JPH0370429B2 - - Google Patents
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- JPH0370429B2 JPH0370429B2 JP56196950A JP19695081A JPH0370429B2 JP H0370429 B2 JPH0370429 B2 JP H0370429B2 JP 56196950 A JP56196950 A JP 56196950A JP 19695081 A JP19695081 A JP 19695081A JP H0370429 B2 JPH0370429 B2 JP H0370429B2
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- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 12
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 5
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 5
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 3
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 2
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 description 2
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 1
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- 238000011109 contamination Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04M—TELEPHONIC COMMUNICATION
- H04M19/00—Current supply arrangements for telephone systems
- H04M19/001—Current supply source at the exchanger providing current to substations
- H04M19/003—Arrangements for compensation of the DC flux in line transformers
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、電話交換機の加入者回路に関するも
のであり、特に電子化された加入者回路に関する
ものである。
のであり、特に電子化された加入者回路に関する
ものである。
従来、加入者端末への電流供給及び加入者端末
からの信号受信等を行う加入者回路は主にレター
コイル、トランス等を主体とした電磁部品で構成
されていた。この加入者回路は加入者線路に発生
する同相雑音に対して充分な抑圧度を有していた
反面小形化が困難であるという問題点を有してい
た。
からの信号受信等を行う加入者回路は主にレター
コイル、トランス等を主体とした電磁部品で構成
されていた。この加入者回路は加入者線路に発生
する同相雑音に対して充分な抑圧度を有していた
反面小形化が困難であるという問題点を有してい
た。
一方、近年半導体技術の進歩により、前記電磁
部品主体の加入者回路の半導体電子化が急速に進
められつつある。この半導体電子化を行う上で
は、 第１に、半導体素子は使用電源内で順方向バイ
アスをかける必要があり、過大な同相雑音等が混
入すると回路の飽和等が起こり信号が正常に伝達
できない。
部品主体の加入者回路の半導体電子化が急速に進
められつつある。この半導体電子化を行う上で
は、 第１に、半導体素子は使用電源内で順方向バイ
アスをかける必要があり、過大な同相雑音等が混
入すると回路の飽和等が起こり信号が正常に伝達
できない。
第２に、完全な相補素子ができないため充分な
同相雑音の抑圧が困難である。等の問題があつ
た。
同相雑音の抑圧が困難である。等の問題があつ
た。
本発明は半導体素子の利点を有効に利用し、か
つ前述の半導体電子化する上での問題点を解決
し、充分な同相雑音抑圧が可能な回路を提供する
ことを目的とする。
つ前述の半導体電子化する上での問題点を解決
し、充分な同相雑音抑圧が可能な回路を提供する
ことを目的とする。
第１図は本発明の実施例のブロツク図である。
図中１０，２０は端子Ａ、Ｂを経て加入者線路５
０を介して端末６０に電流を供給する電流供給回
路、３０は端子Ａ、Ｂに接続された加入者線路に
発生する同相雑音VCMを検出し、電流供給回路１
０，２０を同相雑音に対して低インピーダンスに
する制御を行う同相雑音抑圧回路、４０は端子
Ａ、Ｂに接続され、加入者線路５０を経て送信さ
れる加入者端末信号の平衡信号VLを端子Ａ、Ｂ
の電圧として個別に検出し、電圧加算することに
より図示しない装置へ不平衡信号VTとして出力
する差動信号受信回路である。
図中１０，２０は端子Ａ、Ｂを経て加入者線路５
０を介して端末６０に電流を供給する電流供給回
路、３０は端子Ａ、Ｂに接続された加入者線路に
発生する同相雑音VCMを検出し、電流供給回路１
０，２０を同相雑音に対して低インピーダンスに
する制御を行う同相雑音抑圧回路、４０は端子
Ａ、Ｂに接続され、加入者線路５０を経て送信さ
れる加入者端末信号の平衡信号VLを端子Ａ、Ｂ
の電圧として個別に検出し、電圧加算することに
より図示しない装置へ不平衡信号VTとして出力
する差動信号受信回路である。
次に第２図を用いて、本発明の同相雑音回路の
動作を説明する。
動作を説明する。
第２図において線路に発生する同相電圧をVCM
とし、加入者端末６０からの信号をVLとすると
端子Ａ、Ｂに現われる電圧は第２図ａのVA，同
図ｂのVBの一点鎖線で示すeA，eB波形となる。
これは破線で示す同相雑音成分eCと実線で示す加
入者端末からの信号成分elとの和であり同相雑音
成分eCが大きいと端子Ａ、Ｂに現われる電圧VA，
VBのピーク電圧VAP，VAN，VBP，VBNは大きな値
となる。その結果加入者端末の信号を受信する差
動信号受信回路４０が飽和し、正常な加入者端末
からの信号を受信出来なくなるかまたは差動信号
受信回路４０に大きな同相雑音抑圧度が必要とな
る。
とし、加入者端末６０からの信号をVLとすると
端子Ａ、Ｂに現われる電圧は第２図ａのVA，同
図ｂのVBの一点鎖線で示すeA，eB波形となる。
これは破線で示す同相雑音成分eCと実線で示す加
入者端末からの信号成分elとの和であり同相雑音
成分eCが大きいと端子Ａ、Ｂに現われる電圧VA，
VBのピーク電圧VAP，VAN，VBP，VBNは大きな値
となる。その結果加入者端末の信号を受信する差
動信号受信回路４０が飽和し、正常な加入者端末
からの信号を受信出来なくなるかまたは差動信号
受信回路４０に大きな同相雑音抑圧度が必要とな
る。
したがつて第２図に示す同相雑音成分eCを極力
小さく抑えることが必要である。
小さく抑えることが必要である。
ここで第１図に示す如き同相雑音源をVCM、一
対の加入者線路５０の各々の対地インピーダンス
をZlA，ZlBとし（第１図ではZCとしてモデル的に
容量ClA，ClBで示す。）、また電流供給回路１０，
２０の同相雑音に対する出力インピーダンスを
ZCA，ZCBとすれば近似的に端子Ａに生ずる同相雑
音は eC＝VCMZCA／Zla＋ZCa 同様に端子Ｂに生ずる同相雑音は eC＝VCMZCB／ZlB＋ZCB で表わされる。これにより出力インピーダンス
ZCA，ZCBを小さくすれば端子Ａ、Ｂに生ずる電圧
VA，VBの成分中の同相雑音成分eCを小さくする
ことができることがわかる。
対の加入者線路５０の各々の対地インピーダンス
をZlA，ZlBとし（第１図ではZCとしてモデル的に
容量ClA，ClBで示す。）、また電流供給回路１０，
２０の同相雑音に対する出力インピーダンスを
ZCA，ZCBとすれば近似的に端子Ａに生ずる同相雑
音は eC＝VCMZCA／Zla＋ZCa 同様に端子Ｂに生ずる同相雑音は eC＝VCMZCB／ZlB＋ZCB で表わされる。これにより出力インピーダンス
ZCA，ZCBを小さくすれば端子Ａ、Ｂに生ずる電圧
VA，VBの成分中の同相雑音成分eCを小さくする
ことができることがわかる。
一方、第１図に示す同相雑音抑圧回路３０は端
子Ａ、Ｂに生ずる同相雑音のみを検出し、電流供
給回路１０，２０を制御し同相雑音に対して電流
供給回路１０，２０を低インピーダンス化する働
きを有するため、前述の如き端子Ａ、Ｂに生ずる
電圧eA，eB中の同相雑音成分eCを充分小さくする
ことが可能となる。従つて、第２図に示す端子
Ａ、Ｂに生ずる電圧VA，VBのピーク値VAP，
VAN，VBP，VBNを加入者信号を受信する差動信号
受信回路４０の非飽和電圧範囲に抑えることがで
きるとともに差動信号受信回路４０にも過大な同
相雑音抑圧度を要求しなくとも済む。また差動信
号受信回路４０は端子Ａ、Ｂの電圧の差動成分を
検出するため、さらに同相雑音成分は抑圧され差
動信号受信回路４０の出力信号VTは第２図VTに
示す如く加入者端末からの信号のみを出力するこ
とが可能である。
子Ａ、Ｂに生ずる同相雑音のみを検出し、電流供
給回路１０，２０を制御し同相雑音に対して電流
供給回路１０，２０を低インピーダンス化する働
きを有するため、前述の如き端子Ａ、Ｂに生ずる
電圧eA，eB中の同相雑音成分eCを充分小さくする
ことが可能となる。従つて、第２図に示す端子
Ａ、Ｂに生ずる電圧VA，VBのピーク値VAP，
VAN，VBP，VBNを加入者信号を受信する差動信号
受信回路４０の非飽和電圧範囲に抑えることがで
きるとともに差動信号受信回路４０にも過大な同
相雑音抑圧度を要求しなくとも済む。また差動信
号受信回路４０は端子Ａ、Ｂの電圧の差動成分を
検出するため、さらに同相雑音成分は抑圧され差
動信号受信回路４０の出力信号VTは第２図VTに
示す如く加入者端末からの信号のみを出力するこ
とが可能である。
第３図は本発明の実施例の回路図である。第３
図において、１０及び２０は一対の電流供給回路
であり、それぞれ端子Ａ、Ｂを介して加入者線に
通話電流を供給するものである。３０は同相雑音
抑圧回路であり、入力低抗R10，R11、第１のカ
レントミラー回路１００，１０１、第２のカレン
トミラー回路２００，２０１、一対の増幅回路で
あり、同相雑音検出回路を構成するトランジスタ
Q0，Q1により構成される。４０は差動信号受信
回路であり、演算増幅器OPO、抵抗R20，R21，
R30，R31により構成される。５０は加入者線路
であり、対地インピーダンスZlを有するものとす
る。（図ではモデルとして容量Clで表わす）。
図において、１０及び２０は一対の電流供給回路
であり、それぞれ端子Ａ、Ｂを介して加入者線に
通話電流を供給するものである。３０は同相雑音
抑圧回路であり、入力低抗R10，R11、第１のカ
レントミラー回路１００，１０１、第２のカレン
トミラー回路２００，２０１、一対の増幅回路で
あり、同相雑音検出回路を構成するトランジスタ
Q0，Q1により構成される。４０は差動信号受信
回路であり、演算増幅器OPO、抵抗R20，R21，
R30，R31により構成される。５０は加入者線路
であり、対地インピーダンスZlを有するものとす
る。（図ではモデルとして容量Clで表わす）。
以下動作を説明する。
同相雑音抑圧回路３０の入力抵抗R10，R11は
同一の抵抗値R1を有する。トランジスタQ0，Q1
の電力増幅率を各々βN，βPとし、第１カレントミ
ラー回路１００，１０１のミラー比をＫ、第２の
カレントミラー回路２００，２０１のミラー比を
各々Ｍ，Ｎ、一対の電流供給回路１０，２０の電
流増幅率をαとする。カレントミラー回路１００
には、基準電位として地気Ｇが供給されている。
またカレントミラー回路１０１には、基準電位と
して電源VBBが供給されている。
同一の抵抗値R1を有する。トランジスタQ0，Q1
の電力増幅率を各々βN，βPとし、第１カレントミ
ラー回路１００，１０１のミラー比をＫ、第２の
カレントミラー回路２００，２０１のミラー比を
各々Ｍ，Ｎ、一対の電流供給回路１０，２０の電
流増幅率をαとする。カレントミラー回路１００
には、基準電位として地気Ｇが供給されている。
またカレントミラー回路１０１には、基準電位と
して電源VBBが供給されている。
端子Ａ、Ｂに発生する同相雑音eCA，eCBは
各々、抵抗R10，R11で電流変換され、第１のカ
レントミラー回路１００，１０１に入力される。
ここでカレントミラー回路１００を例にとつて説
明すれば基準電位として地気Ｇが供給されてい
る。従つてこのカレントミラー回路１００には、
端子Ａの電圧VAと地気Ｇとの電位差が電流変換
されて入力され、ミラー比ＫによりＫ倍された出
力が現れる。同様にカレントミラー回路１０１に
は、端子Ｂの電圧VBと電源VBBとの電位差が電流
変換されて入力され、ミラー比ＫによりＫ倍され
た出力が現れる。これらカレントミラー回路１０
０，１０１の出力電流は、第３図に示すＣ点では eCA＋eCB／R1Ｋ の電流値となる。この電流は同相雑音検出回路を
構成するトランジスタQ0，Q1のベース電流とな
り、それぞれの増幅率βN，βPで増幅され、第２の
カレントミラー回路２００，２０１に入力され
る。この第２のカレントミラー回路２００，２０
１の出力は接続されており、第３図ａ，ｂ点で加
算された電流Ia，Ibは、 Ia＝Ib＝eCA＋eCB／R1（MβN＋NβP）Ｋ となる。
各々、抵抗R10，R11で電流変換され、第１のカ
レントミラー回路１００，１０１に入力される。
ここでカレントミラー回路１００を例にとつて説
明すれば基準電位として地気Ｇが供給されてい
る。従つてこのカレントミラー回路１００には、
端子Ａの電圧VAと地気Ｇとの電位差が電流変換
されて入力され、ミラー比ＫによりＫ倍された出
力が現れる。同様にカレントミラー回路１０１に
は、端子Ｂの電圧VBと電源VBBとの電位差が電流
変換されて入力され、ミラー比ＫによりＫ倍され
た出力が現れる。これらカレントミラー回路１０
０，１０１の出力電流は、第３図に示すＣ点では eCA＋eCB／R1Ｋ の電流値となる。この電流は同相雑音検出回路を
構成するトランジスタQ0，Q1のベース電流とな
り、それぞれの増幅率βN，βPで増幅され、第２の
カレントミラー回路２００，２０１に入力され
る。この第２のカレントミラー回路２００，２０
１の出力は接続されており、第３図ａ，ｂ点で加
算された電流Ia，Ibは、 Ia＝Ib＝eCA＋eCB／R1（MβN＋NβP）Ｋ となる。
これら電流Ia，Ibは、各々電流供給回路１０，
２０の制御電流となる。これら電流供給回路１
０，２０の電流増幅率αにより増幅された端子
Ａ、Ｂより電流を引き込む（又ははき出す）電流
値をICMとすると、ICM＝αIa＝αIb＝αeCA＋eCB／R1 （MβN＋NβP）Ｋ …(1) である。これより （eCA＋eCB）＝ICMR1／α（MβN＋NβP）Ｋ …(2) が成立する。
２０の制御電流となる。これら電流供給回路１
０，２０の電流増幅率αにより増幅された端子
Ａ、Ｂより電流を引き込む（又ははき出す）電流
値をICMとすると、ICM＝αIa＝αIb＝αeCA＋eCB／R1 （MβN＋NβP）Ｋ …(1) である。これより （eCA＋eCB）＝ICMR1／α（MβN＋NβP）Ｋ …(2) が成立する。
ここでトランジスタQ0，Q1の電流増幅率βN，
βPを充分に大きくすることは可能であり、このと
き前記第(2)式より、 eCA＋eCB→０，即ちeCA→０，eCB→０となる。
即ち端子Ａ、Ｂの電圧VA，VBは同相雑音VCMに
対して低インピーダンスとなり、同相雑音の発生
が抑圧されていることになる。
βPを充分に大きくすることは可能であり、このと
き前記第(2)式より、 eCA＋eCB→０，即ちeCA→０，eCB→０となる。
即ち端子Ａ、Ｂの電圧VA，VBは同相雑音VCMに
対して低インピーダンスとなり、同相雑音の発生
が抑圧されていることになる。
一方、加入者端末６０からの信号VLに対して
は、この信号VLが平衡信号であるため端子Ａ、
Ｂの電圧VA，VBは逆特性の信号電圧となる。こ
の信号をelA，elBとすると、第３図に示す点ｃで
の電流は（elA＋elB／R1）Ｋとなる。しかし前述した 如くこれらの信号電圧は平衡信号即ちelA＝−elB
となり、従つて点ｃでの電流はφである。この結
果同相雑音抑圧回路３０は動作せず、信号VLは
差動信号受信回路４０へ伝達される。差動信号受
信回路４０においては、抵抗R20，R21，R30，
R31の抵抗値を適当な値とすることで信号VLを出
力信号VTとして図示しない他の装置へ伝達する
ことができる。なお同相雑音抑圧回路において、
入力抵抗R10，R11と直列に容量を挿入すること
により、端子Ａ、Ｂに生ずる直流バイアス成分を
除去することができ、差動信号受信回路としての
動作領域が広がることは周知のことである。ま
た、第３図では同相雑音抑圧回路としてバイポー
ラトランジスタを用いて構成してあるが、これを
FET、MOS等の半導体素子で構成することも可
能である。
は、この信号VLが平衡信号であるため端子Ａ、
Ｂの電圧VA，VBは逆特性の信号電圧となる。こ
の信号をelA，elBとすると、第３図に示す点ｃで
の電流は（elA＋elB／R1）Ｋとなる。しかし前述した 如くこれらの信号電圧は平衡信号即ちelA＝−elB
となり、従つて点ｃでの電流はφである。この結
果同相雑音抑圧回路３０は動作せず、信号VLは
差動信号受信回路４０へ伝達される。差動信号受
信回路４０においては、抵抗R20，R21，R30，
R31の抵抗値を適当な値とすることで信号VLを出
力信号VTとして図示しない他の装置へ伝達する
ことができる。なお同相雑音抑圧回路において、
入力抵抗R10，R11と直列に容量を挿入すること
により、端子Ａ、Ｂに生ずる直流バイアス成分を
除去することができ、差動信号受信回路としての
動作領域が広がることは周知のことである。ま
た、第３図では同相雑音抑圧回路としてバイポー
ラトランジスタを用いて構成してあるが、これを
FET、MOS等の半導体素子で構成することも可
能である。
第４図は本発明の第２の実施例の回路図であ
る。同相雑音抑圧回路３０の動作は前記第１の実
施例において説明したと同様である。図中１００
０、１００１は第１のカレントミラー回路であ
り、前記第１の実施例にミラー比Ｌなる出力を追
加し、この出力は差動信号受信回路４０の入力信
号となつている。この電流値をIla，Ilb、端子Ａ、
Ｂに発生する電圧をVA，VBとする。また、電圧
VA，VB中、加入者端末６０よりの信号VLに関す
る電圧成分をela，elb、加入者線路５０に発生す
る同相雑音VCMによる電圧成分をeCA，eCBとする。
また同相雑音抑圧回路３０の入力抵抗R10，R11
の抵抗値を同一とし、R1とすると、電流Ila，Ilb
は以下のようになる。
る。同相雑音抑圧回路３０の動作は前記第１の実
施例において説明したと同様である。図中１００
０、１００１は第１のカレントミラー回路であ
り、前記第１の実施例にミラー比Ｌなる出力を追
加し、この出力は差動信号受信回路４０の入力信
号となつている。この電流値をIla，Ilb、端子Ａ、
Ｂに発生する電圧をVA，VBとする。また、電圧
VA，VB中、加入者端末６０よりの信号VLに関す
る電圧成分をela，elb、加入者線路５０に発生す
る同相雑音VCMによる電圧成分をeCA，eCBとする。
また同相雑音抑圧回路３０の入力抵抗R10，R11
の抵抗値を同一とし、R1とすると、電流Ila，Ilb
は以下のようになる。
Ila＝ela＋eCA／R1Ｌ，Ilb＝elb＋eCB／R1Ｌ …(3)
一方、差動信号受信回路４０の演算増幅器
OPOの正相入力と地気Ｇに接続される抵抗を
R20、逆相入力と出力との間に並列に接続される
抵抗をR21とすれば、差動信号受信回路４０の出
力電圧VTは以下の式で求められる。
OPOの正相入力と地気Ｇに接続される抵抗を
R20、逆相入力と出力との間に並列に接続される
抵抗をR21とすれば、差動信号受信回路４０の出
力電圧VTは以下の式で求められる。
VT＝R20Ila−R21Ilb
＝R20〔Ｌ／R1（ela＋eCA）〕
−R21〔Ｌ／R1（elb＋eCB）〕 …(4)
ここで抵抗R20とR21の抵抗値を等しくするこ
とは可能であり、R3とする。
とは可能であり、R3とする。
また加入者端末６０からの信号VLによる端子
Ａ、Ｂでの電圧成分elA，elBは、前記第１の実施
例で説明した如くelA＝−elBであり、加入者線路
５０に発生する同相雑音VCMにより端子Ａ、Ｂに
生ずる電圧成分eCA，eCBは同一極性である。従つ
て(4)式は以下のように表すことができる。
Ａ、Ｂでの電圧成分elA，elBは、前記第１の実施
例で説明した如くelA＝−elBであり、加入者線路
５０に発生する同相雑音VCMにより端子Ａ、Ｂに
生ずる電圧成分eCA，eCBは同一極性である。従つ
て(4)式は以下のように表すことができる。
VT＝R3Ｌ／R1〔2elB＋（eCB−eCA）〕 …(5)
即ち、この結果は差動信号受信回路４０の出力
電圧VT中に、同相雑音成分の差が混入するおそ
れのあることを示している。しかし前記第２の実
施例の説明において述べた如く、端子Ａ、Ｂでの
同相雑音成分eCA，eCBは無視し得る値であり、差
動信号受信回路４０の出力電圧VTは実質的に加
入者端末６０からの信号成分のみを出力するとみ
なすことができる。
電圧VT中に、同相雑音成分の差が混入するおそ
れのあることを示している。しかし前記第２の実
施例の説明において述べた如く、端子Ａ、Ｂでの
同相雑音成分eCA，eCBは無視し得る値であり、差
動信号受信回路４０の出力電圧VTは実質的に加
入者端末６０からの信号成分のみを出力するとみ
なすことができる。
以上説明したような回路構成により、半導体素
子を主体とした加入者回路を構成することがで
き、しかも加入者線路に発生する同相雑音は加入
者端末信号を検出する以前に抑圧される。この結
果加入者端末信号を受信する半導体素子は同相雑
音による飽和等を起こさず、加入者端末からの信
号のみを受信し、伝達することのできる利点があ
る。
子を主体とした加入者回路を構成することがで
き、しかも加入者線路に発生する同相雑音は加入
者端末信号を検出する以前に抑圧される。この結
果加入者端末信号を受信する半導体素子は同相雑
音による飽和等を起こさず、加入者端末からの信
号のみを受信し、伝達することのできる利点があ
る。
即ちこの発明によれば、Ａ，Ｂ両端子の同相雑
音電圧は入力抵抗によつて電流に変換され、第１
のカレントミラー回路→同相雑音検出回路Q0，
Q1→第２のカレントミラー回路→電流供給回路
１０，２０というループを形成する。このとき、
第１のカレントミラー回路の基準電位は地気Ｇま
たは電源VBBである。すなわちこの同相雑音抑圧
回路は、端子Ａと地気Ｇとの電位差、および端子
Ｂと電源VBBとの電位差を等しくするように作用
する。よつて、同相雑音抑圧回路へ供給する中間
電位VXが変動しても前記一対の電流供給回路１
０，２０には常に等しい負荷がかかるように制御
される。これにより加入者回路全体として見た場
合、より安定した動作を期待できる。
音電圧は入力抵抗によつて電流に変換され、第１
のカレントミラー回路→同相雑音検出回路Q0，
Q1→第２のカレントミラー回路→電流供給回路
１０，２０というループを形成する。このとき、
第１のカレントミラー回路の基準電位は地気Ｇま
たは電源VBBである。すなわちこの同相雑音抑圧
回路は、端子Ａと地気Ｇとの電位差、および端子
Ｂと電源VBBとの電位差を等しくするように作用
する。よつて、同相雑音抑圧回路へ供給する中間
電位VXが変動しても前記一対の電流供給回路１
０，２０には常に等しい負荷がかかるように制御
される。これにより加入者回路全体として見た場
合、より安定した動作を期待できる。
また第１の実施例によれば、前記の利点が充分
生かされるとともにカレントミラー回路等半導体
素子の特性を十分に生かすことができ、半導体集
積化がより有効にできる利点がある。さらに第２
の実施例によれば、抵抗素子数を減らすことがで
き、より容易な半導体集積化が可能である。
生かされるとともにカレントミラー回路等半導体
素子の特性を十分に生かすことができ、半導体集
積化がより有効にできる利点がある。さらに第２
の実施例によれば、抵抗素子数を減らすことがで
き、より容易な半導体集積化が可能である。
第１図は本発明の実施例のブロツク図、第２図
は本発明の動作説明のための波形図、第３図は本
発明の実施例の回路図、第４図は本発明の第２の
実施例の回路図である。 １０，２０…電流供給回路、３０…同相雑音抑
圧回路、４０…差動信号受信回路、５０…加入者
線路、６０…加入者端末、１００，１０１，２０
０，２０１，１０００，１００１，２０００，２
００１…カレントミラー回路、Q0，Q1…トラン
ジスタ、OPO…演算増幅器。
は本発明の動作説明のための波形図、第３図は本
発明の実施例の回路図、第４図は本発明の第２の
実施例の回路図である。 １０，２０…電流供給回路、３０…同相雑音抑
圧回路、４０…差動信号受信回路、５０…加入者
線路、６０…加入者端末、１００，１０１，２０
０，２０１，１０００，１００１，２０００，２
００１…カレントミラー回路、Q0，Q1…トラン
ジスタ、OPO…演算増幅器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 一端が加入者線のＡ線、Ｂ線に接続され、他
端が電池あるいは地気に接続され、加入者端末に
電流供給する一対の電流供給回路と、前記加入者
端末から送信される平衡信号電圧を増幅して出力
する差動信号受信回路とを含む加入者回路におい
て、 Ａ線、Ｂ線のそれぞれに接続される一対の入力
抵抗と、入力端がこの入力抵抗を介してＡ線、Ｂ
線に接続され、電池あるいは地気にバイアスされ
ている一対の第１のカレントミラー回路と、 前記一対の第１のカレントミラー回路の出力の
接続点に接続され、かつ、電池と地気との中間電
位に接続される一対の増幅回路と、 電池あるいは地気にバイアスされ、前記一対の
増幅回路の各々の出力を入力とし、各々２個の出
力を有する一対の第２のカレントミラー回路とを
有し、 この第２のカレントミラー回路の２個の出力を
各々電池側、地気側間で相互に接続し、当該接続
点での電流差により前記一対の電流供給回路を制
御する同相雑音抑圧回路を有することを特徴とす
る加入者回路。 ２ 一端が加入者線のＡ線、Ｂ線に接続され、他
端が電池あるいは地気に接続され、加入者端末に
電流供給する一対の電流供給回路と、前記加入者
端末から送信される平衡信号電圧を増幅して出力
する差動信号受信回路とを含む加入者回路におい
て、入力端が前記Ａ線、Ｂ線のそれぞれに接続さ
れる一対の入力抵抗と、 入力端がこの入力抵抗を介してＡ線、Ｂ線に接
続され電池あるいは地気にバイアスされ、各々２
個の出力を有する一対の第１のカレントミラー回
路と、 前記一対の第１のカレントミラー回路の第１の
出力の接続点に接続され、かつ、電池と地気との
中間電位に接続される一対の増幅回路と、 電池あるいは地気にバイアスされ、前記一対の
増幅回路の各々の出力を入力とし、各々２個の出
力を有する一の第２のカレントミラー回路とを有
し、 この一対の第２のカレントミラー回路の２個の
出力を各々電池側、地気側間で相互に接続し、当
該接続点での電流差により前記一対の電流供給回
路を制御するとともに、 前記一対の第１のカレントミラー回路各々の第
２の出力を電流電圧変換し、前記差動信号受信回
路への入力とすることを特徴とする加入者回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19695081A JPS5899061A (ja) | 1981-12-09 | 1981-12-09 | 同相雑音抑圧回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19695081A JPS5899061A (ja) | 1981-12-09 | 1981-12-09 | 同相雑音抑圧回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5899061A JPS5899061A (ja) | 1983-06-13 |
| JPH0370429B2 true JPH0370429B2 (ja) | 1991-11-07 |
Family
ID=16366350
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP19695081A Granted JPS5899061A (ja) | 1981-12-09 | 1981-12-09 | 同相雑音抑圧回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5899061A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0647732Y2 (ja) * | 1987-12-15 | 1994-12-07 | シチズン時計株式会社 | プリンタの用紙張力調整装置 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5654160A (en) * | 1979-10-11 | 1981-05-14 | Oki Electric Ind Co Ltd | Interface circuit for subscribing line |
-
1981
- 1981-12-09 JP JP19695081A patent/JPS5899061A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5654160A (en) * | 1979-10-11 | 1981-05-14 | Oki Electric Ind Co Ltd | Interface circuit for subscribing line |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5899061A (ja) | 1983-06-13 |
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