JP2000197349A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ回路 - Google Patents

Ｄｃ−ｄｃコンバータ回路

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JP2000197349A JP10366501A JP36650198A JP2000197349A JP 2000197349 A JP2000197349 A JP 2000197349A JP 10366501 A JP10366501 A JP 10366501A JP 36650198 A JP36650198 A JP 36650198A JP 2000197349 A JP2000197349 A JP 2000197349A
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capacitor
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    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Abstract

(57)【要約】 【課題】本発明は、入力電圧をオンオフすることでＤＣ
−ＤＣ変換を実行するＤＣ−ＤＣコンバータ回路に関
し、低い電圧の供給を可能にしつつ、高い変換効率を実
現するＤＣ−ＤＣコンバータ回路の提供を目的とする。 【解決手段】入力電圧より規定の電圧低い電圧を生成す
るレベルシフト回路と、入力電圧とレベルシフト回路の
出力電圧との差分値の大きさを持つフローティング電源
を生成する電源生成回路と、電源生成回路の生成するフ
ローティング電源によりチャージアップするコンデンサ
と、動作制御信号に応じて、コンデンサの充電電圧によ
り生成される駆動電圧をメインスイッチング素子に供給
したり、電源生成回路の生成するフローティング電源を
駆動電圧としてメインスイッチング素子に供給するドラ
イバ回路とを備えるように構成する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、入力電圧をオンオ
フすることでＤＣ−ＤＣ変換を実行するＤＣ−ＤＣコン
バータ回路に関し、特に、低い電圧の供給を可能にしつ
つ、高い変換効率を実現するＤＣ−ＤＣコンバータ回路
に関する。
【０００２】ノートＰＣなどの電池駆動型装置では、Ａ
Ｃアダプタや乾電池などの電圧を負荷が必要とする電圧
に変換するＤＣ−ＤＣコンバータ回路を実装している。
この電池駆動型装置の実用性を高めていくためには、Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータ回路の変換効率を高めていく必要が
ある。
【０００３】
【従来の技術】ノートＰＣなどの電池駆動型装置に実装
されるＤＣ−ＤＣコンバータ回路では、ＰＷＭ制御を行
うスイッチングレギュレータを用いて変換効率をできる
だけ高くなるようにしている。
【０００４】このＤＣ−ＤＣコンバータ回路のスイッチ
ング素子として、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴを用いること
が多い。これは、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴよりもＮチャ
ネルＭＯＳＦＥＴの方が、オン抵抗が低く、価格が安
く、製品ラインアップが充実しているなどのメリットが
あるからである。
【０００５】しかしながら、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴを
オンさせるためには、ゲート電圧をソース電圧よりも高
くしなければならず、電力ラインのオンオフでは、その
電力ラインよりも高い電圧をＭＯＳＦＥＴのゲートに印
加しなければならない。
【０００６】これを実現するために、従来技術では、図
１４に示すように、ＰＷＭ制御回路１００の発振するＰ
ＷＭ制御信号に応じて、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴで構成
されるメインスイッチング素子Ｑ１をオンオフすること
でＤＣ−ＤＣ変換を実行する構成を採るときにあって、
入力電圧を入力として規定の電圧を生成する安定化回路
２００と、安定化回路２００とメインスイッチング素子
Ｑ１のソースとの間に設けられて、ダイオードＤc を介
して供給される安定化回路２００の電圧によりチャージ
アップするコンデンサＣc と、図１５に示すような回路
構成に従い、ＰＷＭ制御回路１００の発振するＰＷＭ制
御信号に応じて、コンデンサＣc の電圧かメインスイッ
チング素子Ｑ１のソース電圧のいずれか一方を選択し
て、メインスイッチング素子Ｑ１のゲートに入力するド
ライバ回路３００とを備える構成を採っている。
【０００７】ここで、フライホイールダイオードＤd
は、メインスイッチング素子Ｑ１がオフしているとき
に、接地からインダクタンスＬに流れる電流の経路を確
保するために設けられている。
【０００８】この構成に従い、ＰＷＭ制御信号に応じ
て、ドライバ回路３００がソース電圧を選択してゲート
に入力することでメインスイッチング素子Ｑ１がオフし
ている間に、コンデンサＣc がチャージアップし、これ
に続けて、ＰＷＭ制御信号に応じて、ドライバ回路３０
０がコンデンサＣc の電圧を選択してゲートに入力する
ときに、ゲートにソース電圧よりもコンデンサＣc の電
圧だけ高い電圧が入力されることで、メインスイッチン
グ素子Ｑ１がオンすることになる。
【０００９】このようにして、従来技術では、安定化回
路２００とメインスイッチング素子Ｑ１のソースとの間
に設けられて、安定化回路２００の電圧によりチャージ
アップするコンデンサＣc を使って、ＮチャネルＭＯＳ
ＦＥＴをオンさせるためには必要となるゲート電圧を生
成するように処理している。
【００１０】また、図１６に示すような従来技術も用い
られている。この従来技術では、ＤＣ−ＤＣコンバータ
回路の出力電圧が所定の電圧Ｖref に到達した後には、
コンデンサＣc をＤＣ−ＤＣコンバータ回路の出力電圧
でチャージアップするという構成を採っている。
【００１１】すなわち、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の出
力電圧が所定の電圧Ｖref 以下であるときにハイレベル
を出力し、所定の電圧Ｖref 以上となるときにローレベ
ルを出力するコンパレータ回路４００と、コンパレータ
回路４００がローレベルを出力するときに、ＤＣ−ＤＣ
コンバータ回路の出力電圧をコンデンサＣc に接続する
ＰチャネルＭＯＳＦＥＴで構成されるスイッチング素子
Ｑ３と、コンパレータ回路４００の反転出力端子がハイ
レベルを出力するときに、安定化回路２００とコンデン
サＣc との間の接続を切断するＰチャネルＭＯＳＦＥＴ
で構成されるスイッチング素子Ｑ４とを備えることで、
ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の出力電圧が所定の電圧Ｖre
f に到達した後には、コンデンサＣc をＤＣ−ＤＣコン
バータ回路の出力電圧でチャージアップする構成を採っ
ている。
【００１２】ここで、図１６に示す従来技術では、フラ
イホイールダイオードＤd の電圧降下よりもＮチャネル
ＭＯＳＦＥＴの電圧降下の方が小さいことで変換効率を
高くできることを考慮して、フライホイールダイオード
Ｄd に代えて、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴで構成される同
期整流型スイッチング素子Ｑ２を備える構成を採ってい
る。
【００１３】そして、ＰＷＭ制御回路１００の発振する
ＰＷＭ制御信号に従って、接地かスイッチング素子Ｑ４
のドレイン電圧のいずれか一方を選択して、同期整流型
スイッチング素子Ｑ２のゲートに入力するドライバ回路
５００を備える構成を採って、ＰＷＭ制御信号に応じて
メインスイッチング素子Ｑ１がオフするときには、スイ
ッチング素子Ｑ４のドレイン電圧を選択して同期整流型
スイッチング素子Ｑ２のゲートに入力することで同期整
流型スイッチング素子Ｑ２をオンさせ、ＰＷＭ制御信号
に応じてメインスイッチング素子Ｑ１がオンするときに
は、接地を選択して同期整流型スイッチング素子Ｑ２の
ゲートに入力することで同期整流型スイッチング素子Ｑ
２をオフさせる構成を採っている。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図１４
に示す従来技術に従っていると、安定化回路２００の損
失が大きいことで、変換効率が低下するという問題点が
ある。
【００１５】すなわち、安定化回路２００は、入力電圧
の大きさに依らずに規定の電圧を生成するものであり、
通常、リニアレギュレータで構成されている。このリニ
アレギュレータの損失は、よく知られているように、 リニアレギュレータの損失＝Ｖin×Ｉq ＋（Ｖin−Ｖou
t ）×Ｉout Ｖin ：入力電圧 Ｉq ：リニアレギュレータの消費電流 Ｖout ：リニアレギュレータの出力電圧 Ｉout ：リニアレギュレータの出力電流 と表され、その損失が無視できず、ＤＣ−ＤＣコンバー
タ回路の変換効率が低下するという問題点がある。この
問題点は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の出力電流が小さ
くなるときに、リニアレギュレータの損失が相対的に大
きなものとなることで、一層大きなものとなる。
【００１６】安定化回路２００の損失は入力電圧を低下
させることで減少させることができるが、入力電圧を低
下させることにも限界がある。
【００１７】すなわち、入力電圧≧ＮチャネルＭＯＳＦ
ＥＴの駆動電圧＋安定化回路の降下電圧という関係が成
立しなければならず、安定化回路２００（リニアレギュ
レータ）の降下電圧は通常０.5Ｖ程度必要であることか
ら、入力電圧を低下させることにも限界がある。従っ
て、安定化回路２００の損失はある程度以下に減少させ
ることは不可能である。
【００１８】一方、図１６に示す従来技術は、ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ回路の出力電圧が立ち上がった後は安定化
回路２００を使わないことから、安定化回路２００の損
失によるＤＣ−ＤＣコンバータ回路の変換効率の低下と
いう問題点は起こらないものの、現実にメインスイッチ
ング素子Ｑ１として使用できるＮチャネルＭＯＳＦＥＴ
が５Ｖ駆動のものであることから、５Ｖ未満の電圧で動
作する負荷に対して適用できないという問題点がある。
【００１９】最近では、２〜３Ｖで動作する電池駆動型
装置が普及しつつある。このような負荷に対して図１６
に示すＤＣ−ＤＣコンバータ回路に従って電源を供給す
る構成を採る場合、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の出力電
圧を使ってコンデンサＣc をチャージアップすることか
ら、メインスイッチング素子Ｑ１として、２〜３Ｖ駆動
のＮチャネルＭＯＳＦＥＴを使用する必要がある。
【００２０】しかるに、２〜３Ｖ駆動のＮチャネルＭＯ
ＳＦＥＴは、オン抵抗が大きく、流せる電流も小さく、
ソース−ドレイン間の耐圧も低くて、電力の制御用に用
いることはできない。これから、図１６に示す従来技術
は、現実的には５Ｖ未満の電圧で動作する負荷に対して
適用できない。
【００２１】本発明はかかる事情に鑑みてなされたもの
であって、低い電圧の供給を可能にしつつ、高い変換効
率を実現する新たなＤＣ−ＤＣコンバータ回路の提供を
目的とする。
【００２２】
【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ回路では、動作制御
信号に応じて入力電圧をオンオフするメインスイッチン
グ素子を備えることで、ＤＣ−ＤＣ変換を実行する構成
を採るときにあって、入力電圧より規定の電圧低い電圧
を生成するレベルシフト回路と、入力電圧とレベルシフ
ト回路の出力電圧との差分値の大きさを持つフローティ
ング電源を生成する電源生成回路と、電源生成回路の生
成するフローティング電源によりチャージアップするコ
ンデンサと、メインスイッチング素子の動作制御信号に
応じて、コンデンサの充電電圧により生成される駆動電
圧をメインスイッチング素子に供給するドライバ回路と
を備える構成を採る。
【００２３】この構成を採るときにあって、メインスイ
ッチング素子とは逆動作モードでオンオフ動作する同期
整流型スイッチング素子が設けられるときに、メインス
イッチング素子の動作制御信号に応じて、電源生成回路
の生成するフローティング電源を駆動電圧として同期整
流型スイッチング素子に供給する第２のドライバ回路を
備えることがある。
【００２４】そして、この構成を採るときにあって、メ
インスイッチング素子とは逆動作モードでオンオフ動作
する同期整流型スイッチング素子が設けられるときに、
入力電圧とレベルシフト回路の出力電圧との差分値の大
きさを持つフローティング電源を生成する第２の電源生
成回路と、メインスイッチング素子の動作制御信号に応
じて、第２の電源生成回路の生成するフローティング電
源を駆動電圧として同期整流型スイッチング素子に供給
する第２のドライバ回路とを備えることがある。
【００２５】このように構成される本発明のＤＣ−ＤＣ
コンバータ回路では、レベルシフト回路が入力電圧より
規定の電圧低い電圧を生成し、電源生成回路は、入力電
圧とレベルシフト回路の出力電圧との差分値の大きさを
持つフローティング電源を生成する。
【００２６】これを受けて、コンデンサは、電源生成回
路の生成するフローティング電源によりチャージアップ
し、ドライバ回路は、メインスイッチング素子の動作制
御信号に応じて、コンデンサの充電電圧により生成され
る駆動電圧をメインスイッチング素子に供給すること
で、メインスイッチング素子の動作を制御する。
【００２７】このとき、第２のドライバ回路は、電源生
成回路（あるいは第２の電源生成回路）の生成するフロ
ーティング電源を駆動電圧として同期整流型スイッチン
グ素子に供給することで、同期整流型スイッチング素子
の動作を制御する。
【００２８】このようにして、本発明のＤＣ−ＤＣコン
バータ回路では、消費電力の小さいレベルシフト回路と
電圧降下の小さい電源生成回路とを用いてフローティン
グ電源を生成し、そのフローティング電源を駆動電圧と
してメインスイッチング素子の動作を制御するという構
成を採るので、高い変換効率を実現できるようになる。
【００２９】そして、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の出力
電圧を使ってメインスイッチング素子の動作を制御する
という構成を採らないので、負荷に供給する電圧が小さ
い場合にあっても、電力の制御に好適なメインスイッチ
ング素子を用いることができるようになる。
【００３０】そして、変換効率の向上を図るために同期
整流型スイッチング素子が設けられるときにも、同様に
フローティング電源を生成して同期整流型スイッチング
素子の動作を制御するという構成を採るので、高い変換
効率を実現できるようになる。
【００３１】また、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ回路
では、動作制御信号に応じて入力電圧をオンオフするメ
インスイッチング素子を備えることで、ＤＣ−ＤＣ変換
を実行する構成を採るときにあって、入力電圧より規定
の電圧低い電圧を生成するレベルシフト回路と、入力電
圧とレベルシフト回路の出力電圧との差分値の大きさを
持つフローティング電源を生成する電源生成回路と、メ
インスイッチング素子の動作制御信号に応じて、電源生
成回路の生成するフローティング電源を駆動電圧として
メインスイッチング素子に供給するドライバ回路とを備
える構成を採る。
【００３２】この構成を採るときにあって、メインスイ
ッチング素子とは逆動作モードでオンオフ動作する同期
整流型スイッチング素子が設けられるときに、入力電圧
とレベルシフト回路の出力電圧との差分値の大きさを持
つフローティング電源を生成する第２の電源生成回路
と、メインスイッチング素子の動作制御信号に応じて、
第２の電源生成回路の生成するフローティング電源を駆
動電圧として同期整流型スイッチング素子に供給する第
２のドライバ回路とを備えることがある。
【００３３】このように構成される本発明のＤＣ−ＤＣ
コンバータ回路では、レベルシフト回路が入力電圧より
規定の電圧低い電圧を生成し、電源生成回路は、入力電
圧とレベルシフト回路の出力電圧との差分値の大きさを
持つフローティング電源を生成する。
【００３４】これを受けて、ドライバ回路は、メインス
イッチング素子の動作制御信号に応じて、電源生成回路
の生成するフローティング電源を駆動電圧として、メイ
ンスイッチング素子に供給する。
【００３５】このとき、第２のドライバ回路は、第２の
電源生成回路の生成するフローティング電源を駆動電圧
として同期整流型スイッチング素子に供給することで、
同期整流型スイッチング素子の動作を制御する。
【００３６】このようにして、本発明のＤＣ−ＤＣコン
バータ回路では、消費電力の小さいレベルシフト回路と
電圧降下の小さい電源生成回路とを用いてフローティン
グ電源を生成し、そのフローティング電源を駆動電圧と
してメインスイッチング素子の動作を制御するという構
成を採るので、高い変換効率を実現できるようになる。
【００３７】そして、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の出力
電圧を使ってメインスイッチング素子の動作を制御する
という構成を採らないので、負荷に供給する電圧が小さ
い場合にあっても、電力の制御に好適なメインスイッチ
ング素子を用いることができるようになる。
【００３８】そして、変換効率の向上を図るために同期
整流型スイッチング素子が備えられるときにも、同様に
フローティング電源を生成して同期整流型スイッチング
素子の動作を制御するという構成を採るので、高い変換
効率を実現できるようになる。
【００３９】
【発明の実施の形態】以下、実施の形態に従って本発明
を詳細に説明する。
【００４０】図１に、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ回
路の一実施例を図示する。
【００４１】この実施例に従う本発明のＤＣ−ＤＣコン
バータ回路は、図２に示すようなノートＰＣなどに実装
されるものであり、ＰＷＭ制御回路１００の発振するＰ
ＷＭ制御信号に応じて、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴで構成
されるとメインスイッチング素子Ｑ１をオンオフするこ
とでＤＣ−ＤＣ変換を実行する構成を採るときにあっ
て、入力電圧Ｖinを入力として、その入力電圧Ｖinより
も規定の電圧低い電圧Ｖinc を生成するレベルシフト回
路１０と、入力電圧Ｖinとレベルシフト回路１０の出力
電圧Ｖinc とを入力として、その２つの電圧の差分値の
大きさを持つフローティング電源を生成するとともに、
マイナス電位側出力端子を接地するスイッチドキャパシ
タ回路２０と、スイッチドキャパシタ回路２０のプラス
電位側出力端子とメインスイッチング素子Ｑ１のソース
との間に設けられて、ダイオードＤc を介して供給され
るスイッチドキャパシタ回路２０の電圧によりチャージ
アップするコンデンサＣc と、図１５に示すような回路
構成に従い、ＰＷＭ制御回路１００の発振するＰＷＭ制
御信号に応じて、コンデンサＣc の電圧かメインスイッ
チング素子Ｑ１のソース電圧のいずれか一方を選択し
て、メインスイッチング素子Ｑ１のゲートに入力するド
ライバ回路３０とを備える構成を採っている。
【００４２】ここで、フライホイールダイオードＤd
は、メインスイッチング素子Ｑ１がオフしているとき
に、接地からインダクタンスＬに流れる電流の経路を確
保するために設けられている。
【００４３】図３にレベルシフト回路１０の一実施例、
図４にスイッチドキャパシタ回路２０の一実施例を図示
する。
【００４４】レベルシフト回路１０は、図３に示すよう
な回路構成に従って、入力電圧Ｖinより規定のレベルシ
フト電圧Ｖcrmpだけ低い電圧Ｖinc(＝Ｖin−Ｖcrmp）を
生成して出力するように動作する。
【００４５】一方、スイッチドキャパシタ回路２０は、
図４に示すように、入力電圧Ｖinとレベルシフト回路１
０の出力電圧Ｖinc とを入力として、発振器２１の出力
する規定周波数の発振信号に従って開閉動作する第１の
スイッチ２２と、第１のスイッチ２２が閉じるときに充
電動作する第１のコンデンサ２３と、第１のコンデンサ
２３の充電電圧を入力として、発振器２１の出力する発
振信号に従って第１のスイッチ２２と逆動作モードで開
閉動作する第２のスイッチ２４と、第２のスイッチ２４
が閉じるときに充電動作する第２のコンデンサ２５とを
備える。
【００４６】この回路構成に従って、スイッチドキャパ
シタ回路２０は、入力電圧Ｖinとレベルシフト回路１０
の出力電圧Ｖinc との差分値の大きさを持つフローティ
ング電源を生成するように動作する。
【００４７】レベルシフト回路１０は、図３に示すよう
な回路構成を採るときに、図５に示すように、レベルシ
フト電圧Ｖcrmpを複数用意する構成を採って、外部から
の指示に従っていずれかのレベルシフト電圧Ｖcrmpを選
択することで、出力電圧を変更することが可能となる回
路構成を採ることがある。この回路構成を用いると、入
力電圧Ｖinが変更されたり、入力電圧Ｖinが低下するよ
うな場合に、それに対処できるようになる。
【００４８】また、スイッチドキャパシタ回路２０は、
図４の実施例では発振器２１を備える構成を採ったが、
図６に示すように、ＰＷＭ制御回路１００の発振するＰ
ＷＭ制御信号を使って第１及び第２のスイッチ２２，２
３の開閉を制御する構成を採ることも可能である。この
構成を採ると、発振器２１を省略することが可能にな
り、発振器２１を備える場合に比べて低消費電力化を実
現できる。
【００４９】このように構成される図１の実施例では、
レベルシフト回路１０は、入力電圧Ｖinより規定のレベ
ルシフト電圧Ｖcrmpだけ低い電圧Ｖinc を生成して出力
し、これを受けて、スイッチドキャパシタ回路２０は、
入力電圧Ｖinとレベルシフト回路１０の出力電圧Ｖinc
との差分値の大きさを持つフローティング電源を生成す
る。
【００５０】一方、ドライバ回路３０は、ＰＷＭ制御信
号に応じて、メインスイッチング素子Ｑ１のソース電圧
を選択してメインスイッチング素子Ｑ１のゲートに入力
することで、メインスイッチング素子Ｑ１をオフさせ
る。このとき、コンデンサＣcは、スイッチドキャパシ
タ回路２０からの電源供給を受けてチャージアップす
る。
【００５１】続いて、ドライバ回路３０は、ＰＷＭ制御
信号に応じて、コンデンサＣc の電圧を選択してメイン
スイッチング素子Ｑ１のゲートに入力することで、メイ
ンスイッチング素子Ｑ１のゲートに、メインスイッチン
グ素子Ｑ１のソース電圧にコンデンサＣc の電圧の加算
された電圧を印加することで、メインスイッチング素子
Ｑ１をオンさせる。
【００５２】このようにして、図１の実施例では、スイ
ッチドキャパシタ回路２０の生成するフローティング電
源を使ってコンデンサＣc をチャージアップすること
で、メインスイッチング素子Ｑ１のオン動作を制御する
ように処理するのである。
【００５３】従来技術で用いている安定化回路２００の
損失は、上述したように、 安定化回路の消費電力×Ｖin＋（Ｖin−Ｖout ）×Ｉou
t Ｖin ：入力電圧 Ｖout ：出力電圧 Ｉout ：出力電流 となるのに対して、本発明で用いるレベルシフト回路１
０の損失は、 レベルシフト回路の消費電力×Ｖin＋スイッチドキャパ
シタ回路の消費電力≒レベルシフト回路の消費電力×Ｖ
in Ｖin ：入力電圧 となり、「（Ｖin−Ｖout ）×Ｉout 」という項による
消費電力がなく有利である。
【００５４】更に、従来技術で用いている安定化回路２
００の降下電圧は０.5Ｖ程度であるのに対して、本発明
で用いるスイッチドキャパシタ回路２０の電圧降下は
０.1Ｖ以下となり、入力電圧Ｖinを従来技術よりも低く
設定することができる。従って、「レベルシフト回路の
消費電力×Ｖin」で規定される消費電力も、「安定化回
路の消費電力×Ｖin」で規定される消費電力より小さく
なる。
【００５５】これから、図１の実施例に従うと、従来技
術よりもＤＣ−ＤＣ変換効率を高めることができるよう
になる。そして、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の出力電圧
を使ってコンデンサＣc をチャージアップするという構
成を採らないので、負荷に供給する電圧が小さい場合に
あっても、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴで構成されるとメイ
ンスイッチング素子Ｑ１として、電力の制御に好適なも
のを用いることができる。
【００５６】図７に、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ回
路の他の実施例を図示する。
【００５７】この実施例では、図１の実施例で備えるコ
ンデンサＣc 及びダイオードＤc を省略する構成を採っ
ている。そして、スイッチドキャパシタ回路２０のマイ
ナス電位側出力端子をＮチャネルＭＯＳＦＥＴで構成さ
れるとメインスイッチング素子Ｑ１のソースに接続する
とともに、ドライバ回路３０の代わりに、ＰＷＭ制御回
路１００の発振するＰＷＭ制御信号に応じて、スイッチ
ドキャパシタ回路２０のプラス電位側出力端子の出力電
圧かメインスイッチング素子Ｑ１のソース電圧のいずれ
か一方を選択して、メインスイッチング素子Ｑ１のゲー
トに入力するドライバ回路４０を備える構成を採ってい
る。
【００５８】この構成に従って、スイッチドキャパシタ
回路２０の持つコンデンサ２５を図１の実施例で備える
コンデンサＣc と兼用することが可能になることで、図
１の実施例で備える必要のあったコンデンサＣc 及びダ
イオードＤc を省略できるようになる。
【００５９】この実施例に従うと、図１の実施例で必要
とした逆流防止用のダイオードＤcが不要となり、これ
による電圧降下がなくなることで、入力電圧Ｖinを更に
低く設定できるようになる。これにより、図１の実施例
よりも更にＤＣ−ＤＣ変換効率を高めることができるよ
うになる。
【００６０】図８に、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ回
路の他の実施例を図示する。
【００６１】この実施例は、図１の実施例で備えるフラ
イホイールダイオードＤd に代えて、ＮチャネルＭＯＳ
ＦＥＴで構成される同期整流型スイッチング素子Ｑ２を
備える場合の構成例である。
【００６２】この同期整流型スイッチング素子Ｑ２は、
メインスイッチング素子Ｑ１がオンするときにオフし、
メインスイッチング素子Ｑ１がオフするときにオンする
ように動作するものであり、この動作を実現するため
に、図８の実施例では、図１の実施例の構成に加えて、
ＰＷＭ制御回路１００の発振するＰＷＭ制御信号に応じ
て、接地かスイッチドキャパシタ回路２０の出力電圧の
いずれか一方を選択して、同期整流型スイッチング素子
Ｑ２のゲートに入力するドライバ回路５０を備える構成
を採っている。
【００６３】このドライバ回路５０は、ＰＷＭ制御回路
１００の発振するＰＷＭ制御信号に応じてドライバ回路
３０がメインスイッチング素子Ｑ１をオンするときに、
接地を選択して同期整流型スイッチング素子Ｑ２のゲー
トに入力することで同期整流型スイッチング素子Ｑ２を
オフさせ、ＰＷＭ制御回路１００の発振するＰＷＭ制御
信号に応じてドライバ回路３０がメインスイッチング素
子Ｑ１をオフするときに、スイッチドキャパシタ回路２
０の出力電圧を選択して同期整流型スイッチング素子Ｑ
２のゲートに入力することで同期整流型スイッチング素
子Ｑ２をオンさせるように動作する。
【００６４】この実施例に従うと、フライホイールダイ
オードＤd の電圧降下よりもＮチャネルＭＯＳＦＥＴの
電圧降下の方が小さいので、図１の実施例よりも更にＤ
Ｃ−ＤＣ変換効率を高めることができるようになる。
【００６５】図９に、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ回
路の他の実施例を図示する。
【００６６】この実施例は、図７の実施例で備えるフラ
イホイールダイオードＤd に代えて、ＮチャネルＭＯＳ
ＦＥＴで構成される同期整流型スイッチング素子Ｑ２を
備える場合の構成例である。
【００６７】この同期整流型スイッチング素子Ｑ２は、
メインスイッチング素子Ｑ１がオンするときにオフし、
メインスイッチング素子Ｑ１がオフするときにオンする
ように動作するものであり、この動作を実現するため
に、図９の実施例では、図７の実施例の構成に加えて、
スイッチドキャパシタ回路２０と同一の構成によりフロ
ーティング電源を生成するとともに、マイナス電位側出
力端子を接地する第２のスイッチドキャパシタ回路６０
と、ＰＷＭ制御回路１００の発振するＰＷＭ制御信号に
応じて、接地か第２のスイッチドキャパシタ回路６０の
出力電圧のいずれか一方を選択して、同期整流型スイッ
チング素子Ｑ２のゲートに入力するドライバ回路７０と
を備える構成を採っている。
【００６８】このドライバ回路７０は、ＰＷＭ制御回路
１００の発振するＰＷＭ制御信号に応じてドライバ回路
４０がメインスイッチング素子Ｑ１をオンするときに、
接地を選択して同期整流型スイッチング素子Ｑ２のゲー
トに入力することで同期整流型スイッチング素子Ｑ２を
オフさせ、ＰＷＭ制御回路１００の発振するＰＷＭ制御
信号に応じてドライバ回路４０がメインスイッチング素
子Ｑ１をオフするときに、第２のスイッチドキャパシタ
回路６０の出力電圧を選択して同期整流型スイッチング
素子Ｑ２のゲートに入力することで同期整流型スイッチ
ング素子Ｑ２をオンさせるように動作する。
【００６９】この実施例に従うと、フライホイールダイ
オードＤd の電圧降下よりもＮチャネルＭＯＳＦＥＴの
電圧降下の方が小さいので、図７の実施例よりも更にＤ
Ｃ−ＤＣ変換効率を高めることができるようになる。
【００７０】図１０に、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ
回路の他の実施例を図示する。
【００７１】この実施例は、図８の実施例を前提としつ
つ、スイッチドキャパシタ回路２０と同一の構成により
フローティング電源を生成するとともに、マイナス電位
側出力端子を接地する第２のスイッチドキャパシタ回路
６０を用意する構成を採って、ドライバ回路５０が、ス
イッチドキャパシタ回路２０の出力電圧に代えて、この
第２のスイッチドキャパシタ回路６０の出力電圧を選択
するという構成を採っている。
【００７２】この実施例に従う場合でも、図８の実施例
と同様のＤＣ−ＤＣ変換効率を得ることができる。
【００７３】図１１に、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ
回路の他の実施例を図示する。
【００７４】この実施例は、図８の実施例に従うとき
に、スイッチドキャパシタ回路２０の生成するフローテ
ィング電源をＰＷＭ制御回路１００の電源として用いる
構成を採っている。この構成を採ると、ＰＷＭ制御回路
１００の電源を別に用意しなくても済むようになる。
【００７５】図１２に、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ
回路の他の実施例を図示する。
【００７６】この実施例は、図９の実施例に従うとき
に、第２のスイッチドキャパシタ回路６０の生成するフ
ローティング電源をＰＷＭ制御回路１００の電源として
用いる構成を採っている。この構成を採ると、ＰＷＭ制
御回路１００の電源を別に用意しなくても済むようにな
る。
【００７７】図１３に、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ
回路の他の実施例を図示する。
【００７８】この実施例は、図１０の実施例に従うとき
に、第２のスイッチドキャパシタ回路６０の生成するフ
ローティング電源をＰＷＭ制御回路１００の電源として
用いる構成を採っている。この構成を採ると、ＰＷＭ制
御回路１００の電源を別に用意しなくても済むようにな
る。
【００７９】図示実施例に従って本発明を説明したが、
本発明はこれに限定されるものではない。例えば、レベ
ルシフト回路１０は図３に示したものに限られるもので
はなく、また、スイッチドキャパシタ回路２０や第２の
スイッチドキャパシタ回路６０は図４に示したものに限
られるものではない。
【００８０】
【発明の効果】以上説明したように、本発明のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ回路では、消費電力の小さいレベルシフト
回路と電圧降下の小さい電源生成回路とを用いてフロー
ティング電源を生成し、そのフローティング電源を駆動
電圧としてメインスイッチング素子の動作を制御すると
いう構成を採るので、高い変換効率を実現できるように
なる。
【００８１】そして、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の出力
電圧を使ってメインスイッチング素子の動作を制御する
という構成を採らないので、負荷に供給する電圧が小さ
い場合にあっても、電力の制御に好適なメインスイッチ
ング素子を用いることができるようになる。
【００８２】そして、変換効率の向上を図るために同期
整流型スイッチング素子が備えられるときにも、同様に
フローティング電源を生成して同期整流型スイッチング
素子の動作を制御するという構成を採るので、高い変換
効率を実現できるようになる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例である。
【図２】本発明の実装される装置の説明図である。
【図３】レベルシフト回路の一実施例である。
【図４】スイッチドキャパシタ回路の一実施例である。
【図５】レベルシフト回路の他の実施例である。
【図６】スイッチドキャパシタ回路の他の実施例であ
る。
【図７】本発明の他の実施例である。
【図８】本発明の他の実施例である。
【図９】本発明の他の実施例である。
【図１０】本発明の他の実施例である。
【図１１】本発明の他の実施例である。
【図１２】本発明の他の実施例である。
【図１３】本発明の他の実施例である。
【図１４】従来技術の説明図である。
【図１５】ドライバ回路の説明図である。
【図１６】従来技術の説明図である。
【符号の説明】
Ｑ１ メインスイッチング素子 Ｃc コンデンサ Ｄc ダイオード Ｄd ダイオード Ｌ インダクタンス １０ レベルシフト回路 ２０ スイッチドキャパシタ回路 ３０ ドライバ回路 １００ ＰＷＭ制御回路

Claims (13)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 動作制御信号に応じて入力電圧をオンオ
    フするメインスイッチング素子を備えることで、ＤＣ−
    ＤＣ変換を実行するＤＣ−ＤＣコンバータ回路におい
    て、 入力電圧より規定の電圧低い電圧を生成するレベルシフ
    ト回路と、 入力電圧と上記レベルシフト回路の出力電圧との差分値
    の大きさを持つフローティング電源を生成する電源生成
    回路と、 上記電源生成回路の生成するフローティング電源により
    チャージアップするコンデンサと、 上記動作制御信号に応じて、上記コンデンサの充電電圧
    により生成される駆動電圧をメインスイッチング素子に
    供給するドライバ回路とを備えることを、 特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ回路。
  2. 【請求項２】 動作制御信号に応じて入力電圧をオンオ
    フするメインスイッチング素子を備えることで、ＤＣ−
    ＤＣ変換を実行するＤＣ−ＤＣコンバータ回路におい
    て、 入力電圧より規定の電圧低い電圧を生成するレベルシフ
    ト回路と、 入力電圧と上記レベルシフト回路の出力電圧との差分値
    の大きさを持つフローティング電源を生成する電源生成
    回路と、 上記動作制御信号に応じて、上記電源生成回路の生成す
    るフローティング電源を駆動電圧としてメインスイッチ
    ング素子に供給するドライバ回路とを備えることを、 特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ回路。
  3. 【請求項３】 請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ回
    路において、 メインスイッチング素子とは逆動作モードでオンオフ動
    作する同期整流型スイッチング素子が設けられるときに
    備えられて、メインスイッチング素子の動作制御信号に
    応じて、電源生成回路の生成するフローティング電源を
    駆動電圧として該同期整流型スイッチング素子に供給す
    る第２のドライバ回路を備えることを、 特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ回路。
  4. 【請求項４】 請求項１又は２記載のＤＣ−ＤＣコンバ
    ータ回路において、 メインスイッチング素子とは逆動作モードでオンオフ動
    作する同期整流型スイッチング素子が設けられるときに
    備えられて、入力電圧とレベルシフト回路の出力電圧と
    の差分値の大きさを持つフローティング電源を生成する
    第２の電源生成回路と、 上記同期整流型スイッチング素子が設けられるときに備
    えられて、メインスイッチング素子の動作制御信号に応
    じて、上記第２の電源生成回路の生成するフローティン
    グ電源を駆動電圧として上記同期整流型スイッチング素
    子に供給する第２のドライバ回路とを備えることを、 特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ回路。
  5. 【請求項５】 請求項１、２又は３記載のＤＣ−ＤＣコ
    ンバータ回路において、 電源生成回路の生成するフローティング電源を、メイン
    スイッチング素子の動作制御信号を生成する回路の電源
    として用いるように構成されることを、 特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ回路。
  6. 【請求項６】 請求項１、２又は３記載のＤＣ−ＤＣコ
    ンバータ回路において、 電源生成回路が、 入力電圧とレベルシフト回路の出力電圧とを入力とし
    て、規定の発振信号に従って開閉動作するスイッチと、
    該スイッチが閉成するときに充電動作するコンデンサと
    を有する第１のキャパシタ回路と、 上記第１のキャパシタ回路の充電電圧を入力として、上
    記発振信号に従って上記スイッチとは逆動作モードで開
    閉動作するスイッチと、該スイッチが閉成するときに充
    電動作するコンデンサとを有する第２のキャパシタ回路
    とを備えることを、 特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ回路。
  7. 【請求項７】 請求項６記載のＤＣ−ＤＣコンバータ回
    路において、 発振信号として、メインスイッチング素子の動作制御信
    号を用いるように構成されることを、 特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ回路。
  8. 【請求項８】 請求項４記載のＤＣ−ＤＣコンバータ回
    路において、 電源生成回路か第２の電源生成回路の生成するフローテ
    ィング電源を、メインスイッチング素子の動作制御信号
    を生成する回路の電源として用いるように構成されるこ
    とを、 特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ回路。
  9. 【請求項９】 請求項４記載のＤＣ−ＤＣコンバータ回
    路において、 電源生成回路と第２の電源生成回路のそれぞれが、 入力電圧とレベルシフト回路の出力電圧とを入力とし
    て、規定の発振信号に従って開閉動作するスイッチと、
    該スイッチが閉成するときに充電動作するコンデンサと
    を有する第１のキャパシタ回路と、 上記第１のキャパシタ回路の充電電圧を入力として、上
    記発振信号に従って上記スイッチとは逆動作モードで開
    閉動作するスイッチと、該スイッチが閉成するときに充
    電動作するコンデンサとを有する第２のキャパシタ回路
    とを備えることを、 特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ回路。
  10. 【請求項１０】 請求項９記載のＤＣ−ＤＣコンバータ
    回路において、 発振信号として、メインスイッチング素子の動作制御信
    号を用いるように構成されることを、 特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ回路。
  11. 【請求項１１】 請求項１〜１０に記載されるいずれか
    のＤＣ−ＤＣコンバータ回路において、 レベルシフト回路が、入力電圧より規定の電圧低い複数
    の電圧を生成可能とする構成を採って、その内の外部か
    ら指示される電圧を生成することを、 特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ回路。
  12. 【請求項１２】 ドレイン端子が入力電圧側に接続さ
    れ、ソース端子が負荷側に接続されて、動作制御信号に
    応じて入力電圧をオンオフするＮチャネルＭＯＳＦＥＴ
    を備えることで、ＤＣ−ＤＣ変換を実行するＤＣ−ＤＣ
    コンバータ回路において、 入力電圧より規定の電圧低い電圧を生成するレベルシフ
    ト回路と、 入力電圧と上記レベルシフト回路の出力電圧とに応じて
    入力側コンデンサを充電し、それに続けて、該入力側コ
    ンデンサの電荷を別に用意される出力側コンデンサに移
    していくことを繰り返していくことで、フローティング
    電源を生成する電源生成回路と、 上記電源生成回路とＮチャネルＭＯＳＦＥＴのソース端
    子との間に設けられて、上記電源生成回路の生成するフ
    ローティング電源によりチャージアップする駆動用コン
    デンサと、 上記動作制御信号に応じて、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴの
    ソース電圧に上記駆動用コンデンサの充電電圧を加えた
    電圧を、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴのゲート端子に供給す
    るドライバ回路とを備えることを、 特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ回路。
  13. 【請求項１３】 ドレイン端子が入力電圧側に接続さ
    れ、ソース端子が負荷側に接続されて、動作制御信号に
    応じて入力電圧をオンオフするＮチャネルＭＯＳＦＥＴ
    を備えることで、ＤＣ−ＤＣ変換を実行するＤＣ−ＤＣ
    コンバータ回路において、 入力電圧より規定の電圧低い電圧を生成するレベルシフ
    ト回路と、 入力電圧と上記レベルシフト回路の出力電圧とに応じて
    入力側コンデンサを充電し、それに続けて、該入力側コ
    ンデンサの電荷を別に用意される出力側コンデンサに移
    していくことを繰り返していくことで、フローティング
    電源を生成する電源生成回路と、 上記動作制御信号に応じて、上記電源生成回路の持つ上
    記出力側コンデンサの充電電圧を、ＮチャネルＭＯＳＦ
    ＥＴのゲート端子に供給するドライバ回路とを備えるこ
    とを、 特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ回路。
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