JPH0374169A - スイッチング電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、乾電池などの直流低電圧源を人力とするＤＣ
−ＤＣコンバータなどに代表されるスイッチング電源回
路に関し、さらに詳しくは、入力電源電圧が低くても動
作可能であり、しかも回路消費電力を極力抑えることの
可能となったスイッチング電源回路に関するものである
。

（従来の技術） 乾電池などの直流低電圧源を電源とするポータプル機器
においては、この電源からの出力電圧を昇圧および安定
化させるために、スイッチング電源回路としてＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータが組み込まれている。ＤＣ−ＤＣコンバー
タは、一定の駆動パルスによって直流電圧源を開閉する
開閉手段としてのスイッチング素子を有し、この手段を
介して取り出した電圧を昇圧および安定化させて得た直
流電圧を負荷側に出力するようになっている。乾電池な
どの低電圧源を電源とするスイッチング電源回路として
は、動作電圧が約２Ｖで、低消費電力型のＣ−ＭＯ３構
戒０ものが知られている。

（発明が解決しようとする課題） ここに、乾電池などの低電圧、低容量のものを電圧源と
するスイッチング電源回路としては、工ないし２■程度
の低入力端子でも動作が可能であること、および回路の
消費電力も小さいことが要求される。しかし、従来から
知られている回路としてこれらの双方の要求を同時に満
足するものは提案されていない。例えば、スイッチング
素子としてＣ−ＭＯ３構成のものを用いた場合には、低
消費電力という要求は満たすものの、ＭＯ３自体が本来
電圧駆動型デイバイスであるので、出力電圧をある程度
の値以上に保持しつつ、２■を下回る低電圧で動作可能
にすることは困難である。

本発明の課題は、このような従来の問題点に着目して、
工ないし２■程度の低い電源電圧での動作が可能であり
、しかも低消費電力型であるスイッチング電源回路を実
現することにある。

（課題を解決するための手段） 本発明においては、スイッチング素子としてのバイポー
ラトランジスタが電流駆動型のデイバイスであり、ＩＶ
程度の低い電圧でも充分に動作可能であるが、消費電力
は相対的に多いとう特性を有しているのに対して、ＭＯ
Ｓトランジスタの方は電圧駆動型のデイバイスであり、
動作可能電圧は相対的に高いが、消費電力は相対的に小
さいという特性に着目し、次のようにスイッチング電源
回路を構成するようにしている。

すなわち、所定のデユーティ比の駆動パルス信号によっ
てオンオフ制御されるバイポーラトランジスタをスイッ
チング素子として含み、直流電源電圧を繰り返し開閉す
る第１の開閉手段と共に、上記の駆動パルス信号によっ
てオンオフ制御されるＭＯＳ）ランジスタをスイッチン
グ素子として含み、直流電源電圧を繰り返し開閉する第
２の開閉手段とを配置するようにしている。そして、こ
れらの開閉手段を介して取り出した電圧を、昇圧手段に
よって昇圧Ｌ７、変換手段によって整流、平滑化した後
に、直流出力電圧として負荷側に供給するようにしてい
る。さらに、上記の第１および第２の開閉手段のいずれ
を使用するのかを設定する切り換え手段を有しており、
この切り換え手段は、負荷側へ供給される直流出力電圧
が基準電圧以下の場合には前記第１の開閉手段に対して
のみ前記駆動パルス信号の供給を許可し、この直流出力
電圧が基準電圧を超えた後は、第２の開閉手段に対して
のみ駆動パルス信号の供給を許可するようになっている
。

（作用） この構成のスイッチング電源回路において、入力電圧が
投入された直後の起動時には、負荷側への直流出力電圧
の値も低く、この場合には切り換え手段によって第１の
開閉手段が選択されて、この開閉手段に対してのみ駆動
パルス信号が供給される。この駆動信号によってこの開
閉手段のバイポーラトランジスタが繰り返しオンオフし
て、直流電源電圧を繰り返し開閉することになる。この
ように、起動時には、バイポーラトランジスタによって
開閉制御を行うので、ＩＶ程度の低い電圧で動作させる
ことができる。

この後、出力電圧が昇圧されて、この値がＭＯＳトラン
ジスタを動作可能な値、すなわち基準値を超えると、切
り換え手段によって、第１の開閉手段から第２の開閉手
段へと切り換わる。この後は、第２の開閉手段のＭＯＳ
）ランジスタの側に駆動パスル信号が供給されて、直流
電源電圧の開閉制御が行われる。このように、直流出力
電圧が高くなり、定常状態に達した後は、ＭＯＳ）ラン
ジスタが使用されるので、回路の消費電力は低く抑えら
れることになる。

（実施例） 以下に、図面を参照して本発明の詳細な説明する。

図は本発明を適用したＤＣ−ＤＣコンバータを示すブロ
ック図である。図において、２０は乾電池などの直流低
圧電源Ｖｉに接続された入力端子であり、この入力端子
は、直列接続されたチョッバ弐〇昇圧ＤＣ−ＤＣコンバ
ータを構成するリアクトル（昇圧コイル）１３および整
流ダイオード１４を介して、負荷側への出力端子２１に
接続されている。ダイオード１４と出力端子２１の接続
点と接地との間には平滑コンデンサ１５が接続されてい
る。上記のりアクドルＩ３および整流ダイオード１４の
接続点と接地との間には、第１の開閉手段を構成するバ
イポーラトランジスタ１１と第２の開閉手段を構成する
ＭＯ３ＦＥＴ１２が並列接続されている。

バイポーラトランジスタ１１のベースは、バッファ回路
４およびスイッチ素子１０を介して入力端子２０に接続
されている。スイッチ素子１０はその制御入力に高論理
信号Ｈが入力されるとオンし、低論理信号りが入力され
るとオフに切り換わるようになっている。このスイッチ
素子１０の制御入力には、インバータ５の出力側が接続
されている。このインバータ５の入力側は、第１のコン
パレータ８の出力側に接続されている。このコンパレー
タ８の入力側は、出力端子２１および第１の基準電圧Ｅ
ｌに接続されており、入力された電圧Ｖｏがこの第１の
基準電圧Ｅ１以下のときには低論理信号りが出力され、
この値を超えると高論理信号Ｈが出力される。ここに、
この値ＥｌはＭＯ３ＦＥＴ１２を動作させるのに必要な
下限電圧値に設定されている。

一方、上記のバッファ回路４の制御入力は、アンドゲー
ト３の出力側に接続され、このアントゲ−１３の入力側
の一方はアンドゲート２の出力側に接続されている。こ
のアンドゲート３の他方の入力側は上記のインバータ５
の出力側に接続されている。アンドゲート２の人力の一
方は、一定のデユーティ比の駆動パルス信号ＩＳを生成
する発振器１に接続されている。

次に、上記の第２の開閉手段を構成するＭＯ３ＦＥＴ１
２のゲート側は、バッファ回路７を介して出力端子２１
に接続されている。このバッファ回路７の制御入力側は
、アンドゲート６の出力側に接続されており、このアン
ドゲート６の入力側は、アンドゲート２の出力および第
１のコンパレータ８の出力側に接続されている。

一方、１Ｂ（Ｒ１）および１９（Ｒ２）は、出力端２１
と接地との間に直列接続した分圧抵抗器であり、これら
の間に現れる分圧電圧Ｖａは、第２のコンパレータ９の
一方の入力端子に供給される。このコンパレータの他方
の入力端子には第２の基準電圧Ｒ２が供給されている。

このコンパレータ９の出力側は上記のアンドゲート２の
一方の入力側に接続されており、電圧Ｖａの値が基準電
圧Ｒ２より低い場合には、高論理信号Ｈを出力し、この
逆となった場合には低論理信号りをアンドゲート２に向
けて出力する。

このように構成した本例のＤＣ−ＤＣコンバータの動作
を説明する。まず、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力端子２
０に対して、電源スィッチ（図示せず）を介して入力電
圧Ｖｉが投入されると、入力電圧は電源の内部抵抗、平
滑コンデンサ１５の容量などで定まる時定数にしたがっ
て立ち上がる。

このような起動時には、出力端子２１からの直流出力電
圧ＶｏＯ値は第Ｉの基準電圧Ｅｌよりも低く、従づて第
１のコンパレータ８からは低論理信号りが出力される。

また、この出力電圧の分圧値Ｖａも第２の基準電圧Ｒ２
よりも低いので、第２のコンパレータ９からは高論理信
号Ｈが出力される。第１のコンパレータ日の出力はイン
バータ５によって反転されるので、高論理信号Ｈがスイ
ッチ素子１０の制御入力側に入力されて、スイッチ素子
１０が閉じる。また、この高論理信号によってアンドゲ
ート３が開き、第２のコンレバレータ９からの高論理信
号Ｈによってアンドゲート２も開くので、発振器１から
の駆動パルス信号ＩＳは、これらのゲートを順次に介し
て、バッファ回路４の制御入力側に供給される。この結
果、この駆動パルス信号１３のオンオフに応じて、バッ
ファ回路４が周期的にオンオフして、ここを介して第１
の開閉手段を構成するバイポーラトランジスタ１１のベ
ースには入力電圧Ｖｉが印加される。バイポーラトラン
ジスタの動作可能電圧の下限値はＩＶ程度と低いので、
このような起動時の低電圧によっても充分に駆動可能で
ある。従って、トランジスタ１１がスイッチング動作を
開始する。この結果、リアクトル１３、ダイオード１４
によって、出力電圧Ｖｏが昇圧される。

次に、出力電圧ＶＯが昇圧されて、第１の基準電圧Ｅｌ
を超えると、コンパレータ８の出力は高論理信号乙に反
転する。この結果、スイッチ素子ｌＯが開き、アンドゲ
ート３も閉じて、第１の開閉手段を構成するバイポーラ
トランジスタ１１の駆動が停止する。これに対して、今
度はアンドゲート６が開き、ここを通って、発振器１か
らの駆動パルス信号ＩＳがバッファ回路７の制御入力端
に向けて供給され始める。このバッファ回路７には、昇
圧した出力電圧ＶＯが供給されているので、駆動パルス
信号ＩＳに応じて、この出力電圧Ｖ。

が第２の開閉手段を構成するＭＯＳＦＥＴのゲートに供
給され始める。ここに、ゲートに供給される駆動電圧、
すなわち昇圧された出力電圧Ｖｏは、ＦＥＴを駆動可能
な電圧（＞Ｅｌ）である。よって、ＦＥＴ１２のスイッ
チング動作が開始されて、昇圧された出力電圧■０が負
荷側に向けて供給される。

ここに、出力電圧ＶＯの分圧Ｖａがコンパレータ９に供
給されており、この値が第２の基準電圧Ｅ２を超えると
、このコンパレータ出力が低論理に切り換わり、ゲート
２を閉じる。この結果、駆動パルス信号ＩＳＯ供給が停
止して、ＦＥＴ１２はオフとなる。逆に、分圧Ｖａがこ
の電圧Ｅ２を再び下回ると、ＦＥＴ１２のスイッチング
動作が再開される。このようにして、コンパレータ９の
作用により、出力電圧Ｖｏは次式で示す値となるように
安定化される。

Ｉ Ｖｏ＝　（１＋　　　　　　）　　・Ｅ２２ 上述したように、本例の回路においては、切り換え手段
を構成する第１のコンパレータ８の作用により、出力電
圧の低い起動時には、第１の開閉手段を構成するバイポ
ーラトランジスタ１１を用いてスイッチング動作を行い
、出力電圧が第１の基準電圧Ｅｌを超えた後はＭＯ３Ｆ
ＥＴ１２を用いてスイッチング動作を行うようにしてい
る。従って、ＩＶ程度の低い電圧で動作可能であり、し
かも定常状態においては消費電力の低いＭＯＳＦＥＴを
用いているので低消費電力化も達成することができる。

（発明の効果） 以上説明したように、本発明のスイッチング電源回路に
おいては、起動時には動作可能電圧の下限値の低いバイ
ポーラトランジスタを用いてスイッチング動作を行い、
定常状態になった後は動作可能電圧の下限値は相対的に
高いものの、消費電力が相対的に少ないＭＯＳ）ランジ
スタを用いてスイッチング動作を行うようにしている。

従って、本発明によれば、スイッチング電源回路を低い
駆動電圧で動作開始させることが可能であり、しかもそ
の消費電力を少なくできるという効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

図は本発明の一実施例に係るＤＣ−ＤＣコンバータを示
すブロック図である。 １−発振器、２，３．６−・アンドゲート、４．７−・
・バッファ回路、５・・−インバータ、８・−・第１の
コンパレータ（切り換え手段）、９−・第２のコンパレ
ータ、 １０−・スイッチ素子、 １１−バイポーラトランジスタ（第１の開閉手段）、 １２−・ＭＯＳＦＥＴ（第２の開閉手段）、１３・・−
リアクトル、１４−・−ダイオード、１５−平滑コンデ
ンサ、 １６・・−第１の基準電圧、 １７−・・第２の基準電圧、 １８．１９−分圧抵抗器、２〇−入力端子、２１・・・
出力端子。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 所定のデューティ比の駆動パルス信号によってオンオフ
   制御されるバイポーラトランジスタをスイッチング素子
   として含み、直流電源電圧を繰り返し開閉する第１の開
   閉手段と、前記駆動パルス信号によってオンオフ制御さ
   れるＭＯＳトランジスタをスイッチング素子として含み
   、前記直流電源電圧を繰り返し開閉する第２の開閉手段
   と、 前記第１あるいは第２の開閉手段を介して取り出された
   電圧を昇圧する昇圧手段と、 昇圧された電圧を整流、平滑化して直流出力電圧として
   出力する変換手段と、 前記直流出力電圧が基準電圧以下の場合には前記第１の
   開閉手段に対してのみ前記駆動パルスの供給を許可し、
   前記直流出力電圧が前記基準電圧を超えた後は、前記第
   ２の開閉手段に対してのみ前記駆動パルスの供給を許可
   する切り換え手段と、 を有することを特徴とするスイッチング電源回路。