　ＩＩ　ｚ程度までの場合は、このように
ΔＶ　を小さくすると共にキャリヤ周波数ｆ　を高くす
ることにより、充電精度を向上させることが可能であっ
た。

しかし、近時においては、レーザの動作周波数について
は５ＫＨｚあるいはそれ以上の周波数が要求されるよう
になってきており、そのためキャリヤ周波数ｆ　も数１
０ＫＨｚ以上の非常に大きな値にしなければならなくな
っている。

ところが、キャリヤ周波数ｆ　をこのように高いものと
した場合、インバータ装置２の半導体デバイスは電力定
格が小さなものに限られ、インバータ装置２の容量は一
定以下のものに制限されてしまうことになる。また、キ
ャリヤ周波数をこのように高くすることは、必然的に回
路全体の損失をも大きくすることになる。

本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであり
、インバータ装置の容量が制限されることなく、また、
回路の損失を招くことなく、コンデンサの充電精度を向
上させることが可能なコンデンサ充電回路を提供するこ
とを目的としている。

〔発明の構成〕

（課題を解決するための手段）本発明は上記課題を解決するための手段として、所定幅
及び所定周波数のパルス信号を基本成分とする制御信号
に基いてインバータ装置の出力を制御し、該制御により
所定間隔毎の出力停止期間を含む交流出力を得るように
し、この交流出力を整流してコンデンサを設定電圧まで
周期的に充電するようにしたコンデンサ充電回路におい
て、前記コンデンサの充電電圧を検出する電圧検出手段
と、前記電圧検出手段の検出値に応じて、前記パルス信
号のパルス幅を変化させるパルス幅制御手段と、を備え
、前記コンデンサの充電電圧が、予め定めてある所定電
圧に達した後前記設定電圧に達するまでの期間は、前記
パルス信号のパルス幅を小さくすることにより、このパ
ルス信号の１パルス当りについての前記インバータ装置
の交流出力の値を小さくしたことを構成としである。

（作　用）上記構成において、電圧検出手段は充電すべきコンデン
サの充電電圧を検出するが、この検出値がインバータ装
置の運転により、予め定めてある所定電圧に達すると、
パルス幅制御手段、パルス信号のパルス幅をそれまでの
ものよりも小さくする。このパルス幅が小さくなった状
態は、コンデンサが設定電圧に達するまでの期間継続す
る。パルス幅を小さくすると、パルス信号の１パルス当
りについてのインバータ装置の出力が小さくなるので、
この期間における充電精度は高いものとなる。

したがって、上記の所定電圧の値を設定電圧の値に近づ
ければ、インバータ装置の出力が小さくなる時間は僅か
なものとなり、充電期間がそれほど長くならずに、コン
デンサの充電が完了する。

（実施例）以下、本発明の実施例を第１図及び第２図に基き説明す
る。但し、第３図及び第４図と同様の構成要素には同一
符号を付して、その重複した説明を省略する。

第１図において、高速スイッチ６と並列に接続された電
圧検出手段８は、コンデンサＣ１の充電電圧についての
検出信号を制御回路４Ａに送出するようになっている。

制御回路４Ａは、パルス幅制御手段９を有しており、コ
ンデンサＣ１の充電電圧が所定電圧に達した時点で、キ
ャリヤ信号のパルス幅を小さくする。そして、このパル
ス幅を小さくしたキャリヤ信号を基本成分とする制御信
号に基いて、コンデンサＣ１の充電電圧が設定電圧に達
するまで、インバータ装置を制御するようになっている
。

次に、このときの動作を第２図に基いて詳しく説明する
。インバータ装置２の運転開始後時間ｔ　までは、キャ
リヤ信号のパルス幅はＷｌとなている。このパルス幅Ｗ
ｔは１／２ｆｏ　（ｆｏはキャリヤ信号の周波数）であ
り、昇圧トランス３の出力も、図示のように、キャリヤ
信号の出力と同じになる。このときのキャリヤ信号の１
パルス当りの充電電圧の増加分はΔＶ１である。

次いで、時間ｔ１において、電比検出手段８は、コンデ
ンサＣ１の充電電圧が所定電圧ｖ、（例えば設定電圧■
。の８０％即ち０　、８　Ｖ　ｏとする。）に達したこ
とを検出する。すると、制御回路４Ａ内のパルス幅制御
手段９は、キャリヤ信号のパルス幅をそれまでのＷ　か
らＷ２にして短（する。

したがって、昇圧トランス３の出力のパルス幅もＷ２と
なり、キャリヤ信号１パルス当りの充電電圧の増加分も
、それまでのΔＶ１からΔＶ２（ΔＶ２くΔＶ１）に変
化する。

そして、以後この状態でインバータ装置２の運転が継続
され、時間ｔ２において電圧検出手段８が設定電圧Ｖ。

を検出すると、制御回路４Ａはインバータ装置２の運転
を停止させ、出力停止期間に入る。既述したように、こ
の出力停止期間中に、高速スイッチ６が動作する。

上記のような充電では、運転期間（０〜ｔ２）の大半に
おいて、キャリヤ信号１パルス当りの充電電圧増加分は
、従来と同様の大きさのΔＶ１となっている。それ故、
運転期間即ちコンデンサＣが設定電圧Ｖ。まで充電され
る期間は、従来と比べてそれほど長くなることはない。

つまり、コンデンサの充電精度を高めるためには、充電
期間の全てにわたって、充電電圧の分解能を高める必要
はなく、充電期間の終了間際のみ分解能を高めてやれば
充分である。本発明はこのような点に着目してなされた
ものである。そして、キャリヤ周波数については何ら変
化していないので、インバータ装置の容量が制限される
ことはなく、また、回路の損失を招くこともない。

なお、上記実施例では、キャリヤ信号のパルス幅を小さ
くするタイミングを、充電電圧が設定電圧の８０％にな
った時点としているが、もちろんこのタイミングは種々
調整することができる。ただし、実用上は、設定電圧の
７０〜９０％程度の範囲内の時点とすることが好ましい
。

〔発明の効果〕

以上のように本発明によれば、コンデンサの充電電圧が
予め定めてある所定電圧に達した後設定電圧に達するま
での期間は、パルス信号のパルス幅を小さくして、パル
ス信号の１パルス当りについてインバータ装置の出力を
小さくする構成としたので、インバータ装置の容量が制
限されることなく、また、回路の損失を招くことなくコ
ンデンサの充電精度を向上させることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例の概略構成図、第２図はその動
作説明図、第３図は従来装置の概略構成図、第４図はそ
の動作説明図である。１・・・直流電源装置、２・・・インバータ装置、３・
・・昇圧トランス、４Ａ・・・制御回路、５・・・整流
回路、６・・・高速スイッチ、８・・・電圧検出手段、
９・・・パルス幅制御手段、Ｃ１・・・コンデンサ。

Claims

【特許請求の範囲】　所定幅及び所定周波数のパルス信号を基本成分とする
制御信号に基いてインバータ装置の出力を制御し、該制
御により所定間隔毎の出力停止期間を含む交流出力を得
るようにし、この交流出力を整流してコンデンサを設定
電圧まで周期的に充電するようにしたコンデンサ充電回
路において、前記コンデンサの充電電圧を検出する電圧
検出手段と、前記電圧検出手段の検出値に応じて、前記パルス信号の
パルス幅を変化させるパルス幅制御手段と、を備え、前記コンデンサの充電電圧が、予め定めてある所定電圧
に達した後前記設定電圧に達するまでの期間は、前記パ
ルス信号のパルス幅を小さくすることにより、このパル
ス信号の１パルス当りについての前記インバータ装置の
交流出力の値を小さくすることを特徴とするコンデンサ
充電回路。