JPH0363317B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の利用分野〕 本発明は速度検出器無し誘導電動機のベクトル
制御装置に係り、特に速度制御用の電圧検出器を
省略して全てデジタル化を図るに好適な誘導電動
機のベクトル制御装置に関するものである。

〔発明の背景〕

この種の速度検出器無し誘導電動機のベクトル
制御装置は、ベクトル演算の直交性を補償するす
べり補償と、電圧及び周波数の比を一定にする励
磁補償とを、パルス幅変調（PWMと呼ぶ）され
た電圧を電圧検出器で検出し、その検出電圧から
検出されたｄ軸成分電圧（以下、E_dと略称する）
及びｑ軸成分電圧（以下、E_qと略称する）によ
り行なうと共に、E_qを速度帰還信号に使用して
いた。そのため、かかるベクトル制御装置では、
電圧検出器を介しての電圧検出が必須の要素であ
つた。

第１図、第２図は、この種のベクトル装置の一
例を示すもので、以下これを参照しながら説明す
る。

第１図において、１はPWMインバータ、２は
誘導電動機、３は電流変流器、４は直流電源であ
る。

また、PWMインバータ１を制御する制御信号
を形成する制御回路は下記の要素から構成されて
いる。５はパルスアンプ、６は電圧検出器、７は
ヒステリシスコンパレータ、８は２相３相変換
器、９，１０はベクトル演算器、１１，１３は加
算器、１２，１４は演算器、１５はすべり変換
器、１６，１７，１９は加算器、２０は２相発振
器、２１はE_d検出器、２２はE_q検出器、２３は
３相２相変換器である。

このようなベクトル制御装置の動作を説明す
る。

速度指令ω〓^*が与えられると、加算器１６で速
度帰還値ω〓との偏差を演算し、演算器１４によ
りトルク成分電流指令（以下I_t ^*と呼ぶ）を演算
する。ω〓はE_q検出器２２で検出された信号E_qか
らすべり変換器１５でI_t ^*より変換されたすべり
指令値（以下ω_s ^*と呼ぶ）を加算器１７で減算し
作成される。周波数指令値（以下ω₁ ^*と呼ぶ）
は、上記ω〓とω_s ^*とE_d検出器２１で検出されるE_d
とを加算器１９で加算して作成される。周波数指
令ω₁ ^*は２相発振器２０によりsinω₁ ^*ｔとcosω₁ ^*
ｔに変換される。励磁成分電流指令I_n ^*は設定値
I_n ^**と補正値ΔI_n ^*とを加算器１１で加算し得ら
れる。ここで補正値ΔI_n ^*は周波数指令ω₁ ^*と信号
E_qとを加算器１３で演算して得られた偏差を基
に演算器１２で演算して得られる。ベクトル演算
器９，１０では、上記励磁成分電流指令I_n ^*と、
sinω₁ ^*ｔ、cosω₁ ^*ｔとの信号より、ｄ軸成分電
流指令（以下i_d ^*と呼ぶ）と、ｑ軸成分電流指令
（以下i_q ^*と呼ぶ）とを、 i_d ^*＝i_t ^*sinω₁ ^*ｔ−i_n ^*cosω₁ ^*ｔ i_q ^*＝i_t ^*cosω₁ ^*ｔ＋i_n ^*sinω₁ ^*ｔ の如く演算する。

２相３相変換器８では、前記指令i_d ^*、i_q ^*、の
２相信号より、３相の電流指令i_u ^*、i_v ^*、i_w ^*に変
換する。ヒステリシスコンパレータ７では、変流
器３で検出する各相電流、i_u、i_v、i_wと上記電流
指令i_u ^*、i_v ^*、i_w ^*とを各相毎に比較し、第２図Ａ
に示すように、実電流ｉがヒステリシス幅（上限
値S_K−下限値S_L）内になるよう制御する。尚、i^*
は電流指令であり、ｉは実電流である。すると、
第２図Ｂに示すようなPWM信号を作成し、パル
スアンプ５により増幅しPWMインバータ１を制
御することにより該電動機２を制御していた。し
かし、第２図Ｂに示すようなPWM電圧より基本
波成分をアナログ的に検出するにはフイルタが必
要であり、フイルタを通して得た電圧からE_d、
E_qを検出するときは検出信号に遅れが生じてし
まう不都合があつた。また、マイクロコンピユー
タ等によるサンプリングデジタル制御を行なうと
する場合に、PWM電圧より基本波成分を検出す
るときはパルス幅を正確に検出しなければならな
いため、非常に短かいサンプリング時間で制御し
なければならず、マイクロコンピユータの処理時
間では制御が不可能であつた。

加えて、上記ベクトル制御装置によれば、電流
制御は電動機の一次電流をもつて制御しているた
め（すなわち、トルク成分、励磁成分に分解して
行なつてないため）精度がでないという欠点があ
つた。

〔発明の目的〕

本発明の目的は、PWM電圧を検出することな
くベクトル制御可能な誘導電動機のベクトル制御
装置を提供することにある。

〔発明の概要〕

本発明の誘導電動機のベクトル制御装置は、誘
導電動機を駆動するPWMインバータと、前記誘
導電動機の１次電流を検出する電流検出手段と、
該電流検出手段で検出した１次電流からトルク成
分電流と励磁成分電流を演算する電流成分演算手
段と、速度指令値と実速度推定値を入力してトル
ク成分電流指令を出力する速度制御手段と、前記
トルク成分電流指令と前記トルク成分電流を入力
して直交２軸のｑ軸電圧指令を求めるｑ軸電圧演
算手段と、励磁成分電流指令と前記励磁成分電流
を入力して直交２軸のｄ軸電圧指令を求めるｄ軸
電圧演算手段と、前記ｑ軸電圧指令を入力して前
記誘導電動機の１次周波数指令を求める１次周波
数指令演算手段と、前記トルク成分電流指令と励
磁成分電流指令のうち少なくともトルク成分電流
指令を入力してすべり周波数を演算するすべり周
波数演算手段と、このすべり周波数と前記１次周
波数演算値の差により前記誘導電動機の速度を求
め、前記速度制御手段に実速度推定値として与え
る速度演算手段と、前記ｄ軸電圧指令、ｑ軸の電
圧指令および１次周波数指令を入力し、前記
PWMインバータの出力電圧の大きさ、位相およ
び周波数を制御するPWM制御手段とを具備する
ものである。

また、本発明の他の誘導電動機のベクトル制御
装置は、誘導電動機を駆動するPWMインバータ
と、前記誘導電動機の１次電流を検出する電流検
出手段と、該電流検出手段で検出した１次電流か
らトルク成分電流と励磁成分電流を演算する電流
成分演算手段と、速度指令値と実速度推定値を入
力してトルク成分電流指令を出力する速度制御手
段と、前記トルク成分電流指令と前記トルク成分
電流を入力して直交２軸のｑ軸電圧指令を求める
ｑ軸電圧演算手段と、励磁成分電流指令と前記励
磁成分電流を入力して直交２軸のｄ軸電圧指令を
求めるｄ軸電圧演算手段と、前記トルク成分電流
指令と励磁成分電流指令のうち少なくともトルク
成分電流指令を入力してすべり周波数を演算する
すべり周波数演算手段と、前記ｄ軸電圧指令を入
力してすべり周波数補正値を演算するすべり周波
数演算手段と、前記実速度推定値、前記すべり周
波数演算値および前記すべり周波数補正値を加算
して１次周波数指令値を求める１次周波数指令手
段と、前記ｄ軸電圧指令、ｑ軸の電圧指令および
１次周波数指令を入力し、前記PWMインバータ
の出力電圧の大きさ、位相および周波数を制御す
るPWM制御手段とを具備するものである。

すなわち、本発明は、トルク成分電流、及び励
磁成分電流を各々指令値になるように演算制御
し、各々の電流制御演算結果がE_d ^*、E_q ^*、E_d ^*、
E_q ^*が、実際の検出値E_d及びE_qと一致制御される
ことに着目して、PWM電圧より検出するE_d、E_q
のかわりに、指令値E_d ^*、E_d ^*を用いるようにし
たのである。つまり、上記前者の発明では、ｑ軸
電圧指令E_q ^*に基づいて１次周波数を演算し、こ
れとすべり周波数演算値に基づいて、誘導電動機
の速度を推定検出するようにしたのである。ま
た、上記後者の発明では、すべり補償の補正値を
ｄ軸電圧指令E_d ^*に基づいて求めるようにしたの
である。そのため、PWM電圧からE_d、E_qを検出
するに必要な非常に短かいサンプリング時間制御
が不要となり、マイコン等の全デジタル制御に好
適である。

〔発明の実施例〕

以下、本発明の実施例を第３図以下の図面に基
づいて詳細に説明する。

第３図は本発明に係る誘導電動機のベクトル制
御装置の一実施例を示すブロツク図である。

第３図に示す実施例において、第１図に示す装
置と同一構成要素には同一の符号を付して説明を
省略する。

第３図において、３０はPWM発生器、３１は
振幅演算器、３２は位相演算器、３３，３４は演
算器、３５は加算器、３６，３７は演算器、３８
は変換器、４０，４１は加算器、４２は演算器
（積分器）、４４はI_t及びI_n検出器、４５は３相２
相変換器である。

次に、本実施例の動作について説明する。

速度指令ω〓^*が与えられると誘導電動機２の速
度をω〓^*にするように、まず、演算器３７により
速度指令ω〓^*と実速度推定値ω〓の偏差を演算し、
ω〓^*＝ω〓と制御する電流指令I_t ^*を作成し、演算器
３４によりトルク電流指令I_t ^*とトルク電流I_tの偏
差を演算し、I_t ^*＝I_tと制御する電圧指令E_q ^*を作
成する。すなわち、演算器３４はI_t ^*とI_tの偏差を
求め、この偏差を比例積分処理して、電流指令I_t
^＊に一致したトルク電流を、誘導電動機２に流す
に必要な電圧指令E_q ^*を作成する。ここで、誘導
電動機２の１次周波数をω₁とし、磁束をφ_dとし
たとき、理論的にE_q ^*＝ω₁×φ_dの関係にあり、か
つφ_dは通常一定に制御されているから、I_t ^*＝I_tに
なる定常状態におけるE_q ^*は、１次周波数ω₁に比
例することになる。また、理論的に、すべり周波
数ω_sはI_t／I_nに比例し、励磁成分電流I_nは通常一
定に制御されているから、すべり周波数ω_sは、
トルク成分電流I_tに比例することになる。このよ
うな関係に従つて、E_q ^*／速度変換器３８と、す
べり変換器１５で、それぞれ１次周波数ω〓′とす
べり周波数指令値ω_s ^*が求められる。実速度ω〓は
トルク電流指令I_t ^*よりすべり変換器１５で変換
されたすべり周波数指令ω_s ^*と、E_q ^*よりE_q ^*／速
度変換器３８で変換されたω〓′とより加算器４０
で作成される（ω〓＝ω〓′−ω_s ^*）。ここで、該電動
機２に印加される電圧と周波数の比が一定に制御
される。励磁電流指令I_n ^*は、加算器３５におい
て設定値I_n ^**と演算器３６からの補正値ΔI_n ^*と
を加算して得られる。前記ΔI_n ^*はω₁ ^*とE_q ^*との
偏差を演算器３６で演算して得ることができる。
上記I_n ^*は演算器３３でI_nと偏差を演算し、I_n ^*＝
I_nとなるように制御する比例積分等の補償をして
E_d ^*を作成する。上記E_d ^*、E_q ^*より振幅演算器３
１は、両者の２乗の平方根の演算を行ない振幅指
令V^*を、V^*＝√_d ^*2＋_q ^*2の式で計算する。ま
た、位相演算器３２では、角度指令θ^*を、θ^*＝
tan^-1（E_d ^*／E_q ^*の式をもつて演算して作成する。
周波数指令ω₁ ^*は、演算器４２において、E_d ^*を
基に演算（積分）されるΔω_s ^*と、すべり変換器
１５からのω_s ^*と、加算器４０からのω〓とを加算
器４１で加算して得ることができる。また、実電
流I_t、I_nは、I_t、I_n検出器４４により３相２相変
換器４５で演算されたｄ軸、ｑ軸成分電流値i_1d、
i_1qと、上記θ^*、ω₁ ^*とから、下記式をもつて演算
される。

i_t＝i_1q・cos（ω₁ ^*ｔ＋θ^*）＋i_1d
・sin（ω₁ ^*ｔ＋θ^*） i_n＝i_1qsin（ω₁ ^*ｔ＋θ^*）−i_1d ^*cos（ω₁t＋θ^*） 上記V^*、θ^*、ω₁ ^*の指令値よりPWMパルス発
生器３０でPWMパルス信号に変換され（詳細例
は特願昭58−16039による）、パルスアンプ５を通
してPWMインバータ１が制御され、該電動機２
の速度がω〓^*となるように制御される。

第４図Ａはパルス発生器３０によりPWMパル
スを形成する原理を示したものである。同図Ｂは
PWMパルスによりインバータ７より発生する
PWM電圧e_pとそれの基本成分e_ppを示したもので
ある。また同図Ｃは基本波成分e_ppで流れる電流
i_ppとPWM電圧e_pで流れる実際の電流i_pである。
第４図から理解できるように、図Ａに示すサンプ
リング時間t₁、t₂、t₃、……においては、図Ｃに
示すようにａ点、ｂ点、ｃ点、……で電流i_pと電
流i_ppが一致する。従つて、サンプリング周期
（t₁、t₂、t₃、……）毎に電流値を取り込めばよ
く、電流の検出はPWM電圧の検出と異なり長い
サンプリング時間で検出することができる。この
ことを、さらに詳しく説明する。すなわち、図Ａ
のような電圧指令信号V^*と励振信号との大小に
より、図ＢのようなPWM電圧を作成すると、電
流i_pは図Ｃのように基本波i_ppに近いリツプルをも
つた電流となることは既に説明した。そこで、例
えば励振信号に同期してサンプリング検出する
（ｔ＝t₁、t₂、t₃……の時点でのサンプリング検出
する）と、その時点の検出電流i_pはａ点、ｂ点、
ｃ点となり基本波に近い電流値となる。従つて、
PWM電圧を検出するにはPWMの幅を検出する
ため、高速サンプリングしなければならないのに
対して、電流検出の場合は励振信号の周期に合せ
てサンプリングすればよいので、長いサンプリン
グ時間での検出で正確な基本波電流が得られる。

ゆえに、本発明のベクトル制御方式によれば、
電圧を検出することなく、上記のように基本波電
流を長いサンプリング時間で検出することができ
るので、マイコン等を用いた全デジタル制御がで
きる。

なお、第３図の実施例では、すべり変換器１５
がトルク成分電流指令値I_t ^*を入力してすべり周
波数ω_s ^*を演算した場合を示したが、前述したよ
うに、定常状態においてはI_t ^*＝I_tであるから、ト
ルク成分電流演算値I_tを入力してすべり周波数ω_s
^＊を求めてもよいのは明らかである。

第５図は本発明の機能をマイクロコンピユータ
を用いてソフト処理する実施例のハード構成を示
すブロツク図、第６図及び第７図はその機能を示
すプログラムフローチヤートである。第５図にお
いて、符号１〜４，６及び４５は、第３図に示す
実施例の要素と同じである、PWM発生器５０
は、振幅V^*、位相θ^*、周波数ω₁ ^*を中央処理装置
５２より演算結果として与えられ、速度指令値
ω〓^*に該誘導電動機２の速度ω〓がなるような
PWM電圧指令を演算出力すると共に、励振信号
に同期して信号を出力する。この同期信号は中央
処理装置５２の割込み信号となり、割込み信号に
より、I_t、I_n検出器で実際の正弦波２相信号を取
り込み、その時点のI_t、I_nを演算する。メモリ５
３はプログラム及びデータを記憶し、インターフ
エース回路５４は速度指令ω〓^*等の信号を上位装
置から入力する。

第６図はメインプログラムフローチヤートであ
り、まずステツプP₅でω〓^*(n)、I_t(n)、I_n(n)を取り
込み、ステツプP₁₀で電流指令値I_t ^*(n)、I_n ^*を次式
で演算する。

I_t ^*(n)＝G₁〔ω〓^*(n)−ω〓(n)〕 I_n ^*(n)＝I_n ^**＋G₂・〔ω₁ ^*(n)−E_q ^*(n)〕 次に、ステツプP₁₅において、ｄ軸成分電圧指
令を次式で演算する。

E_d ^*(n)＝G₃・〔I_n ^*(n)−I_n(n)〕 E_q ^*(n)＝G₄・〔I_t ^*(n)−I_t(n)〕 この結果より、ステツプP₂₀、及びステツプP₂₆
で電圧指令の振幅及び位相のベクトル演算信号を
次式で行なう。

V^*(n)＝√_q ^*(n)²＋_d ^*(n)² θ^*(n)＝tan^-1〔E_d ^*(n)／E_q ^*(n)〕 一方、ステツプP₃₀では、すべり指令ω_s ^*(n)が、
ステツプP₁₀で演算したI_t ^*(n)をもつて次式により
作成される。

ω_s ^*(n)＝k₁・I_t ^*(n) また、ステツプP₃₅では、この値I_t ^*及びステツ
プP₅で演算したE_q ^*(n)より速度帰還信号ω_r(n)（＝
k₂E_q ^*(n)−ω_s ^*(n)を演算し、またステツプP₄₀です
べり補正量Δω_s ^*（＝G₅・E_d ^*(n)）を演算する。
ステツプP₄₅にて周波数指令ω₁ ^*(n)を次式で演算
する。

ω₁ ^*(n)＝G₆・〔ω〓(n)＋ω_s ^*(n)＋Δω_s ^*(n)〕 しかして、ステツプP₂₀、P₂₅、P₄₅において演
算した結果のV^*(n)、θ^*(n)をPWM発生量５０に出
力する。また、PWM発生器５０から割込みが入
つたときは、第７図に示すプログラムフローチヤ
ートの処理を実行する。すなわち、割込みが入る
と３相２相変換器で変換された２相信号i_1d(n)及
びt_1q(n)を取り込むと共に、ステツプP₁₀₅でその時
点のω₁ ^*(n)、θ^*(n)を取り込み、ステツプP₁₁₀、
P₁₁₅にて、励磁成分及びトルク成分電流を次式で
演算する。

i_n(n)＝i_1q(n)・sin〔ω₁ ^*(n)ｔ＋θ^*(n)〕 −i_1d(n)・cos〔ω₁ ^*(n)ｔ＋θ^*(n)〕 i_t(n)＝i_1q(n)・cos〔ω₁ ^*(n)ｔ＋θ^*(n)〕 ＋i_1d(n)・cos〔ω₁ ^*(n)ｔ＋θ^*(n)〕 第６図のプログラムフローチヤートで使用する
検出データをメモリ５３に記憶している。

第８図は本発明のさらに他の実施例を示したも
のであり、第３図と異なるところは、ｑ軸電圧成
分電圧指令E_q ^*より、I_tとI_nから演算器４９で計
算した電動機のインピーダンス降下を加算器４８
で差引き帰還信号として用いている点、及び、ｄ
軸電圧成分電圧指令E_d ^*より、I_tとI_nからインピ
ーダンス降下演算器４６で計算した電動機のイン
ピーダンス降下を加算器４７で差引き帰還信号と
して用いている点にある。

このように構成した実施例によれば、第３図に
示す実施例と略同様な作用効果を有する。

また、この実施例によれば、電動機２のインピ
ーダンス降下を補償してあるので、正確な制御が
できる利点がある。

〔発明の効果〕

以下、本発明によれば、電流検出のみで、ｄ軸
成分電圧指令E_d ^*及びｑ軸成分電圧指令E_q ^*に基
づいて、速度を検出したり、或いはすべり補償を
行なうようにしたので、電圧検出器を省略でき
る。さらに本発明によれば、マイクロコンピユー
タ等による全デジタル制御が容易に実現できると
いう効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来例を示すブロツク図、第２図は第
１図の動作を説明するために示す波形図、第３図
は本発明の実施例の構成を示すブロツク図、第４
図Ａ乃至Ｃは第３図の動作を説明するために示す
波形図、第５図は本発明の他の実施例を示すブロ
ツク図、第６図及び第７図は第５図の動作を説明
するために示すフローチヤート、第８図は本発明
のさらに他の実施例の構成を示すブロツク図であ
る。 １……PWMインバータ、２……誘導電動機
（IM）、３……電流変流器（CT）、４……直流電
源、５……パルスアンプ、６……変圧器（PT）、
７……ヒステリシスコンパレータ、８……２相／
３相変換器、９，１０……ベクトル演算器、１
１，１３，１６，１７，１９，３５，４０，４
１，４７，４９……加算器、１２，１４，３３，
３４，３６，３７，４２……演算器、１５……す
べり変換器、２０……２相発振器、２１……E_d
検出器、２２……E_q検出器、２３，４５……３
相／２相変換器、３０，５０……PWM発生器、
３１……振幅演算器、３２……位相演算器、３８
……変換器、４４，５１……I_t、I_n検出器、５２
……マイコン、５３……メモリ、５４……インタ
ーフエース、４６，４９……インピーダンス降下
演算器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 誘導電動機を駆動するPWMインバータと、
   前記誘導電動機の１次電流を検出する電流検出手
   段と、該電流検出手段で検出した１次電流からト
   ルク成分電流と励磁成分電流を演算する電流成分
   演算手段と、速度指令値と実速度推定値を入力し
   てトルク成分電流指令値を出力する速度制御手段
   と、前記トルク成分電流の指令値と演算値を入力
   して直交２軸のｑ軸電圧指令値を求めるｑ軸電圧
   演算手段と、前記励磁成分電流の指令値と演算値
   を入力して直交２軸のｄ軸電圧指令値を求めるｄ
   軸電圧演算手段と、前記ｑ軸電圧指令値を入力し
   て前記誘導電動機の１次周波数指令値を求める１
   次周波数指令演算手段と、前記トルク成分電流と
   励磁成分電流の指令値又は演算値のうち少なくと
   もトルク成分電流の指令値又は演算値を入力して
   すべり周波数を演算するすべり周波数演算手段
   と、このすべり周波数の演算値と前記１次周波数
   演算値の差により前記誘導電動機の速度を求め、
   前記速度制御手段に実速度推定値として与える速
   度演算手段と、前記ｄ軸電圧指令値、ｑ軸の電圧
   指令値および１次周波数指令値を入力し、前記
   PWMインバータの出力電圧の大きさ、位相およ
   び周波数を制御するPWM制御手段とを具備した
   誘導電動機のベクトル制御装置。 ２ 誘導電動機を駆動するPWMインバータと、
   前記誘導電動機の１次電流を検出する電流検出手
   段と、該電流検出手段で検出した１次電流からト
   ルク成分電流と励磁成分電流を演算する電流成分
   演算手段と、速度指令値と実速度推定値を入力し
   てトルク成分電流指令値を出力する速度制御手段
   と、前記トルク成分電流の指令値と演算値を入力
   して直交２軸のｑ軸電圧指令値を求めるｑ軸電圧
   演算手段と、前記励磁成分電流の指令値と演算値
   を入力して直交２軸のｄ軸電圧指令値を求めるｄ
   軸電圧演算手段と、前記トルク成分電流と励磁成
   分電流の指令値又は演算値のうち少なくともトル
   ク成分電流の指令値又は演算値を入力してすべり
   周波数を演算するすべり周波数演算手段と、前記
   ｄ軸電圧指令値を入力してすべり周波数補正値を
   演算するすべり周波数演算手段と、前記実速度推
   定値、前記すべり周波数演算値および前記すべり
   周波数補正値を加算して１次周波数指令値を求め
   る１次周波数指令演算手段と、前記ｄ軸電圧指令
   値、ｑ軸の電圧指令値および１次周波数指令値を
   入力し、前記PWMインバータの出力電圧の大き
   さ、位相および周波数を制御するPWM制御手段
   とを具備した誘導電動機のベクトル制御装置。 ３ 特許請求の範囲第２項において、前記すべり
   周波数指令演算手段は、前記ｄ軸電圧指令値から
   トルク成分電流と励磁成分電流の指令値又は演算
   値に基づいて演算により求めた前記誘導電動機の
   漏れインピーダンス降下分を差し引いてすべり周
   波数補正値を求めるものであることを特徴とする
   誘導電動機のベクトル制御装置。