JP2001286129A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ装置 - Google Patents
Ｄｃ−ｄｃコンバータ装置Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 従来のＤＣ−ＤＣコンバータの低電圧駆動の
ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴスイッチング素子として用い
ると、ゲート・ソースの耐圧が低いために、ゲートとソ
ース保護の為に分圧抵抗で分圧しているが、スイッチン
グ損失が増大して信頼性が低下する課題があった。 【解決手段】直流電源１１から供給された直流電圧をス
イッチングして出力電圧を生成するＰチャンネルＭＯＳ
ＦＥＴ１７と、このＭＯＳＦＥＴ１７からの出力電圧を
平滑整流された直流電圧を用いて、ＭＯＳＦＥＴ１７の
スイッチングを制御する電圧制御回路１６と、この電圧
制御回路１６の駆動電圧が供給される基準電位供給用入
力端子（ＧＮＤ）には、前記直流電源１１からの直流電
圧を分圧供給して、直流電源から入力されるＭＯＳＦＥ
Ｔ１７のソース電圧と電圧制御回路１６から制御入力さ
れるゲート電圧との電圧差を少なくすることで、ソース
・ゲート間保護回路を不要とするＤＣ−ＤＣコンバータ
装置。
ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴスイッチング素子として用い
ると、ゲート・ソースの耐圧が低いために、ゲートとソ
ース保護の為に分圧抵抗で分圧しているが、スイッチン
グ損失が増大して信頼性が低下する課題があった。 【解決手段】直流電源１１から供給された直流電圧をス
イッチングして出力電圧を生成するＰチャンネルＭＯＳ
ＦＥＴ１７と、このＭＯＳＦＥＴ１７からの出力電圧を
平滑整流された直流電圧を用いて、ＭＯＳＦＥＴ１７の
スイッチングを制御する電圧制御回路１６と、この電圧
制御回路１６の駆動電圧が供給される基準電位供給用入
力端子（ＧＮＤ）には、前記直流電源１１からの直流電
圧を分圧供給して、直流電源から入力されるＭＯＳＦＥ
Ｔ１７のソース電圧と電圧制御回路１６から制御入力さ
れるゲート電圧との電圧差を少なくすることで、ソース
・ゲート間保護回路を不要とするＤＣ−ＤＣコンバータ
装置。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ＰチャンネルＭＯ
Ｓ形電解効果トランジスタをスイッチング素子として用
いたＤＣ−ＤＣコンバータ装置に関する。
Ｓ形電解効果トランジスタをスイッチング素子として用
いたＤＣ−ＤＣコンバータ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】電子機器に内蔵された各種電子回路を駆
動する直流電源から供給された直流電圧が変動すると、
前記電子回路の動作特性が大幅に変動するために、前記
直流電源電圧が安定化されたものが要求される。さら
に、前記直流電源から供給された直流電圧を昇圧又は降
圧して前記電子回路に供給する際には、ＤＣ−ＤＣコン
バータ装置によって直流電圧の昇圧又は降圧を行ってい
る。
動する直流電源から供給された直流電圧が変動すると、
前記電子回路の動作特性が大幅に変動するために、前記
直流電源電圧が安定化されたものが要求される。さら
に、前記直流電源から供給された直流電圧を昇圧又は降
圧して前記電子回路に供給する際には、ＤＣ−ＤＣコン
バータ装置によって直流電圧の昇圧又は降圧を行ってい
る。
【０００３】前記直流電源から供給された直流電圧を昇
圧又は降圧するＤＣ−ＤＣコンバータ装置のスイッチン
グ素子にＰチャンネルＭＯＳ形電解効果トランジスタ
（以下、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴという）が用いられ
るようになっている。
圧又は降圧するＤＣ−ＤＣコンバータ装置のスイッチン
グ素子にＰチャンネルＭＯＳ形電解効果トランジスタ
（以下、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴという）が用いられ
るようになっている。
【０００４】このＰチャンネルＭＯＳＦＥＴを用いたＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ装置について、図４を用いて説明す
る。直流電源４１の正極には、ＰチャンネルＭＯＳＦＥ
Ｔ４５のソース電極とドレイン電極及び磁気素子４７の
直列回路を介して、出力端子４９に接続されている。前
記直流電源４７の負極は、出力端子５０に接続されてい
る。前記直流電源４１の正極と前記ＰチャンネルＭＯＳ
ＦＥＴ４５のソース電極との接続点は、分圧抵抗４３，
４４を介して、電圧制御回路４２のＶｏ端子に接続され
ていると共に、前記電圧制御回路４２のＶｃｃ端子にも
接続されている。このＶｃｃ端子は、前記直流電源４１
から供給された直流電源により、電圧制御回路４２を駆
動させる電源供給端子である。前記分圧抵抗４３と４４
の接続点は、前記ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ５のゲート
電極に接続されている。前記ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ
４５のドレイン電極と磁気素子４７の接続点と前記直流
電源４１の負極との間には、ダイオード４６が接続され
ている。前記磁気素子４７と出力端子４９の接続点は、
コンデンサ４８を介して前記直流電源４１の負極に接続
されると共に、前記電圧制御回路４２のＦ／Ｂ（ｆｅｅ
ｄｂａｃｋ）端子に接続されている。前記電圧制御回路
４２の駆動電源の基準電位供給（ＧＮＤ）端子は、前記
直流電源４１の負極に接続されている。前記電圧制御回
路４２は、プリアンプ及び発振器等からなり、前記Ｐチ
ャンネルＭＯＳＦＥＴ４５のゲート電極を制御するもの
である。なお、前記直流電源４１は、例えば直流電圧４
０Ｖの電源で、前記出力端子４９と５０の間の出力直流
電圧Ｖ０は１２Ｖに降圧するダウンチョッパー形式とす
る。
Ｃ−ＤＣコンバータ装置について、図４を用いて説明す
る。直流電源４１の正極には、ＰチャンネルＭＯＳＦＥ
Ｔ４５のソース電極とドレイン電極及び磁気素子４７の
直列回路を介して、出力端子４９に接続されている。前
記直流電源４７の負極は、出力端子５０に接続されてい
る。前記直流電源４１の正極と前記ＰチャンネルＭＯＳ
ＦＥＴ４５のソース電極との接続点は、分圧抵抗４３，
４４を介して、電圧制御回路４２のＶｏ端子に接続され
ていると共に、前記電圧制御回路４２のＶｃｃ端子にも
接続されている。このＶｃｃ端子は、前記直流電源４１
から供給された直流電源により、電圧制御回路４２を駆
動させる電源供給端子である。前記分圧抵抗４３と４４
の接続点は、前記ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ５のゲート
電極に接続されている。前記ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ
４５のドレイン電極と磁気素子４７の接続点と前記直流
電源４１の負極との間には、ダイオード４６が接続され
ている。前記磁気素子４７と出力端子４９の接続点は、
コンデンサ４８を介して前記直流電源４１の負極に接続
されると共に、前記電圧制御回路４２のＦ／Ｂ（ｆｅｅ
ｄｂａｃｋ）端子に接続されている。前記電圧制御回路
４２の駆動電源の基準電位供給（ＧＮＤ）端子は、前記
直流電源４１の負極に接続されている。前記電圧制御回
路４２は、プリアンプ及び発振器等からなり、前記Ｐチ
ャンネルＭＯＳＦＥＴ４５のゲート電極を制御するもの
である。なお、前記直流電源４１は、例えば直流電圧４
０Ｖの電源で、前記出力端子４９と５０の間の出力直流
電圧Ｖ０は１２Ｖに降圧するダウンチョッパー形式とす
る。
【０００５】このような構成のＤＣ−ＤＣコンバータ装
置において、前記ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ４５は、電
圧制御回路４２のＶｏ端子からの制御電圧の基で、直流
電源４１から供給された直流電圧を高速でスイッチング
させて所定の一定電圧を出力する。このＰチャンネルＭ
ＯＳＦＥＴ４５が前記電圧制御回路４２の制御の基で、
オン状態となると、前記直流電源４１からの直流電圧は
磁気素子４７を介して出力端子４９，５０から出力され
ると共に、前記コンデンサ４８を充電する。前記Ｐチャ
ンネルＭＯＳＦＥＴ４５がオフ状態となると、前記コン
デンサ４８に充電された電荷をダイオード４６で整流し
て出力端子４９，５０に出力する。これによって、出力
端子４９，５０から負荷へと直流出力電圧Ｖ０が供給さ
れる。この出力端子４９，５０の直流出力電圧は１２Ｖ
であり、この出力電圧Ｖ０（１２Ｖ）が前記電圧制御回
路４２のＦ／Ｂ端子に帰還される。一方、前記電圧制御
回路４２は、直流電源４１からの直流電圧４０Ｖで動作
しており、この直流電圧４０Ｖと前記Ｆ／Ｂ端子に供給
された直流電圧Ｖ０（１２Ｖ）と比較されて、電圧制御
回路４２のＶ０端子から前記ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ
４５のゲート電極の電圧を制御して、ドレイン電極から
出力される出力電圧の安定化が図られる。
置において、前記ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ４５は、電
圧制御回路４２のＶｏ端子からの制御電圧の基で、直流
電源４１から供給された直流電圧を高速でスイッチング
させて所定の一定電圧を出力する。このＰチャンネルＭ
ＯＳＦＥＴ４５が前記電圧制御回路４２の制御の基で、
オン状態となると、前記直流電源４１からの直流電圧は
磁気素子４７を介して出力端子４９，５０から出力され
ると共に、前記コンデンサ４８を充電する。前記Ｐチャ
ンネルＭＯＳＦＥＴ４５がオフ状態となると、前記コン
デンサ４８に充電された電荷をダイオード４６で整流し
て出力端子４９，５０に出力する。これによって、出力
端子４９，５０から負荷へと直流出力電圧Ｖ０が供給さ
れる。この出力端子４９，５０の直流出力電圧は１２Ｖ
であり、この出力電圧Ｖ０（１２Ｖ）が前記電圧制御回
路４２のＦ／Ｂ端子に帰還される。一方、前記電圧制御
回路４２は、直流電源４１からの直流電圧４０Ｖで動作
しており、この直流電圧４０Ｖと前記Ｆ／Ｂ端子に供給
された直流電圧Ｖ０（１２Ｖ）と比較されて、電圧制御
回路４２のＶ０端子から前記ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ
４５のゲート電極の電圧を制御して、ドレイン電極から
出力される出力電圧の安定化が図られる。
【０００６】しかし、この電圧制御回路４２で生成され
るＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ４２のゲート電極を制御す
る電圧は比較的低い値となり、ソース電極には直流電源
４１からの比較的高い値の電圧が供給される。一方、Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータ処理する電圧が比較的低圧の場合に
は、前記ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ４２のゲート・ソー
ス電極の耐圧Ｖｇｓは、±２０Ｖ位の低耐圧のものが用
いられる。このため、前記ＰチャンネルＯＳＦＥＴ４５
のゲート電極とソース電極の間の耐圧Ｖｇｓを考慮して
分圧抵抗４３，４４を配置して保護している。
るＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ４２のゲート電極を制御す
る電圧は比較的低い値となり、ソース電極には直流電源
４１からの比較的高い値の電圧が供給される。一方、Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータ処理する電圧が比較的低圧の場合に
は、前記ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ４２のゲート・ソー
ス電極の耐圧Ｖｇｓは、±２０Ｖ位の低耐圧のものが用
いられる。このため、前記ＰチャンネルＯＳＦＥＴ４５
のゲート電極とソース電極の間の耐圧Ｖｇｓを考慮して
分圧抵抗４３，４４を配置して保護している。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】従来のダウンチョッパ
ーＤＣ−ＤＣコンバータ装置は、直流電源４１から供給
された直流電圧で駆動する電圧制御回路４２で、Ｐチャ
ンネルＭＯＳＦＥＴ４５を高速スイッチングして、所定
の定電圧出力を生成する際に、低電圧用の前記Ｐチャン
ネルＭＯＳＦＥＴ４５のゲート・ソース電極の耐圧が低
いために、電圧制御回路４２から供給されるゲート電極
制御電圧と、ソース電極に供給される直流電源４１から
の直流電圧との差が前記ゲート・ソース間耐圧を超える
と、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ４５が破壊するために、
分圧抵抗４３，４４で分圧して、ＰチャンネルＭＯＳＦ
ＥＴ４４のゲート・ソース電極間の保護を行っている。
ーＤＣ−ＤＣコンバータ装置は、直流電源４１から供給
された直流電圧で駆動する電圧制御回路４２で、Ｐチャ
ンネルＭＯＳＦＥＴ４５を高速スイッチングして、所定
の定電圧出力を生成する際に、低電圧用の前記Ｐチャン
ネルＭＯＳＦＥＴ４５のゲート・ソース電極の耐圧が低
いために、電圧制御回路４２から供給されるゲート電極
制御電圧と、ソース電極に供給される直流電源４１から
の直流電圧との差が前記ゲート・ソース間耐圧を超える
と、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ４５が破壊するために、
分圧抵抗４３，４４で分圧して、ＰチャンネルＭＯＳＦ
ＥＴ４４のゲート・ソース電極間の保護を行っている。
【０００８】しかし、このＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ４
５のゲート・ソース電極間の耐圧保護のために、分圧抵
抗４３，４４を介して制御電圧を供給すると、Ｐチャン
ネルＭＯＳＦＥＴ４５のスイッチング損失が増大する。
このスイッチング損失により、ＰチャンネルＭＯＳＦＥ
Ｔ４５が発熱劣化して、ＤＣ−ＤＣコンバータ装置とし
ての信頼性が低下する課題があった。
５のゲート・ソース電極間の耐圧保護のために、分圧抵
抗４３，４４を介して制御電圧を供給すると、Ｐチャン
ネルＭＯＳＦＥＴ４５のスイッチング損失が増大する。
このスイッチング損失により、ＰチャンネルＭＯＳＦＥ
Ｔ４５が発熱劣化して、ＤＣ−ＤＣコンバータ装置とし
ての信頼性が低下する課題があった。
【０００９】本発明は、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴを用
いて、スイッチング損失が生じず、安定な出力電圧が維
持可能なＤＣ−ＤＣコンバータ装置を提供することを目
的とした。
いて、スイッチング損失が生じず、安定な出力電圧が維
持可能なＤＣ−ＤＣコンバータ装置を提供することを目
的とした。
【００１０】
【課題を解決するための手段】請求項１の発明のＤＣ−
ＤＣコンバータ装置は、直流電源から供給された直流電
圧をスイッチングにより所定の出力電圧を生成するスイ
ッチング手段と；直流電源からの直流電圧を分圧供給す
る分圧手段と；スイッチング手段の出力電圧を平滑整流
する整流出力手段と；分圧手段によって分圧された直流
電圧が基準電位供給用入力端子に入力され、整流出力手
段から出力された直流電圧と比較しスイッチング手段の
スイッチングを制御する電圧制御手段と具備することを
特徴とする。
ＤＣコンバータ装置は、直流電源から供給された直流電
圧をスイッチングにより所定の出力電圧を生成するスイ
ッチング手段と；直流電源からの直流電圧を分圧供給す
る分圧手段と；スイッチング手段の出力電圧を平滑整流
する整流出力手段と；分圧手段によって分圧された直流
電圧が基準電位供給用入力端子に入力され、整流出力手
段から出力された直流電圧と比較しスイッチング手段の
スイッチングを制御する電圧制御手段と具備することを
特徴とする。
【００１１】本発明とこれ以降の発明に用いる用語とそ
の技術的意味は次の通りである。前記スイッチング手段
は、直流電源から供給された直流電圧を高速にスイッチ
ングして、スイッチングオン状態時は、前記直流電源か
らの直流電圧を出力し、スイッチングオフ状態時は、前
記直流電源からの直流電圧を不出力して、スイッチング
出力として方形波交流電圧を生成するものである。
の技術的意味は次の通りである。前記スイッチング手段
は、直流電源から供給された直流電圧を高速にスイッチ
ングして、スイッチングオン状態時は、前記直流電源か
らの直流電圧を出力し、スイッチングオフ状態時は、前
記直流電源からの直流電圧を不出力して、スイッチング
出力として方形波交流電圧を生成するものである。
【００１２】前記分圧手段は、前記直流電源から供給さ
れた直流電圧を抵抗分圧して、前記電圧制御手段を駆動
する基準電位供給用端子に対して、前記直流電源から供
給される直流電圧を分圧供給して、前記電圧制御手段を
低電圧下で動作させるものである。
れた直流電圧を抵抗分圧して、前記電圧制御手段を駆動
する基準電位供給用端子に対して、前記直流電源から供
給される直流電圧を分圧供給して、前記電圧制御手段を
低電圧下で動作させるものである。
【００１３】前記整流出力手段は、磁気素子とコンデン
サ及びダイオードからなり、前記スイッチング手段がス
イッチングオン状態時に出力した直流電圧を磁気素子を
介してコンデンサに充電し、前記スイッチング手段がス
イッチングオフ状態時に、前記コンデンサに充電された
直流電圧をダイオードを介して放電し、前記スイッチン
グ手段から出力された方形波交流電圧を直流電圧に平滑
整流するものである。
サ及びダイオードからなり、前記スイッチング手段がス
イッチングオン状態時に出力した直流電圧を磁気素子を
介してコンデンサに充電し、前記スイッチング手段がス
イッチングオフ状態時に、前記コンデンサに充電された
直流電圧をダイオードを介して放電し、前記スイッチン
グ手段から出力された方形波交流電圧を直流電圧に平滑
整流するものである。
【００１４】前記電圧制御手段は、プリアンプ、比較器
及び発振器から構成され、前記スイッチング手段の高速
スイッチングを制御するもので、前記整流出力手段から
出力された直流電圧と基準電圧とを比較し、その比較結
果で前記スイッチング手段のスイッチング速度を制御す
る。これにより、前記スイッチング手段と前記整流出力
手段で生成された直流出力電圧の安定化を図る。
及び発振器から構成され、前記スイッチング手段の高速
スイッチングを制御するもので、前記整流出力手段から
出力された直流電圧と基準電圧とを比較し、その比較結
果で前記スイッチング手段のスイッチング速度を制御す
る。これにより、前記スイッチング手段と前記整流出力
手段で生成された直流出力電圧の安定化を図る。
【００１５】つまり、前記電圧制御手段を駆動する電源
の電位差を少なくし、前記スイッチング手段の直流電源
入力端子と、スイッチング動作を制御する前記電圧制御
手段からの制御電圧が供給される制御端子とに入力され
る電圧差を少なくすることで、前記スイッチング手段の
スイッチング特性を最良特性下で動作させることが可能
となり、出力直流電圧の安定化されたＤＣ−ＤＣコンバ
ータ装置が提供可能となった。
の電位差を少なくし、前記スイッチング手段の直流電源
入力端子と、スイッチング動作を制御する前記電圧制御
手段からの制御電圧が供給される制御端子とに入力され
る電圧差を少なくすることで、前記スイッチング手段の
スイッチング特性を最良特性下で動作させることが可能
となり、出力直流電圧の安定化されたＤＣ−ＤＣコンバ
ータ装置が提供可能となった。
【００１６】請求項２の発明のＤＣ−ＤＣコンバータ装
置は、直流電源から供給された直流電圧をスイッチング
により所定の出力電圧を生成するスイッチング手段と；
スイッチング手段からの出力された直流電圧を変圧する
変圧手段と；スイッチング手段の出力電圧を平滑整流す
る整流出力手段と；変圧手段によって変圧された直流電
圧が基準電位供給用入力端子に入力され、整流出力手段
から出力された直流電圧と比較しスイッチング手段のス
イッチングを制御する電圧制御手段とを具備することを
特徴とする。
置は、直流電源から供給された直流電圧をスイッチング
により所定の出力電圧を生成するスイッチング手段と；
スイッチング手段からの出力された直流電圧を変圧する
変圧手段と；スイッチング手段の出力電圧を平滑整流す
る整流出力手段と；変圧手段によって変圧された直流電
圧が基準電位供給用入力端子に入力され、整流出力手段
から出力された直流電圧と比較しスイッチング手段のス
イッチングを制御する電圧制御手段とを具備することを
特徴とする。
【００１７】前記変圧手段は、前記スイッチング手段か
ら出力された直流電圧を変圧して、前記電圧制御手段を
駆動する基準電位供給用端子に対して、基準電位を供給
生成する変圧器で、前記電圧制御手段を低電圧下で動作
させるものである。
ら出力された直流電圧を変圧して、前記電圧制御手段を
駆動する基準電位供給用端子に対して、基準電位を供給
生成する変圧器で、前記電圧制御手段を低電圧下で動作
させるものである。
【００１８】つまり、前記電圧制御手段を駆動する電源
の電位差を少なくし、前記スイッチング手段の直流電源
入力端子と、スイッチング動作を制御する前記電圧制御
手段からの制御電圧が供給される制御端子とに入力され
る電圧差を少なくすることで、前記スイッチング手段の
スイッチング特性を最良特性下で動作させることが可能
となり、出力直流電圧の安定化されたＤＣ−ＤＣコンバ
ータ装置が提供可能となった。
の電位差を少なくし、前記スイッチング手段の直流電源
入力端子と、スイッチング動作を制御する前記電圧制御
手段からの制御電圧が供給される制御端子とに入力され
る電圧差を少なくすることで、前記スイッチング手段の
スイッチング特性を最良特性下で動作させることが可能
となり、出力直流電圧の安定化されたＤＣ−ＤＣコンバ
ータ装置が提供可能となった。
【００１９】また、請求項３の発明のＤＣ−ＤＣコンバ
ータ装置は、請求項１乃至２記載のＤＣ−ＤＣコンバー
タ装置において、前記スイッチング手段は、Ｐチャンネ
ルＭＯＳ形電界効果トランジスタを用い、前記電圧制御
手段で前記ＰチャンネルＭＯＳ形電界効果トランジスタ
のゲート電極を制御してスイッチングさせることを特徴
とする。
ータ装置は、請求項１乃至２記載のＤＣ−ＤＣコンバー
タ装置において、前記スイッチング手段は、Ｐチャンネ
ルＭＯＳ形電界効果トランジスタを用い、前記電圧制御
手段で前記ＰチャンネルＭＯＳ形電界効果トランジスタ
のゲート電極を制御してスイッチングさせることを特徴
とする。
【００２０】前記スイッチング手段を低電圧駆動させる
ＰチャンネルＭＯＳ形電界効果トランジスタを用い、前
記電圧制御手段を駆動する電源の電位差を少なくしたこ
とにより、前記ＰチャンネルＭＯＳ形電界効果トランジ
スタの直流電源入力電極と、スイッチング動作を制御す
る前記電圧制御手段からの制御電圧が供給される制御電
極とに入力される電圧差を少なくすることで、前記Ｐチ
ャンネルＭＯＳ形電界効果トランジスタのソース・ゲー
ト電極間の保護回路が不要となり、スイッチング特性を
最良特性下で動作させることが可能となり、出力直流電
圧の安定化されたＤＣ−ＤＣコンバータ装置が提供可能
となった。
ＰチャンネルＭＯＳ形電界効果トランジスタを用い、前
記電圧制御手段を駆動する電源の電位差を少なくしたこ
とにより、前記ＰチャンネルＭＯＳ形電界効果トランジ
スタの直流電源入力電極と、スイッチング動作を制御す
る前記電圧制御手段からの制御電圧が供給される制御電
極とに入力される電圧差を少なくすることで、前記Ｐチ
ャンネルＭＯＳ形電界効果トランジスタのソース・ゲー
ト電極間の保護回路が不要となり、スイッチング特性を
最良特性下で動作させることが可能となり、出力直流電
圧の安定化されたＤＣ−ＤＣコンバータ装置が提供可能
となった。
【００２１】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施の形態について詳細に説明する。図１は本発明に係る
ＤＣ−ＤＣコンバータ装置の第一実施の形態を示すブロ
ック図である。
施の形態について詳細に説明する。図１は本発明に係る
ＤＣ−ＤＣコンバータ装置の第一実施の形態を示すブロ
ック図である。
【００２２】図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータ装置
は、直流電源１１の正極には、ＰチャンネルＭＯＳＦＥ
Ｔ１７のソース電極とドレイン電極と、磁気素子１９の
直列回路を介して、出力端子２１が接続されている。前
記直流電源１１の負極は、出力端子２２に接続されてい
る。前記直流電源１１の両極端には、直列接続されたコ
ンデンサ１２，１３と、直列接続された抵抗１４，１５
が接続され、前記コンデンサ１２と１３の接続点と、抵
抗１４と１５の接続点は、電圧制御回路１６の駆動電源
の基準電位供給（ＧＮＤ）端子に接続されている。電圧
制御回路１６を駆動させる電源供給（Ｖｃｃ）端子は、
前記直流電源１１の正極に接続され、Ｖｏ端子は、前記
ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ１７のゲート電極に接続され
ている。この電圧制御回路１６は、Ｖｃｃ端子に直流電
源１１からの駆動電圧が供給され、ＧＮＤ端子は、直流
電源１１からの直流電圧をコンデンサ１２，１３及び抵
抗１４、１５で分圧された電圧が供給されている。つま
り、電圧制御回路１６は、分圧抵抗１４，１５で分圧さ
れた直流電圧で浮いた状態となっている。
は、直流電源１１の正極には、ＰチャンネルＭＯＳＦＥ
Ｔ１７のソース電極とドレイン電極と、磁気素子１９の
直列回路を介して、出力端子２１が接続されている。前
記直流電源１１の負極は、出力端子２２に接続されてい
る。前記直流電源１１の両極端には、直列接続されたコ
ンデンサ１２，１３と、直列接続された抵抗１４，１５
が接続され、前記コンデンサ１２と１３の接続点と、抵
抗１４と１５の接続点は、電圧制御回路１６の駆動電源
の基準電位供給（ＧＮＤ）端子に接続されている。電圧
制御回路１６を駆動させる電源供給（Ｖｃｃ）端子は、
前記直流電源１１の正極に接続され、Ｖｏ端子は、前記
ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ１７のゲート電極に接続され
ている。この電圧制御回路１６は、Ｖｃｃ端子に直流電
源１１からの駆動電圧が供給され、ＧＮＤ端子は、直流
電源１１からの直流電圧をコンデンサ１２，１３及び抵
抗１４、１５で分圧された電圧が供給されている。つま
り、電圧制御回路１６は、分圧抵抗１４，１５で分圧さ
れた直流電圧で浮いた状態となっている。
【００２３】前記ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ１７のドレ
イン電極と磁気素子１９の接続点と前記直流電源１１の
負極との間には、ダイオード１８が接続されている。前
記出力端子２１と２２の間には、コンデンサ２０が接続
されている。前記ダイオード１８，磁気素子１９及びコ
ンデンサ２０は、前記ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ１７が
オン状態の際に、ドレイン電極から出力された直流電圧
が前記磁気素子４７を介して、コンデンサ４８を充電す
ると共に、出力端子２１，２２に出力し、前記Ｐチャン
ネルＭＯＳＦＥＴ１７がオフ状態の際に、前記コンデン
サ２０に充電された電荷が磁気素子１９を介してダイオ
ード１８で整流されて出力端子２１，２２に出力され
る。
イン電極と磁気素子１９の接続点と前記直流電源１１の
負極との間には、ダイオード１８が接続されている。前
記出力端子２１と２２の間には、コンデンサ２０が接続
されている。前記ダイオード１８，磁気素子１９及びコ
ンデンサ２０は、前記ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ１７が
オン状態の際に、ドレイン電極から出力された直流電圧
が前記磁気素子４７を介して、コンデンサ４８を充電す
ると共に、出力端子２１，２２に出力し、前記Ｐチャン
ネルＭＯＳＦＥＴ１７がオフ状態の際に、前記コンデン
サ２０に充電された電荷が磁気素子１９を介してダイオ
ード１８で整流されて出力端子２１，２２に出力され
る。
【００２４】前記出力端子２１は、前記電圧制御回路１
６のＦ／Ｂ（ｆｅｅｄｂａｃｋ）端子に接続されてい
る。前記電圧制御回路１６は、プリアンプ、比較器及び
発振器等からなり、前記Ｆ／Ｂ端子に出力端子２１から
帰還された出力電圧を基に、前記ＰチャンネルＭＯＳＦ
ＥＴ１７のゲート電極を制御する。
６のＦ／Ｂ（ｆｅｅｄｂａｃｋ）端子に接続されてい
る。前記電圧制御回路１６は、プリアンプ、比較器及び
発振器等からなり、前記Ｆ／Ｂ端子に出力端子２１から
帰還された出力電圧を基に、前記ＰチャンネルＭＯＳＦ
ＥＴ１７のゲート電極を制御する。
【００２５】このような構成のＤＣ−ＤＣコンバータ装
置において、直流電源１１は電圧４０Ｖを有し、出力端
子２１，２２は電圧１２Ｖの直流電圧を得るものとす
る。
置において、直流電源１１は電圧４０Ｖを有し、出力端
子２１，２２は電圧１２Ｖの直流電圧を得るものとす
る。
【００２６】前記直流電源１１から供給された直流電圧
４０Ｖは、分圧抵抗１４，１５で分圧された電圧が前記
電圧制御回路１６のＶｃｃ端子とＧＮＤ端子間に供給さ
れる。つまり、電圧制御回路１６は、Ｖｃｃ端子とＧＮ
Ｄ端子間に供給された抵抗１４、１５で分圧された直流
電圧で駆動される。
４０Ｖは、分圧抵抗１４，１５で分圧された電圧が前記
電圧制御回路１６のＶｃｃ端子とＧＮＤ端子間に供給さ
れる。つまり、電圧制御回路１６は、Ｖｃｃ端子とＧＮ
Ｄ端子間に供給された抵抗１４、１５で分圧された直流
電圧で駆動される。
【００２７】一方、前記ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ１７
は、前記電圧制御回路１６のＶｏ端子からゲート電極に
供給された制御電圧の基で高速スイッチング動作し、出
力端子２１，２２に直流電圧Ｖ０が出力される。この出
力端子２１から前記電圧制御回路１６のＦ／Ｂ端子に帰
還供給された直流出力電圧Ｖ０は、電圧制御回路１６で
基準電圧と比較されて、Ｖｏ端子から前記Ｐチャンネル
ＭＯＳＦＥＴ１７のゲート電極を制御して出力端子２
１，２２の出力直流電圧Ｖ０の一定化を図っている。こ
の電圧制御回路１６のＶｃｃ端子とＧＮＤ端子に供給さ
れる直流電源１１からの直流電圧は分圧抵抗１４で分圧
された電圧値であるために、Ｖｏ端子から供給される制
御電圧との電圧差は最小化される。すなわち、低圧駆動
の前記ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ１７のゲート電極とソ
ース電極間の耐圧Ｖｇｓの範囲内の低い電圧差で駆動可
能となる。
は、前記電圧制御回路１６のＶｏ端子からゲート電極に
供給された制御電圧の基で高速スイッチング動作し、出
力端子２１，２２に直流電圧Ｖ０が出力される。この出
力端子２１から前記電圧制御回路１６のＦ／Ｂ端子に帰
還供給された直流出力電圧Ｖ０は、電圧制御回路１６で
基準電圧と比較されて、Ｖｏ端子から前記Ｐチャンネル
ＭＯＳＦＥＴ１７のゲート電極を制御して出力端子２
１，２２の出力直流電圧Ｖ０の一定化を図っている。こ
の電圧制御回路１６のＶｃｃ端子とＧＮＤ端子に供給さ
れる直流電源１１からの直流電圧は分圧抵抗１４で分圧
された電圧値であるために、Ｖｏ端子から供給される制
御電圧との電圧差は最小化される。すなわち、低圧駆動
の前記ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ１７のゲート電極とソ
ース電極間の耐圧Ｖｇｓの範囲内の低い電圧差で駆動可
能となる。
【００２８】これにより、前記ＰチャンネルＭＯＳＦＥ
Ｔ１７のスイッチング損失が低減されて最良動作特性で
使用可能となり、スイッチング性能の優れたＤＣ−ＤＣ
コンバータが提供可能となった。
Ｔ１７のスイッチング損失が低減されて最良動作特性で
使用可能となり、スイッチング性能の優れたＤＣ−ＤＣ
コンバータが提供可能となった。
【００２９】次に本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータ装
置の第二の実施形態について図２を用いて説明する。な
お、図１と同一部分は同一符号を付し、その詳細説明は
省略する。
置の第二の実施形態について図２を用いて説明する。な
お、図１と同一部分は同一符号を付し、その詳細説明は
省略する。
【００３０】図２の図１との相違は、前記電圧制御回路
１６のＶｃｃ端子とＧＮＤ端子に供給される直流電圧の
供給方法にある。前記Ｖｃｃ端子は、前記直流電源１１
の正極に接続されているが、ＧＮＤ端子は、前記チャン
ネルＭＯＳＦＥＴ１７のドレイン電極に接続されている
磁気結合素子１９ａの２次側から供給されるようになっ
ている。すなわち、前記ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ１７
のドレイン電極と出力端子２１の間に磁気結合素子１９
ａの１次側が接続されている。この磁気結合素子１９ａ
の２次側の一方端は、ダイオード２６を介して前記直流
電源１１の正極に接続され、他方端は、前記電圧制御回
路１６のＧＮＤ端子に接続されている。このＧＮＤ端子
は、コンデンサ２７を介して、Ｖｃｃ端子に接続され、
さらに、抵抗２８を介して直流電源１１の負極に接続さ
れている。
１６のＶｃｃ端子とＧＮＤ端子に供給される直流電圧の
供給方法にある。前記Ｖｃｃ端子は、前記直流電源１１
の正極に接続されているが、ＧＮＤ端子は、前記チャン
ネルＭＯＳＦＥＴ１７のドレイン電極に接続されている
磁気結合素子１９ａの２次側から供給されるようになっ
ている。すなわち、前記ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ１７
のドレイン電極と出力端子２１の間に磁気結合素子１９
ａの１次側が接続されている。この磁気結合素子１９ａ
の２次側の一方端は、ダイオード２６を介して前記直流
電源１１の正極に接続され、他方端は、前記電圧制御回
路１６のＧＮＤ端子に接続されている。このＧＮＤ端子
は、コンデンサ２７を介して、Ｖｃｃ端子に接続され、
さらに、抵抗２８を介して直流電源１１の負極に接続さ
れている。
【００３１】つまり、前記電圧制御回路１６のＧＮＤ端
子は、前記磁気結合素子１９ａの２次側に生成された直
流電圧を抵抗２８で分圧され電圧が供給されており、こ
のＧＮＤ端子は抵抗２８で分圧された電圧分浮いた状態
となる。
子は、前記磁気結合素子１９ａの２次側に生成された直
流電圧を抵抗２８で分圧され電圧が供給されており、こ
のＧＮＤ端子は抵抗２８で分圧された電圧分浮いた状態
となる。
【００３２】この結果、電圧制御回路１６のＶｃｃ端子
とＶｏ端子の電圧差が最小化され、前述した第一の実施
形態と同様に、低圧駆動の前記ＰチャンネルＭＯＳＦＥ
Ｔ１７のゲート電極とソース電極間の耐圧Ｖｇｓの範囲
内の低い電圧差で駆動可能となり、前記ＰチャンネルＭ
ＯＳＦＥＴ４５のスイッチング損失が低減された最良動
作特性で使用可能となり、スイッチング性能の優れたＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ装置が提供可能となった。
とＶｏ端子の電圧差が最小化され、前述した第一の実施
形態と同様に、低圧駆動の前記ＰチャンネルＭＯＳＦＥ
Ｔ１７のゲート電極とソース電極間の耐圧Ｖｇｓの範囲
内の低い電圧差で駆動可能となり、前記ＰチャンネルＭ
ＯＳＦＥＴ４５のスイッチング損失が低減された最良動
作特性で使用可能となり、スイッチング性能の優れたＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ装置が提供可能となった。
【００３３】次に、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータ
装置の第三の実施形態を図３を用いて説明する。なお、
図１及び図２と同一部分は同一符号を付し、詳細説明は
省略する。
装置の第三の実施形態を図３を用いて説明する。なお、
図１及び図２と同一部分は同一符号を付し、詳細説明は
省略する。
【００３４】図３の図１及び図２との相違は、前記電圧
制御回路１９ａのＧＮＤ端子には、前記出力端子２１と
接続され、Ｆ／Ｂ端子には、前記磁気結合素子１９ａの
２次側の一方端とダイオード３１を介して接続されると
共に、コンデンサ３２を介して前記直流電源１１の負極
に接続されている。前記磁気結合素子１９ａの２次側の
他方端は、前記出力端子２１に接続されている。
制御回路１９ａのＧＮＤ端子には、前記出力端子２１と
接続され、Ｆ／Ｂ端子には、前記磁気結合素子１９ａの
２次側の一方端とダイオード３１を介して接続されると
共に、コンデンサ３２を介して前記直流電源１１の負極
に接続されている。前記磁気結合素子１９ａの２次側の
他方端は、前記出力端子２１に接続されている。
【００３５】すなわち、前記電圧制御回路１６のＧＮＤ
端子には、出力端子２１、２２の間の直流出力電圧Ｖ０
が供給されており、Ｆ／Ｂ端子には、前記電子結合素子
１９ａの２次側に生成された直流電圧が供給されてい
る。
端子には、出力端子２１、２２の間の直流出力電圧Ｖ０
が供給されており、Ｆ／Ｂ端子には、前記電子結合素子
１９ａの２次側に生成された直流電圧が供給されてい
る。
【００３６】この結果、電圧制御回路１６のＶｃｃ端子
とＶｏ端子の電圧差が最小化され、前述した第一の実施
形態と同様に、低圧駆動の前記ＰチャンネルＭＯＳＦＥ
Ｔ１７のゲート電極とソース電極間の耐圧Ｖｇｓの範囲
内の低い電圧差で駆動可能となり、前記ＰチャンネルＭ
ＯＳＦＥＴ４５のスイッチング損失が低減された最良動
作特性で使用可能となり、スイッチング性能の優れたＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ装置が提供可能となった。
とＶｏ端子の電圧差が最小化され、前述した第一の実施
形態と同様に、低圧駆動の前記ＰチャンネルＭＯＳＦＥ
Ｔ１７のゲート電極とソース電極間の耐圧Ｖｇｓの範囲
内の低い電圧差で駆動可能となり、前記ＰチャンネルＭ
ＯＳＦＥＴ４５のスイッチング損失が低減された最良動
作特性で使用可能となり、スイッチング性能の優れたＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ装置が提供可能となった。
【００３７】
【発明の効果】請求項１乃至２の本発明のＤＣ−ＤＣコ
ンバータ装置は、スイッチング素子のスイッチング動作
を制御する電圧制御回路の動作電位を直流電源の基準電
位と異なる電位で駆動させることにより、前記スイッチ
ング素子の入力電極と前記電圧制御回路で制御する制御
電極に供給する電位差が低電圧とするために、前記入力
電極と制御電極間の保護回路を不要とし、前記スイッチ
ング素子のスイッチング損失が低減されてスイッチング
特性の最良領域でスイッチング動作させることができ、
安定した直流電圧が得られる効果を有している。
ンバータ装置は、スイッチング素子のスイッチング動作
を制御する電圧制御回路の動作電位を直流電源の基準電
位と異なる電位で駆動させることにより、前記スイッチ
ング素子の入力電極と前記電圧制御回路で制御する制御
電極に供給する電位差が低電圧とするために、前記入力
電極と制御電極間の保護回路を不要とし、前記スイッチ
ング素子のスイッチング損失が低減されてスイッチング
特性の最良領域でスイッチング動作させることができ、
安定した直流電圧が得られる効果を有している。
【００３８】また、請求項３の本発明のＤＣ−ＤＣコン
バータ装置は、請求項１乃至２のＤＣ−ＤＣコンバータ
装置において、前記スイッチング素子の直流電源入力電
極と、スイッチング動作制御電極に供給する電位差が低
電圧化されることにより、低電圧駆動のＰチャンネルＭ
ＯＳ形電界効果トランジスタが用いることが可能とな
り、かつ、このＰチャンネルＭＯＳ形電界効果トランジ
スタの入力電極と制御電極の間に保護回路を設けること
もなく、スイッチング損失が低減され、スイッチング特
性の最良領域でスイッチング動作が可能となり、安定し
た直流電圧が得られる効果を有している。
バータ装置は、請求項１乃至２のＤＣ−ＤＣコンバータ
装置において、前記スイッチング素子の直流電源入力電
極と、スイッチング動作制御電極に供給する電位差が低
電圧化されることにより、低電圧駆動のＰチャンネルＭ
ＯＳ形電界効果トランジスタが用いることが可能とな
り、かつ、このＰチャンネルＭＯＳ形電界効果トランジ
スタの入力電極と制御電極の間に保護回路を設けること
もなく、スイッチング損失が低減され、スイッチング特
性の最良領域でスイッチング動作が可能となり、安定し
た直流電圧が得られる効果を有している。
【図１】本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータ装置の第一
の実施形態を示すブロック図。
の実施形態を示すブロック図。
【図２】本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータ装置の第二
の実施形態を示すブロック図。
の実施形態を示すブロック図。
【図３】本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータ装置の第三
の実施形態を示すブロック図。
の実施形態を示すブロック図。
【図４】従来のＤＣ−ＤＣコンバータ装置の構成を示す
ブロック図。
ブロック図。
１１…直流電源 １２、１３、２０、２７、３２…コンデンサ １４，１５、２８…抵抗 １６…電圧制御回路 １７…ＰチャンネルＭＯＳ形電界効果トランジスタ １８、２６、３１…ダイオード １９…磁気素子 ２１，２２…出力端子
Claims (3)
- 【請求項１】直流電源から供給された直流電圧をスイッ
チングにより所定の出力電圧を生成するスイッチング手
段と；直流電源からの直流電圧を分圧供給する分圧手段
と；スイッチング手段の出力電圧を平滑整流する整流出
力手段と；分圧手段によって分圧された直流電圧が基準
電位供給用入力端子に入力され、整流出力手段から出力
された直流電圧と比較しスイッチング手段のスイッチン
グを制御する電圧制御手段と；具備することを特徴とす
るＤＣ−ＤＣコンバータ装置。 - 【請求項２】直流電源から供給された直流電圧をスイッ
チングにより所定の出力電圧を生成するスイッチング手
段と；スイッチング手段からの出力された直流電圧を変
圧する変圧手段と；スイッチング手段の出力電圧を平滑
整流する整流出力手段と；変圧手段によって変圧された
直流電圧が基準電位供給用入力端子に入力され、整流出
力手段から出力された直流電圧と比較しスイッチング手
段のスイッチングを制御する電圧制御手段と；を具備す
ることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ装置。 - 【請求項３】前記スイッチング手段は、ＰチャンネルＭ
ＯＳ形電界効果トランジスタを用い、前記電圧制御手段
で前記ＰチャンネルＭＯＳ形電界効果トランジスタのゲ
ート電極を制御してスイッチングさせることを特徴とす
る請求項１または２のいずれか１記載のＤＣ−ＤＣコン
バータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000099258A JP2001286129A (ja) | 2000-03-31 | 2000-03-31 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000099258A JP2001286129A (ja) | 2000-03-31 | 2000-03-31 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001286129A true JP2001286129A (ja) | 2001-10-12 |
Family
ID=18613634
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000099258A Withdrawn JP2001286129A (ja) | 2000-03-31 | 2000-03-31 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2001286129A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006340584A (ja) * | 2005-06-06 | 2006-12-14 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 降圧型ｄｃ／ｄｃコンバータ及びドアホン装置 |
| JP2013219693A (ja) * | 2012-04-11 | 2013-10-24 | Mitsubishi Electric Corp | スイッチ回路 |
| CN103701320A (zh) * | 2013-12-14 | 2014-04-02 | 苏州市博得立电源科技有限公司 | 用于大型电压电池组与辅助电源之间电压转换的电路结构 |
-
2000
- 2000-03-31 JP JP2000099258A patent/JP2001286129A/ja not_active Withdrawn
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006340584A (ja) * | 2005-06-06 | 2006-12-14 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 降圧型ｄｃ／ｄｃコンバータ及びドアホン装置 |
| JP4696699B2 (ja) * | 2005-06-06 | 2011-06-08 | パナソニック株式会社 | 降圧型ｄｃ／ｄｃコンバータ及びドアホン装置 |
| JP2013219693A (ja) * | 2012-04-11 | 2013-10-24 | Mitsubishi Electric Corp | スイッチ回路 |
| CN103701320A (zh) * | 2013-12-14 | 2014-04-02 | 苏州市博得立电源科技有限公司 | 用于大型电压电池组与辅助电源之间电压转换的电路结构 |
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