JPH0346814A - Ｆｍ受信機の自動周波数制御装置 - Google Patents
Ｆｍ受信機の自動周波数制御装置Info
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- JPH0346814A JPH0346814A JP18222889A JP18222889A JPH0346814A JP H0346814 A JPH0346814 A JP H0346814A JP 18222889 A JP18222889 A JP 18222889A JP 18222889 A JP18222889 A JP 18222889A JP H0346814 A JPH0346814 A JP H0346814A
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Classifications
-
- C—CHEMISTRY; METALLURGY
- C08—ORGANIC MACROMOLECULAR COMPOUNDS; THEIR PREPARATION OR CHEMICAL WORKING-UP; COMPOSITIONS BASED THEREON
- C08F—MACROMOLECULAR COMPOUNDS OBTAINED BY REACTIONS ONLY INVOLVING CARBON-TO-CARBON UNSATURATED BONDS
- C08F38/00—Homopolymers and copolymers of compounds having one or more carbon-to-carbon triple bonds
Landscapes
- Chemical & Material Sciences (AREA)
- Health & Medical Sciences (AREA)
- Chemical Kinetics & Catalysis (AREA)
- Medicinal Chemistry (AREA)
- Polymers & Plastics (AREA)
- Organic Chemistry (AREA)
- Channel Selection Circuits, Automatic Tuning Circuits (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［発明の目的］
（産業上の利用分野）
本発明は局部発振出力をＰＬＬ回路によって発生してＦ
Ｍ信号を復調するＦＭ受信機における自動周波数制御装
置に関する。
Ｍ信号を復調するＦＭ受信機における自動周波数制御装
置に関する。
（従来の技術）
近年、電子同調チューナの局部発振出力をＰＬｍ（位相
同期ループ）で制御する選局システムが普及し、これに
マイクロコンピュータ（マイコン）を導入して、リモコ
ン選局、受信チャンネル表示機能との連携等により選局
機能の充実を図る傾向にある。また、衛星放送が開始さ
れ、ＦＭ信号であるＷＩ星からの放送信号を復調する場
合にも、局部発振出力の発生制御をＰＬＬ回路で行い、
このＰＬＬ回路をマイコンにて制御するＦＭ受信機が提
供されている。
同期ループ）で制御する選局システムが普及し、これに
マイクロコンピュータ（マイコン）を導入して、リモコ
ン選局、受信チャンネル表示機能との連携等により選局
機能の充実を図る傾向にある。また、衛星放送が開始さ
れ、ＦＭ信号であるＷＩ星からの放送信号を復調する場
合にも、局部発振出力の発生制御をＰＬＬ回路で行い、
このＰＬＬ回路をマイコンにて制御するＦＭ受信機が提
供されている。
第６図は上記のような衛星放送信号を受信するＳ ＨＦ
受信機を例にした従来のＦＭ受信装置の構成を示す。
受信機を例にした従来のＦＭ受信装置の構成を示す。
第６図において、端子５１は屋外コンバータからのＦＭ
第１１Ｆ信号（１ＧＨｚ帯）の入力端子である。この入
力端子５１からの第１ＩＦ信号は、周波数変換回路５２
において、ＰＬＬ回路５３による制御下で発生ずる局部
発振出力ｆ ｖｃｏによって周波数変換され、周波数偏
差が第１１Ｆ信号との比に比例して小さくされたＦＭ第
２１ Ｆ信号となってＦＭ復調回路５４に供給される。
第１１Ｆ信号（１ＧＨｚ帯）の入力端子である。この入
力端子５１からの第１ＩＦ信号は、周波数変換回路５２
において、ＰＬＬ回路５３による制御下で発生ずる局部
発振出力ｆ ｖｃｏによって周波数変換され、周波数偏
差が第１１Ｆ信号との比に比例して小さくされたＦＭ第
２１ Ｆ信号となってＦＭ復調回路５４に供給される。
ＦＭ復調回路５４は、復調出力を端子５８に導出し、端
子５８はテレビジョン受信機等のビデオ入力端子或いは
オーディオ入力端子に接続されるようになっている。尚
、局部発振出力ｔ ｖｃｏは、第１１Ｆ信号の周波数偏
差と第２１Ｆ信号の差分に応じて周波数を変移している
。
子５８はテレビジョン受信機等のビデオ入力端子或いは
オーディオ入力端子に接続されるようになっている。尚
、局部発振出力ｔ ｖｃｏは、第１１Ｆ信号の周波数偏
差と第２１Ｆ信号の差分に応じて周波数を変移している
。
また、ＦＭ復調回路５４の復調出力はローパスフィルタ
（ＬＰＦ）５５に供給され、ローパスフィルタ５５は入
力する復調出力より交流成分を除去する。これによって
、ローパスフィルタ５５は第２１［：信号の中心周波数
のずれに応じた復調誤差情報を電圧のかたちで導出する
。
（ＬＰＦ）５５に供給され、ローパスフィルタ５５は入
力する復調出力より交流成分を除去する。これによって
、ローパスフィルタ５５は第２１［：信号の中心周波数
のずれに応じた復調誤差情報を電圧のかたちで導出する
。
上記復調誤差電圧は、比較回路５６に供給される。比較
回路５６は、端子５９から所定レベルの基準電圧Ｖｒｅ
ｆを印加されており、この基準電圧Ｖ ｒｅｆを分圧し
て得た所定範囲の電圧と、前記復調誤差電圧とを比較し
ている。ここに、所定範囲の電圧とは、第２１Ｆ信号の
中心周波数に対応した電圧ＶＯ（以下中心電圧と呼ぶ）
より正及び負にあるレベル偏移した電圧節回をいう。
回路５６は、端子５９から所定レベルの基準電圧Ｖｒｅ
ｆを印加されており、この基準電圧Ｖ ｒｅｆを分圧し
て得た所定範囲の電圧と、前記復調誤差電圧とを比較し
ている。ここに、所定範囲の電圧とは、第２１Ｆ信号の
中心周波数に対応した電圧ＶＯ（以下中心電圧と呼ぶ）
より正及び負にあるレベル偏移した電圧節回をいう。
上記比較回路５６は、復調誤差電圧が中心電圧ｖＯの所
定範囲内に入っている場合と、同電圧範囲の上下の外側
である２つの場合の、合計３つの状態を表現する帰還情
報Ｄ ＡＦＴをマイクロコンピュータ（以下、マイコン
という）５７に供給する。
定範囲内に入っている場合と、同電圧範囲の上下の外側
である２つの場合の、合計３つの状態を表現する帰還情
報Ｄ ＡＦＴをマイクロコンピュータ（以下、マイコン
という）５７に供給する。
マイコン５７は、希望チｐンネルの選局データを、前記
帰還情報Ｄ ＡＦＴに基づくＡＦＴデータ（図示路）で
補正してＰＬＬ回路５３に供給する。
帰還情報Ｄ ＡＦＴに基づくＡＦＴデータ（図示路）で
補正してＰＬＬ回路５３に供給する。
ＰＬＬ回路５３は、分周回路６０．基準信号発生回路６
１２位相比較回路６２．ループフィルタ６３及び電圧制
御発振器（ＶＣＯ）６４から成っている。この構成によ
り、ＶＣＯ６４の出力ｆｖｃＯは、第１ＩＦ信号の瞬時
周波数と所定の周波数差で正確に追従することができる
。尚、分周回路６０は選局データによって分周比が制御
されている。
１２位相比較回路６２．ループフィルタ６３及び電圧制
御発振器（ＶＣＯ）６４から成っている。この構成によ
り、ＶＣＯ６４の出力ｆｖｃＯは、第１ＩＦ信号の瞬時
周波数と所定の周波数差で正確に追従することができる
。尚、分周回路６０は選局データによって分周比が制御
されている。
上記構成の選局装置において、比較回路５６から得られ
る帰還情報Ｄ＾「■は、復調誤差電圧即ち、第１１Ｆ周
波数とｆ ｖｃｏの差である第２ＩＦ信号の中心周波数
からのずれに応じたディジタル情報であって、中心周波
数からのずれが一定範囲内であるときは（１，１＞、そ
れより高い方に外れたときは（１，Ｏ）、低い方に外れ
たときは〈０゜１）なる情報を示す。第２１Ｆ信号が中
心周波数のときに、ローパスフィルタ５５の出力する復
調誤差電圧をＶＯとすると、前記（１，１）の帰還情報
Ｄ ＡＦＴは、復調誤差電圧がＶＯを中心とする近傍の
一定範囲内にあるときであり、この範囲をＰＬＬ回路５
３の制御が行われない不感帯と称している。
る帰還情報Ｄ＾「■は、復調誤差電圧即ち、第１１Ｆ周
波数とｆ ｖｃｏの差である第２ＩＦ信号の中心周波数
からのずれに応じたディジタル情報であって、中心周波
数からのずれが一定範囲内であるときは（１，１＞、そ
れより高い方に外れたときは（１，Ｏ）、低い方に外れ
たときは〈０゜１）なる情報を示す。第２１Ｆ信号が中
心周波数のときに、ローパスフィルタ５５の出力する復
調誤差電圧をＶＯとすると、前記（１，１）の帰還情報
Ｄ ＡＦＴは、復調誤差電圧がＶＯを中心とする近傍の
一定範囲内にあるときであり、この範囲をＰＬＬ回路５
３の制御が行われない不感帯と称している。
第７図は上記比較回路５６の従来の具体回路を示す。
第７図において、第６図と対応する部分には同−の符号
を付し、端子５９には基準電圧ｖ ｒｅｒが印加され、
３つの抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３による直列接続回路が設け
られており、各抵抗の接続点の電圧は、Ｒ１、Ｒ２の接
続点の電圧は演算増幅器ＯＰＩの非反転端子（＋） 、
Ｒ２、Ｒ３の接続点の電圧は演算増幅器ＯＰ２の反転端
子（−）に供給される。また、端子７３にはローパスフ
ィルタ５５からの復調誤差電圧が印加されており、この
端子７３からの電圧はＯＰＩの反転端子（−）とＯＦ２
の非反転端子（＋）に供給され、ＯＰＩ及びＯＦ２の出
力電圧はそれぞれ帰還情報Ｄ ＡＦＴの出力端である端
子７１．７２に導出している。これにより、前記の帰還
情報ＯＡＦＴの論理が得られる。
を付し、端子５９には基準電圧ｖ ｒｅｒが印加され、
３つの抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３による直列接続回路が設け
られており、各抵抗の接続点の電圧は、Ｒ１、Ｒ２の接
続点の電圧は演算増幅器ＯＰＩの非反転端子（＋） 、
Ｒ２、Ｒ３の接続点の電圧は演算増幅器ＯＰ２の反転端
子（−）に供給される。また、端子７３にはローパスフ
ィルタ５５からの復調誤差電圧が印加されており、この
端子７３からの電圧はＯＰＩの反転端子（−）とＯＦ２
の非反転端子（＋）に供給され、ＯＰＩ及びＯＦ２の出
力電圧はそれぞれ帰還情報Ｄ ＡＦＴの出力端である端
子７１．７２に導出している。これにより、前記の帰還
情報ＯＡＦＴの論理が得られる。
このような回路では、抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点に、ＶＯ
を中心とする電圧範囲の一方のしき−い値であるＶＯ＋
Ｖ１を設定し、抵抗Ｒ２、Ｒ３の接続点に他方のしきい
値ＶＯ−Ｖ１を設定する。従って、第２１Ｆ信号が中心
周波数近傍の不感帯域内の場合は、各演算増幅器ＯＰＩ
、ＯＦ２における非反転端子（÷）の電位がそれぞれ
反転端子（−）より高くなって、端子７１．７２にそれ
ぞれ°“１″の信号を導出する。また、第２ＩＦ周波数
が不感帯域より高い場合は、演睦増幅器ＯＰ２の非反転
端子（＋）の電位が反転端子（−）より高くなって、端
子７２に“１″を導出し、演算増幅器ＯＰ１の反転端子
（−）の電位が非反転端子（＋）より＾くなり、端子７
１に論理“Ｏ１１の信号を導出り”る。更に、第２１Ｆ
周波数が中心周波数範囲より低い場合は、演算増幅器Ｏ
Ｐ２の非反転端子（＋）の電位が反転端子（−）より低
くなって、端子７２に０″を導出し、演算増幅器ＯＰ１
の反転端子（−）の電位が非反転端子（＋）より低くな
って、端子７１に論理“１″の信号を導出する。
を中心とする電圧範囲の一方のしき−い値であるＶＯ＋
Ｖ１を設定し、抵抗Ｒ２、Ｒ３の接続点に他方のしきい
値ＶＯ−Ｖ１を設定する。従って、第２１Ｆ信号が中心
周波数近傍の不感帯域内の場合は、各演算増幅器ＯＰＩ
、ＯＦ２における非反転端子（÷）の電位がそれぞれ
反転端子（−）より高くなって、端子７１．７２にそれ
ぞれ°“１″の信号を導出する。また、第２ＩＦ周波数
が不感帯域より高い場合は、演睦増幅器ＯＰ２の非反転
端子（＋）の電位が反転端子（−）より高くなって、端
子７２に“１″を導出し、演算増幅器ＯＰ１の反転端子
（−）の電位が非反転端子（＋）より＾くなり、端子７
１に論理“Ｏ１１の信号を導出り”る。更に、第２１Ｆ
周波数が中心周波数範囲より低い場合は、演算増幅器Ｏ
Ｐ２の非反転端子（＋）の電位が反転端子（−）より低
くなって、端子７２に０″を導出し、演算増幅器ＯＰ１
の反転端子（−）の電位が非反転端子（＋）より低くな
って、端子７１に論理“１″の信号を導出する。
この第７図の比較回路における抵抗回路と演算増幅器の
数を増加し、周波数の高低をより細かく判断すれば、帰
還情報［） ＡＦＴのビット数増加により、第２１Ｆ信
号についての中心周波数からの離調度を細かく区分し、
この区分に応じて分周比の制御を細分化することで、よ
り適正な制御が可能となる。しかし、ＦＭｖｌ調回路５
４の復調感度のばらつきによって、抵抗Ｒ１〜Ｒ３によ
る固定の不感帯域幅に対して製品ばらつきが生じてしま
うし、ビット精度が回路規模に比例するだけで、かえっ
て不経演となる。
数を増加し、周波数の高低をより細かく判断すれば、帰
還情報［） ＡＦＴのビット数増加により、第２１Ｆ信
号についての中心周波数からの離調度を細かく区分し、
この区分に応じて分周比の制御を細分化することで、よ
り適正な制御が可能となる。しかし、ＦＭｖｌ調回路５
４の復調感度のばらつきによって、抵抗Ｒ１〜Ｒ３によ
る固定の不感帯域幅に対して製品ばらつきが生じてしま
うし、ビット精度が回路規模に比例するだけで、かえっ
て不経演となる。
しかしながら、上記のように帰還情報０ＡＦＴのビット
数を増加させることにより、中心周波数からの離調度を
求めることができる。そこで、離調度が大きいときは、
Ａ Ｆ Ｔ’（自動周波数微調整）によって中心周波数
に引き込む周波数ステップ幅を大きくし、離調度が小さ
い場合は逆に周波数ステップ幅を小さくするＡＦＴ変化
量の制御を行うようにする。この時、選局データを、第
６図中のマイコン５７が帰還情報Ｄ ＡＦＴに基づきＡ
ＦＴデータで補正してＰＬＬ回路５３に供給し、その結
果ＦＭ復調回路５４の復調出力が変化し新しい帰還情報
［）ＡＦＴ’ が安定するまでの遅れ時間が存在し、マ
イコン５７によるＡＦＴ動作の判定周期を遅れ時間に対
して十分長く取らなければ、ＡＦＴ動作の過渡時にオー
バーランしくＡＦＴ動作が収束せず）、ＡＦＴ誤動作を
招くし、ＡＦＴ動作の判定周期が艮１ぎると引き込み時
間が長くなり画面上でも認識できるようになり、ユーザ
ーに選局操作後不快な思いをさせる。これは、特に離調
度が大きいほど顕著になる。
数を増加させることにより、中心周波数からの離調度を
求めることができる。そこで、離調度が大きいときは、
Ａ Ｆ Ｔ’（自動周波数微調整）によって中心周波数
に引き込む周波数ステップ幅を大きくし、離調度が小さ
い場合は逆に周波数ステップ幅を小さくするＡＦＴ変化
量の制御を行うようにする。この時、選局データを、第
６図中のマイコン５７が帰還情報Ｄ ＡＦＴに基づきＡ
ＦＴデータで補正してＰＬＬ回路５３に供給し、その結
果ＦＭ復調回路５４の復調出力が変化し新しい帰還情報
［）ＡＦＴ’ が安定するまでの遅れ時間が存在し、マ
イコン５７によるＡＦＴ動作の判定周期を遅れ時間に対
して十分長く取らなければ、ＡＦＴ動作の過渡時にオー
バーランしくＡＦＴ動作が収束せず）、ＡＦＴ誤動作を
招くし、ＡＦＴ動作の判定周期が艮１ぎると引き込み時
間が長くなり画面上でも認識できるようになり、ユーザ
ーに選局操作後不快な思いをさせる。これは、特に離調
度が大きいほど顕著になる。
上記離調度に応じたへＦＴ動作を、第８図において中心
電圧ｖＯに対する復調誤差電圧Ｖ ＡＦＴの電圧変動と
して説明する。動作としては、復調誤差電圧Ｖ ＡＦＴ
が中心電圧ＶＯに対して±β電圧以内であればＰＬＬ回
路５３のＡＦＴデータを±Δｆだけ変化させ、±β電圧
以外では±Δ３・ｆだけ変化させ、さらにＶＯ±α電圧
（α≦β）以内を不感帯域としてＡＦＴデータを変化さ
けずに安定状態としてあり、動作周期ｔ１はローパスフ
ィルタ５５の時定数τに対してｔｌ＜τとする。
電圧ｖＯに対する復調誤差電圧Ｖ ＡＦＴの電圧変動と
して説明する。動作としては、復調誤差電圧Ｖ ＡＦＴ
が中心電圧ＶＯに対して±β電圧以内であればＰＬＬ回
路５３のＡＦＴデータを±Δｆだけ変化させ、±β電圧
以外では±Δ３・ｆだけ変化させ、さらにＶＯ±α電圧
（α≦β）以内を不感帯域としてＡＦＴデータを変化さ
けずに安定状態としてあり、動作周期ｔ１はローパスフ
ィルタ５５の時定数τに対してｔｌ＜τとする。
選局後、復調誤差電圧Ｖ ＡＦＴがＶ ＡＦＴＯである
とすると、ＰＬＬ回路５３のＡＦＴデータを−Δ３・ｆ
するように補正を行い（０点）、前記ローパスフィルタ
５５の影響により曲線ａの電圧カーブとして復調誤差電
圧Ｖ ＡＦＴが変化する。時間ｔ１毎にＡＦＴ動作を繰
り返してゆくと、０〜０点まで−Δ３・ｆずつ周波数は
変化し曲線ａ−，−Ｃと復１１１２１差電圧ＶＡＦＴが
変化し、初期周波数に対し一Δ９・ｆ減少した周波数と
なる。０〜０点においては、前記動作とは逆に＋Δ３・
ｆずつＰＬＬ回路５３のＡＦＴデータを変化さ往、復調
誤差電圧Ｖ ＡＦＴは曲線ｄ〜ｒと変化し、選局時の周
波数と同一の周波数となる。次の時間ｔ１４１における
△ＦＴ動作は０点となり、復調誤差電圧Ｖ ＡＦＴは不
感帯域内となりＰＬＬ回路５３のＡＦＴデータは補正は
行われずそのままの周波数となり、さらに時間ｔ１後に
■点の電圧となる。■点では不感帯域外の電圧でありＰ
ＬＬ回路５３のＡＦＴデータを〜Δｆだけ変化させ、復
調誤差電圧Ｖ ＡＦＴは曲線０で変化する。同様にして
、■〜［株］点まで−Δｆだけ変化し、復調誤差電圧Ｖ
ＡＦＴは曲線ｈ−ｊと変化する。０〜０点におけるＡ
ＦＴ動作は不感帯域内となりＡＦＴデータは変化せず、
初期周波数に対して−Δ４・ｆだけ変化した周波数とな
る。
とすると、ＰＬＬ回路５３のＡＦＴデータを−Δ３・ｆ
するように補正を行い（０点）、前記ローパスフィルタ
５５の影響により曲線ａの電圧カーブとして復調誤差電
圧Ｖ ＡＦＴが変化する。時間ｔ１毎にＡＦＴ動作を繰
り返してゆくと、０〜０点まで−Δ３・ｆずつ周波数は
変化し曲線ａ−，−Ｃと復１１１２１差電圧ＶＡＦＴが
変化し、初期周波数に対し一Δ９・ｆ減少した周波数と
なる。０〜０点においては、前記動作とは逆に＋Δ３・
ｆずつＰＬＬ回路５３のＡＦＴデータを変化さ往、復調
誤差電圧Ｖ ＡＦＴは曲線ｄ〜ｒと変化し、選局時の周
波数と同一の周波数となる。次の時間ｔ１４１における
△ＦＴ動作は０点となり、復調誤差電圧Ｖ ＡＦＴは不
感帯域内となりＰＬＬ回路５３のＡＦＴデータは補正は
行われずそのままの周波数となり、さらに時間ｔ１後に
■点の電圧となる。■点では不感帯域外の電圧でありＰ
ＬＬ回路５３のＡＦＴデータを〜Δｆだけ変化させ、復
調誤差電圧Ｖ ＡＦＴは曲線０で変化する。同様にして
、■〜［株］点まで−Δｆだけ変化し、復調誤差電圧Ｖ
ＡＦＴは曲線ｈ−ｊと変化する。０〜０点におけるＡ
ＦＴ動作は不感帯域内となりＡＦＴデータは変化せず、
初期周波数に対して−Δ４・ｆだけ変化した周波数とな
る。
次に、０点において不感帯域外となりＰＬＬ回路５３の
ＡＦＴデータを＋Δｆだけ変化させ、復調誤差電圧Ｖ
ＡＦＴは曲線にとなり、初期周波数に対して−Δ３・ｆ
だり変化した周波数となる。
ＡＦＴデータを＋Δｆだけ変化させ、復調誤差電圧Ｖ
ＡＦＴは曲線にとなり、初期周波数に対して−Δ３・ｆ
だり変化した周波数となる。
このようなＡＦＴ動作では、曲線にの収束する復調誤差
電圧Ｖ ＡＦＴと最初に△ＦＴ動作として変化した曲線
ａの収束した復調誤差電圧Ｖ ＡＦＴは同一となり、時
間１５ｘｔ１で安定し、その間■〜■、■〜■、［株］
〜■点の３か所で選局周波数が極大、極小値をとる。復
調誤差電圧Ｖ ＡＦＴとしては第８図に示したように変
化するが、復調映像信号としては大きく変動し受像画面
上では上記変動が画像の明暗の変化として認識され、非
常に兄ずらくなる。
電圧Ｖ ＡＦＴと最初に△ＦＴ動作として変化した曲線
ａの収束した復調誤差電圧Ｖ ＡＦＴは同一となり、時
間１５ｘｔ１で安定し、その間■〜■、■〜■、［株］
〜■点の３か所で選局周波数が極大、極小値をとる。復
調誤差電圧Ｖ ＡＦＴとしては第８図に示したように変
化するが、復調映像信号としては大きく変動し受像画面
上では上記変動が画像の明暗の変化として認識され、非
常に兄ずらくなる。
このような不具合を改善する方法としては、ＡＦＴ動作
の周期し１を０点まで保留して動作り−るように１１×
ｔ１程度の時間をとれば良いことになる。第８図では、
ＡＦＴデータとして１回−八３・ｆだけ変化させれば、
Ｖ ＡＦＴが曲ｗＡａの電圧カーブとして変化しへＦＴ
動作を終了する。しかし、第９図に示すように大きく離
調していれば（即ち、Ｖ ＡＦＴが大きく離れていれば
）、収束するまでの時間がＡＦＴ動作の回数ｎに比例し
１１ｔＩ Ｘｎ時間となり、なかなか良好な映像、音声
等が得られなくなる。なお、第９図で、■′は補正開始
点、■′、■′、■′は１１×ｔ１ごとの各点を示し、
曲線ａ’ 、ｂ’ 、ｃ’ は各点■′■′、■′ごと
のＶ ＡＦＴ変化カーブを示す。
の周期し１を０点まで保留して動作り−るように１１×
ｔ１程度の時間をとれば良いことになる。第８図では、
ＡＦＴデータとして１回−八３・ｆだけ変化させれば、
Ｖ ＡＦＴが曲ｗＡａの電圧カーブとして変化しへＦＴ
動作を終了する。しかし、第９図に示すように大きく離
調していれば（即ち、Ｖ ＡＦＴが大きく離れていれば
）、収束するまでの時間がＡＦＴ動作の回数ｎに比例し
１１ｔＩ Ｘｎ時間となり、なかなか良好な映像、音声
等が得られなくなる。なお、第９図で、■′は補正開始
点、■′、■′、■′は１１×ｔ１ごとの各点を示し、
曲線ａ’ 、ｂ’ 、ｃ’ は各点■′■′、■′ごと
のＶ ＡＦＴ変化カーブを示す。
（発明が解決しようとする課題）
上記の如く、局部発振出力をＰＬＬ回路で発生してＦＭ
信号の復調を行う従来のＦＭ受信装置では、ＰＬＬ回路
を制御するＡＦＴデータを発生するための帰還情報［）
ＡＦＴを、中心電圧ｖＯと、ＦＭ復調回路に入るＩＦ
倍信号中心周波数からの誤差を示す復調誤差電圧Ｖ Ａ
ＦＴとの直流比較によって得、ＡＦＴ制御を行っている
。このため、帰還情報Ｄ＾［Ｔが一定以上ａｌｌ！Ｉし
ている場合は、ＡＦＴによって中心周波数に引き込む周
波数ステップ幅を大きくし、中心電圧ｖＯに対する復調
誤差電圧Ｖ ＡＦＴの差が小さくなったら周波数ステッ
プ幅を小さくする制御を行い、Ｖ ＡＦＴの収束性を高
めているが、ＦＭ復調回路のＩ調感度のばらつきによっ
て復調誤差電圧Ｖ ＡＦＴと中心電圧ｖＯとの比較だけ
では、収束時間に差が生じるし、離調度が大きい場合に
はオーバーランし、ＡＦＴｉ％動作を招くという問題が
あった。
信号の復調を行う従来のＦＭ受信装置では、ＰＬＬ回路
を制御するＡＦＴデータを発生するための帰還情報［）
ＡＦＴを、中心電圧ｖＯと、ＦＭ復調回路に入るＩＦ
倍信号中心周波数からの誤差を示す復調誤差電圧Ｖ Ａ
ＦＴとの直流比較によって得、ＡＦＴ制御を行っている
。このため、帰還情報Ｄ＾［Ｔが一定以上ａｌｌ！Ｉし
ている場合は、ＡＦＴによって中心周波数に引き込む周
波数ステップ幅を大きくし、中心電圧ｖＯに対する復調
誤差電圧Ｖ ＡＦＴの差が小さくなったら周波数ステッ
プ幅を小さくする制御を行い、Ｖ ＡＦＴの収束性を高
めているが、ＦＭ復調回路のＩ調感度のばらつきによっ
て復調誤差電圧Ｖ ＡＦＴと中心電圧ｖＯとの比較だけ
では、収束時間に差が生じるし、離調度が大きい場合に
はオーバーランし、ＡＦＴｉ％動作を招くという問題が
あった。
本発明は上記の問題点を除去し、１ＩＩｌ調度が大きい
場合においてもＡＦＴ動作の収束性を改善し、ＡＦＴ動
作が誤動作することのないようにしたＦＭ受信機の自動
周波数詞ｍ装置を提供することを目的とするものである
。
場合においてもＡＦＴ動作の収束性を改善し、ＡＦＴ動
作が誤動作することのないようにしたＦＭ受信機の自動
周波数詞ｍ装置を提供することを目的とするものである
。
［発明の構成］
く課題を解決するための手段）
本発明のＦＭ受信機の自動周波数制御装置は、所定チャ
ンネルを受信するための選局データを発生する選局デー
タ発生手段と、 前記選局データに基づいて周波数が制ａｌｌされた発振
出力を発生するＰＬＬ回路と、 入力されるＦＭ信号を前記ＰＬＬ回路からの発振出力に
よってＦＭ中間周波信号に変換づ゛る周波数変換回路と
、 前記ＦＭ中間周波信号をＦＭ復調する復調回路と、 この［：１回路の出力信号より交流会を除去し、前記Ｆ
Ｍ中間周波信号の中心周波数からのずれに応じた復ｍ誤
差電圧を得るローパスフィルタと、このローパスフィル
タからの出力信号を符号化する第１のアナログディジタ
ル変換回路と、前記ＦＭ中間周波信号の中心周波数に対
応した基準電圧が設定される電圧発生手段と、この電圧
発生手段の出力信号を符号化する第２のアナログディジ
タル変換回路と、 前記第１のアナログディジタル変換回路の出力信号を記
憶するための記憶手段と、 前記選局データ発生手段にて選局データを所定ステップ
ずらしてから所定時間経過したことを計測する時間計測
手段と、 この時間計測手段にて計測した所定時間経過後の前記第
１．第２のアナログディジタル変換回路からの各出力信
号と、前記記憶手段に記憶した出力信号とを用いて、前
記復調誤差電圧の収束時における復調誤差電圧と基準電
圧との誤差電圧を算出する収束誤差算出処理手段と、 この収束誤差算出処理手段からの誤差電圧に応じて、前
記ＰＬＬ回路の、発振出力を制御する選局データの、Ａ
ＦＴ制御に関するデータ変化量を可変するＡＦＴデータ
出力処理手段とを具備して構成される。
ンネルを受信するための選局データを発生する選局デー
タ発生手段と、 前記選局データに基づいて周波数が制ａｌｌされた発振
出力を発生するＰＬＬ回路と、 入力されるＦＭ信号を前記ＰＬＬ回路からの発振出力に
よってＦＭ中間周波信号に変換づ゛る周波数変換回路と
、 前記ＦＭ中間周波信号をＦＭ復調する復調回路と、 この［：１回路の出力信号より交流会を除去し、前記Ｆ
Ｍ中間周波信号の中心周波数からのずれに応じた復ｍ誤
差電圧を得るローパスフィルタと、このローパスフィル
タからの出力信号を符号化する第１のアナログディジタ
ル変換回路と、前記ＦＭ中間周波信号の中心周波数に対
応した基準電圧が設定される電圧発生手段と、この電圧
発生手段の出力信号を符号化する第２のアナログディジ
タル変換回路と、 前記第１のアナログディジタル変換回路の出力信号を記
憶するための記憶手段と、 前記選局データ発生手段にて選局データを所定ステップ
ずらしてから所定時間経過したことを計測する時間計測
手段と、 この時間計測手段にて計測した所定時間経過後の前記第
１．第２のアナログディジタル変換回路からの各出力信
号と、前記記憶手段に記憶した出力信号とを用いて、前
記復調誤差電圧の収束時における復調誤差電圧と基準電
圧との誤差電圧を算出する収束誤差算出処理手段と、 この収束誤差算出処理手段からの誤差電圧に応じて、前
記ＰＬＬ回路の、発振出力を制御する選局データの、Ａ
ＦＴ制御に関するデータ変化量を可変するＡＦＴデータ
出力処理手段とを具備して構成される。
（作用）
本発明においては、前記時間計測手段にＪ３ける測定時
間を、前記選局データ発生手段によりデータを変更して
から前記第１のアナログディジタル変換回路へ出力が伝
達するまでの遅れ時間に対応した時間とすることにより
、ＡＦＴ動作を誤動作なく適切に行うことができる。ま
た、ＡＦＴ動作において復ｍ誤差電圧が基準電圧に対し
て大きく離れていても、前記所定時間が経過したか否か
の判定により離調状態のままであるのか、引き込み中で
あるのかが速やかに判定でき、しかも収束後に復調誤差
電圧と基準電圧との誤差電圧が良同調状態と同一か否か
の予測が可能となる。従′つて、収束時における局部発
振周波数の不用な周波数変動を減少させ、より短時間に
ＡＦＴＩＩＩ作により良同調状態に導くことが可能とな
る。また、ＦＭＩ調回路の復調感度のばらつきの影響を
受ける従来のＡＦＴ動作に比べ、復調感度のばらつきの
影響を受けずにＡＦＴ動作の収束性を改善できる。
間を、前記選局データ発生手段によりデータを変更して
から前記第１のアナログディジタル変換回路へ出力が伝
達するまでの遅れ時間に対応した時間とすることにより
、ＡＦＴ動作を誤動作なく適切に行うことができる。ま
た、ＡＦＴ動作において復ｍ誤差電圧が基準電圧に対し
て大きく離れていても、前記所定時間が経過したか否か
の判定により離調状態のままであるのか、引き込み中で
あるのかが速やかに判定でき、しかも収束後に復調誤差
電圧と基準電圧との誤差電圧が良同調状態と同一か否か
の予測が可能となる。従′つて、収束時における局部発
振周波数の不用な周波数変動を減少させ、より短時間に
ＡＦＴＩＩＩ作により良同調状態に導くことが可能とな
る。また、ＦＭＩ調回路の復調感度のばらつきの影響を
受ける従来のＡＦＴ動作に比べ、復調感度のばらつきの
影響を受けずにＡＦＴ動作の収束性を改善できる。
（実施例）
以下、図面に示した実施例に基づいて本発明を説明する
。
。
第１図は本発明に係るＦＭ受信装置の一実施例を示すブ
ロック図である。図中、第６図と対応する回路には同一
の符号を付している。
ロック図である。図中、第６図と対応する回路には同一
の符号を付している。
第１図において、入力端子５１からのＦＭ第１１Ｆ信号
は、周波数変換回路５２に入り、ＰＬＬ回路５３より発
生する局部発振出力ｆ ＶＣＯによって周波数変換され
ＦＭ第２１Ｆ信号となる。このＦＭ第２１Ｆ信号は、Ｆ
ＭＩ調回路５４に供給され、ＦＭ復調されて端子５８に
導出される。
は、周波数変換回路５２に入り、ＰＬＬ回路５３より発
生する局部発振出力ｆ ＶＣＯによって周波数変換され
ＦＭ第２１Ｆ信号となる。このＦＭ第２１Ｆ信号は、Ｆ
ＭＩ調回路５４に供給され、ＦＭ復調されて端子５８に
導出される。
ＦＭＩ調回路５４は、端子５８のＦＭ復調出力と同等の
復調出力をローパスフィルタ５５にも供給している。そ
して、ローパスフィルタ５５はビデオ信号の映像成分に
よる変動やデイスパーザル信号と呼ばれる１ ５Ｈ２か
３０Ｈｚの三角波等の交流成分を減少させその出力端に
復調誤差電圧ＶＡＦＴを生じる。この復調誤差電圧Ｖ
ＡＦＴはレベルシフト／バッファアンプ２１及びアナロ
グディジタル（Ａ／Ｄ）コンバータ回路２２を介してマ
イコン２３に入力される。また、端子２４は、ＦＭ第２
［Ｆ信号の中心周波数に対応する基準電圧ＶＯが設定さ
れた電圧設定端子である。この端子２４からの電圧■Ｏ
は、前記ｔａｌｌ誤差電圧の場合と同様の構成のレベル
シフト／バッファアンプ２５及びＡ／Ｄコンバータ回路
２６を介してマイコン２３に入力される。
復調出力をローパスフィルタ５５にも供給している。そ
して、ローパスフィルタ５５はビデオ信号の映像成分に
よる変動やデイスパーザル信号と呼ばれる１ ５Ｈ２か
３０Ｈｚの三角波等の交流成分を減少させその出力端に
復調誤差電圧ＶＡＦＴを生じる。この復調誤差電圧Ｖ
ＡＦＴはレベルシフト／バッファアンプ２１及びアナロ
グディジタル（Ａ／Ｄ）コンバータ回路２２を介してマ
イコン２３に入力される。また、端子２４は、ＦＭ第２
［Ｆ信号の中心周波数に対応する基準電圧ＶＯが設定さ
れた電圧設定端子である。この端子２４からの電圧■Ｏ
は、前記ｔａｌｌ誤差電圧の場合と同様の構成のレベル
シフト／バッファアンプ２５及びＡ／Ｄコンバータ回路
２６を介してマイコン２３に入力される。
上記レベルシフト／バッファアンプ２１．２５は、ロー
パスフィルタ５５からの復調誤差電圧ＶＡＦＴが良好な
同調状態のときに、該復調誤差電圧Ｖ ＡＦＴと端子２
４からの基準電圧ｖＯとを、Ａ／Ｄコンバータ回路２２
．２６の入力端で一致させるための回路である。
パスフィルタ５５からの復調誤差電圧ＶＡＦＴが良好な
同調状態のときに、該復調誤差電圧Ｖ ＡＦＴと端子２
４からの基準電圧ｖＯとを、Ａ／Ｄコンバータ回路２２
．２６の入力端で一致させるための回路である。
マイコン２３は、上記Ａ／Ｄコンバータ回路２２．２６
からのディジタル信号ＤＶＡＦＴ及びＤＶＯをデータと
して記憶回路２２へ一時記憶ざ１！′、一定時間機の上
記Ａ／Ｄコンバータ回路２２，２６からの新しいディジ
タル信号ＤＶＡＦＴ’及びＤ■０′と、前記記憶させた
Ｄ Ｖ ＡＦＴ及びＤＶＯとの４つのデータにより、収
束時のディジタル信号ＤＭＡＦＴ”を演算により予測し
、この演算結果に基づく選局データを発生し、ＰＬＬ回
路５３の制御を行う。なお、選局データはＰＬＬ回路５
３内の分周回路６０の分周比を制御するものである。
からのディジタル信号ＤＶＡＦＴ及びＤＶＯをデータと
して記憶回路２２へ一時記憶ざ１！′、一定時間機の上
記Ａ／Ｄコンバータ回路２２，２６からの新しいディジ
タル信号ＤＶＡＦＴ’及びＤ■０′と、前記記憶させた
Ｄ Ｖ ＡＦＴ及びＤＶＯとの４つのデータにより、収
束時のディジタル信号ＤＭＡＦＴ”を演算により予測し
、この演算結果に基づく選局データを発生し、ＰＬＬ回
路５３の制御を行う。なお、選局データはＰＬＬ回路５
３内の分周回路６０の分周比を制御するものである。
上記回路の動作を、基準電圧■０に対する復調誤差電圧
Ｖ ＡＦＴの電圧変動として第２図で説明する。選局後
基準電圧ＶＯが０点であるとする。ＡＦＴの動作繰り返
し周期ｔτはローパスフィルタ５５の時定数τの７０％
とする（ｔτ−０，７Ｘτ）。０点においては基準電圧
ｖＯに対し復調誤差電圧Ｖ＾［■が大きく離れているた
め、ＰＬＬ回路５３のＡＦＴデータをＡＦＴの動作ステ
ップ周波数Δｆだけ減少させる。復調誤差電圧Ｖ ＡＦ
Ｔはローパスフィルタ５５の時定数τにより曲Ｉ１１の
電圧カーブで変化する。時間ｔτ後に電圧［相］点を読
み取り、０点の電圧と０点の電圧から現在の周波数にお
ける収束時の予測電圧（０′点電圧）を求める。
Ｖ ＡＦＴの電圧変動として第２図で説明する。選局後
基準電圧ＶＯが０点であるとする。ＡＦＴの動作繰り返
し周期ｔτはローパスフィルタ５５の時定数τの７０％
とする（ｔτ−０，７Ｘτ）。０点においては基準電圧
ｖＯに対し復調誤差電圧Ｖ＾［■が大きく離れているた
め、ＰＬＬ回路５３のＡＦＴデータをＡＦＴの動作ステ
ップ周波数Δｆだけ減少させる。復調誤差電圧Ｖ ＡＦ
Ｔはローパスフィルタ５５の時定数τにより曲Ｉ１１の
電圧カーブで変化する。時間ｔτ後に電圧［相］点を読
み取り、０点の電圧と０点の電圧から現在の周波数にお
ける収束時の予測電圧（０′点電圧）を求める。
０′点電圧−の焦電圧−（＠点電圧−［相］点電圧）×
２ として求まる。この予測電圧０１点は第２図中において
の点と［相］点を結ぶ直線ｎ上で０点より時間ｔτ後の
電圧として図示している。予測電圧０′と基準電圧ｖＯ
との差により、ざらにＰＬＬ回路５３のＡＦＴデータを
−△ｆし、復調誤差電圧ＶＡＦＴは曲線ｍの電圧カーブ
となる。時間しτ後の０点電圧と０点電圧より予測電圧
（０′電圧）を求める。この予測゛眉圧０′は第２図中
の［相］点と０点を結ぶ直線ｐ上で０点より時間ｔτ後
の電圧として図示している。予測電圧０′°点は基準電
圧■０の不感帯域内ＶＯ±αであるので、ＰＬＬ回路５
３のＡＦＴステップは変化させずにそのままとする。次
の時間ｔτ後の０点電圧と０点電圧より予測電圧（［相
］′点電圧）を求め（０点と０点を結ぶ直線ｑ上での点
より時間ｔτ後の電圧として図示している）、同様に不
感帯域内ＶＯ±αであるので、ＰＬＬ回路５３のＡＦＴ
データは変化させずに固定しておく。以下同様に動作を
繰り返し、［相］点よりｔτ時間後の０点（図示せず）
で実際の復調誤差電圧Ｖ ＡＦＴは不感帯域内に収束し
てくる。
２ として求まる。この予測電圧０１点は第２図中において
の点と［相］点を結ぶ直線ｎ上で０点より時間ｔτ後の
電圧として図示している。予測電圧０′と基準電圧ｖＯ
との差により、ざらにＰＬＬ回路５３のＡＦＴデータを
−△ｆし、復調誤差電圧ＶＡＦＴは曲線ｍの電圧カーブ
となる。時間しτ後の０点電圧と０点電圧より予測電圧
（０′電圧）を求める。この予測゛眉圧０′は第２図中
の［相］点と０点を結ぶ直線ｐ上で０点より時間ｔτ後
の電圧として図示している。予測電圧０′°点は基準電
圧■０の不感帯域内ＶＯ±αであるので、ＰＬＬ回路５
３のＡＦＴステップは変化させずにそのままとする。次
の時間ｔτ後の０点電圧と０点電圧より予測電圧（［相
］′点電圧）を求め（０点と０点を結ぶ直線ｑ上での点
より時間ｔτ後の電圧として図示している）、同様に不
感帯域内ＶＯ±αであるので、ＰＬＬ回路５３のＡＦＴ
データは変化させずに固定しておく。以下同様に動作を
繰り返し、［相］点よりｔτ時間後の０点（図示せず）
で実際の復調誤差電圧Ｖ ＡＦＴは不感帯域内に収束し
てくる。
以上の動作では、ＡＦＴ動作によって周波数を変化させ
たのは０．０点の２点だけであり、０点以後は復調誤差
電圧■＾ＦＴが不感帯！ｉｔ！ （ＶＯ±α）外であっ
ても不用な周波数変動がなく、実際の復調出力は０点後
に安定する。このようにＡＦＴの動作をＡＦＴ動作回路
系の時定数と相関をとることにより、任意の時間におけ
る復調誤差電圧■＾ＦＴの測定であっても安定時の状態
を予測することが可能となり、不用な周波数の変動がな
く素早く最良の同調状態へ引き込むことが可能となる。
たのは０．０点の２点だけであり、０点以後は復調誤差
電圧■＾ＦＴが不感帯！ｉｔ！ （ＶＯ±α）外であっ
ても不用な周波数変動がなく、実際の復調出力は０点後
に安定する。このようにＡＦＴの動作をＡＦＴ動作回路
系の時定数と相関をとることにより、任意の時間におけ
る復調誤差電圧■＾ＦＴの測定であっても安定時の状態
を予測することが可能となり、不用な周波数の変動がな
く素早く最良の同調状態へ引き込むことが可能となる。
第３図は第１図におけるマイコン２３の行う処理プログ
ラムの概要を示している。
ラムの概要を示している。
ステップＳ１は電源投入等の初期設定処理であり、ステ
ップＳ２でチャンネル動作を認識“イエス“すると、最
初の１回目はステップＳ３を実行し、初期のＡ／Ｄコン
バータ回路２２．２６からのディジタル信号ＤＶＡＦＴ
及びＤＶＯを読み取り、ステップＳ９へ飛ぶ。ステップ
Ｓ９はこの読み取ったデータを記憶回路２７へ書き込み
保持させる。
ップＳ２でチャンネル動作を認識“イエス“すると、最
初の１回目はステップＳ３を実行し、初期のＡ／Ｄコン
バータ回路２２．２６からのディジタル信号ＤＶＡＦＴ
及びＤＶＯを読み取り、ステップＳ９へ飛ぶ。ステップ
Ｓ９はこの読み取ったデータを記憶回路２７へ書き込み
保持させる。
次に、ステップ３１０を実行し、一定時間ＡＦＴ処理を
待機させるようにタイマーの設定を行う。この持ち時間
については後述りる。２回目以時の動作に対しては、ス
テップ８２実行後、ステップＳ４を実行し持ち時間中で
あれば、ＡＦＴ処理は行わず、ステップＳ２へ戻る。待
ち時間終了後、ステップＳ４からステップＳ５を実行し
、ステップＳ３と同様に一定時間後のディジタル信号Ｄ
ＶＡＦ■′及びＤＶＯ’ を読み取る。
待機させるようにタイマーの設定を行う。この持ち時間
については後述りる。２回目以時の動作に対しては、ス
テップ８２実行後、ステップＳ４を実行し持ち時間中で
あれば、ＡＦＴ処理は行わず、ステップＳ２へ戻る。待
ち時間終了後、ステップＳ４からステップＳ５を実行し
、ステップＳ３と同様に一定時間後のディジタル信号Ｄ
ＶＡＦ■′及びＤＶＯ’ を読み取る。
次に、ステップＳ６で前記ＤＶＡＦＴ’ が良同調状態
と見なせる電圧範囲に収まっていれば、前記ステップＳ
９以降の処理を行い、収まっていなければステップＳ７
を実行づ°る。ステップＳ７は収束した時の復調誤差電
圧Ｖ ＡＦＴを算出する処理であり、後述するように、
一定時間前のデイジタル信ＭＤＶＡＦＴ 及びＤＶｏと
現在（７）ＤＭＡＦＴ’及びＤＶＯ’ との４つの情報
によって算出する。
と見なせる電圧範囲に収まっていれば、前記ステップＳ
９以降の処理を行い、収まっていなければステップＳ７
を実行づ°る。ステップＳ７は収束した時の復調誤差電
圧Ｖ ＡＦＴを算出する処理であり、後述するように、
一定時間前のデイジタル信ＭＤＶＡＦＴ 及びＤＶｏと
現在（７）ＤＭＡＦＴ’及びＤＶＯ’ との４つの情報
によって算出する。
ステップＳ７で得られた収束後のＩ調誤差電圧Ｖ ＡＦ
ＴはステップＳ８で利用される。このステップＳ８は、
ステップＳ７で算出した復調誤差電圧Ｖ ＡＦＴが良同
調状態と判定できる不感帯域電圧範囲内であれば、ＡＦ
Ｔ処理は何も行わずに次のステップＳ９へ行き、不良同
調状態であれば良同調状態となるように選局データ中に
重畳す′８ＡＦＴデータを修正してＰＬＬ回路５３へ出
力する。また、ステップＳ８は、現在のデータＤＶＡＦ
Ｔ’が不感帯域の範囲内であり、ステップＳ７の算出し
た復調誤差電圧Ｖ ＡＦＴも不感帯域の範囲内となった
ら以後、ステップＳ５における読み取りデータが不感帯
域内に収まっているとステップＳ６の判定でステップＳ
９を実行するように処理フラグを設定したり、それ以外
の条件時には処理フラグを解除したりする。
ＴはステップＳ８で利用される。このステップＳ８は、
ステップＳ７で算出した復調誤差電圧Ｖ ＡＦＴが良同
調状態と判定できる不感帯域電圧範囲内であれば、ＡＦ
Ｔ処理は何も行わずに次のステップＳ９へ行き、不良同
調状態であれば良同調状態となるように選局データ中に
重畳す′８ＡＦＴデータを修正してＰＬＬ回路５３へ出
力する。また、ステップＳ８は、現在のデータＤＶＡＦ
Ｔ’が不感帯域の範囲内であり、ステップＳ７の算出し
た復調誤差電圧Ｖ ＡＦＴも不感帯域の範囲内となった
ら以後、ステップＳ５における読み取りデータが不感帯
域内に収まっているとステップＳ６の判定でステップＳ
９を実行するように処理フラグを設定したり、それ以外
の条件時には処理フラグを解除したりする。
次に、ステップＳ９では、ステップＳ５で読み取ったデ
ータＤＭＡＦＴ’及びｏｖｏ’ を、記憶回路２７に保
持していた一定時間前のＤ Ｍ ＡＦＴ及びＤＶＯと入
れ換えを行い、新たな基準のデータとして記憶させる。
ータＤＭＡＦＴ’及びｏｖｏ’ を、記憶回路２７に保
持していた一定時間前のＤ Ｍ ＡＦＴ及びＤＶＯと入
れ換えを行い、新たな基準のデータとして記憶させる。
次に、ステップ８１０を実行し、−一定時間後再び上記
動作を繰り返すことにより、現在受信しているチャンネ
ルにおける第２１Ｆ信号を中心周波数に引き込んでいく
。
動作を繰り返すことにより、現在受信しているチャンネ
ルにおける第２１Ｆ信号を中心周波数に引き込んでいく
。
第４図は上記収束誤差算出処理の演算プロ′グラムを示
すフローチャートである。フローチャートを説明する前
に、第４図の演韓ブＯグラムにおける考え方について説
明する。ＡＦＴ動作に対する遅れ時間はマイコン２３が
選局データを変更してからＦＭ復調回路５４のｔｕｉ出
力が変動するまでの時間であり、この遅れ時間は数＋μ
ｓｅｃ以下であるのに対し、ローパスフィルタ５５は映
像成分の変動やデイスパーサル信号を抑圧する必要があ
るために百数十〜数十ｍ５ｅｃの時定数を持った回路と
なっている。このため、ローパスフィルタ５５の時定数
が支配的となっている。ローパスフィルタ５５の回路例
として第５図に示した抵抗ＲとコンデンサＣの゛微分回
路を考える。入力端子４１に電圧Ｅが印加された場合に
時間を後の出力端子４２の電圧ｖ （ｔ）の応答は、 ■（ｔ）−Ｅ （１−ｅｘｐ （−ｔ／Ｒｅ）３で表さ
れる。この回路の時定数τ＝ＲＣであるから、時間τ経
過後には、 ｖ （ｒ）’；Ｅｘ０．６３２ となり、およそ完全収束時の６３％の電圧変動となる。
すフローチャートである。フローチャートを説明する前
に、第４図の演韓ブＯグラムにおける考え方について説
明する。ＡＦＴ動作に対する遅れ時間はマイコン２３が
選局データを変更してからＦＭ復調回路５４のｔｕｉ出
力が変動するまでの時間であり、この遅れ時間は数＋μ
ｓｅｃ以下であるのに対し、ローパスフィルタ５５は映
像成分の変動やデイスパーサル信号を抑圧する必要があ
るために百数十〜数十ｍ５ｅｃの時定数を持った回路と
なっている。このため、ローパスフィルタ５５の時定数
が支配的となっている。ローパスフィルタ５５の回路例
として第５図に示した抵抗ＲとコンデンサＣの゛微分回
路を考える。入力端子４１に電圧Ｅが印加された場合に
時間を後の出力端子４２の電圧ｖ （ｔ）の応答は、 ■（ｔ）−Ｅ （１−ｅｘｐ （−ｔ／Ｒｅ）３で表さ
れる。この回路の時定数τ＝ＲＣであるから、時間τ経
過後には、 ｖ （ｒ）’；Ｅｘ０．６３２ となり、およそ完全収束時の６３％の電圧変動となる。
従って、時間で経過後の電圧変化分ΔＶが得られれば、
収束時の電圧変化■は、 ＶζΔｖ１０．６３ で予測される。マイコン２３の演算を簡単にするために
、収束特電圧の５０％になる時間を求めると、 Ｖ （０，７ｒ）＃ＥＸ０． ５０３であるから、ロ
ーパスフィルタ５５の時定数τの７０％の時間で測定し
、その時の電圧差の２倍の電圧差に相当する電圧を収束
電圧とすることができる。
収束時の電圧変化■は、 ＶζΔｖ１０．６３ で予測される。マイコン２３の演算を簡単にするために
、収束特電圧の５０％になる時間を求めると、 Ｖ （０，７ｒ）＃ＥＸ０． ５０３であるから、ロ
ーパスフィルタ５５の時定数τの７０％の時間で測定し
、その時の電圧差の２倍の電圧差に相当する電圧を収束
電圧とすることができる。
ここで、第４図のフローチャートを説明する。
ステップ８３１で一定時間前（この場合、ｔ＝０゜７τ
）に記憶回路２７に保持されたディジタル信号ＤＭＡＦ
Ｔと上記保持されたディジタル信号ＤＭＡＦＴの差分電
圧データを２倍し、現゛在のディジタル信号０ＶＡＦＴ
’ から引き、この状態のまま推移した場合の収束後の
ディジタル信号ＤＭＡＦＴ″は、０ＶＡＦＴ ” ＝Ｄ
ＶＡＦＴ −２（ＤＭＡＦＴ −ＤＭＡＦＴ’） で表される。次に、ステップＳ３２で現在の基準電圧デ
ータｏｖｏ’ との電圧データ差ΔＤＶを演算すると、 ΔＤＶ−ＤＭＡＦＴ ” −ＤＶＯ’ で表される。この算出処理の結果、ΔＤｖが不感帯域の
電圧幅に対して小さければ、次のＡＦＴデータ出力処理
において選局データを変更せずにそのまま次のｔ−０，
７τ時間後まで選局データを保持し、ΔＤＶが不感帯域
の幅よりも大きければ選局データを変更し、次のｔ＝０
．７τ時間後に再度判定を行う。
）に記憶回路２７に保持されたディジタル信号ＤＭＡＦ
Ｔと上記保持されたディジタル信号ＤＭＡＦＴの差分電
圧データを２倍し、現゛在のディジタル信号０ＶＡＦＴ
’ から引き、この状態のまま推移した場合の収束後の
ディジタル信号ＤＭＡＦＴ″は、０ＶＡＦＴ ” ＝Ｄ
ＶＡＦＴ −２（ＤＭＡＦＴ −ＤＭＡＦＴ’） で表される。次に、ステップＳ３２で現在の基準電圧デ
ータｏｖｏ’ との電圧データ差ΔＤＶを演算すると、 ΔＤＶ−ＤＭＡＦＴ ” −ＤＶＯ’ で表される。この算出処理の結果、ΔＤｖが不感帯域の
電圧幅に対して小さければ、次のＡＦＴデータ出力処理
において選局データを変更せずにそのまま次のｔ−０，
７τ時間後まで選局データを保持し、ΔＤＶが不感帯域
の幅よりも大きければ選局データを変更し、次のｔ＝０
．７τ時間後に再度判定を行う。
また、上記の収束ｗ４差痒出処理において、ＦＭ復調回
路５４の復調感度のばらつきは一般的に±２０％以上存
在しているのに対し、ローパスフィルタ５５の時定数は
±５％程度である。このため、数ＭＨ２以上の大きく離
調している時の収束性は、上記算出処理では復調感度を
直接パラメータとしないため、従来の復調感度によって
ＡＦＴの変化ステップ幅を算出する方法に比して、改善
される。
路５４の復調感度のばらつきは一般的に±２０％以上存
在しているのに対し、ローパスフィルタ５５の時定数は
±５％程度である。このため、数ＭＨ２以上の大きく離
調している時の収束性は、上記算出処理では復調感度を
直接パラメータとしないため、従来の復調感度によって
ＡＦＴの変化ステップ幅を算出する方法に比して、改善
される。
尚、上記の実施例では、基準電圧ＶＯについてディジタ
ル信号ＤＶＯを記憶回路２７に一時記憶しているが、基
準電圧ＶＯのＡ／Ｄコンバータ回路２６を介しての読み
込みは大きく変動するものではないので、チャンネル選
局時に一回というような不定期な読み込みでも良く、Ｄ
ＶＯを記憶回路２７へ保持しなくとも同様なＡＦＴ制御
が可能となる。
ル信号ＤＶＯを記憶回路２７に一時記憶しているが、基
準電圧ＶＯのＡ／Ｄコンバータ回路２６を介しての読み
込みは大きく変動するものではないので、チャンネル選
局時に一回というような不定期な読み込みでも良く、Ｄ
ＶＯを記憶回路２７へ保持しなくとも同様なＡＦＴ制御
が可能となる。
［発明の効果］
以上述べたように本発明によれば、ＡＦＴ動作において
、離調度が大きい場合においても短時間に良好な同調状
態とすることができ、復調感度ばらつきの影響を受けず
にＡＦＴ動作の収束性を改善することができる。しかも
、離調度が大きい場合にへＦ′Ｆ誤動作をＪＲ＜虞れが
なくなる。
、離調度が大きい場合においても短時間に良好な同調状
態とすることができ、復調感度ばらつきの影響を受けず
にＡＦＴ動作の収束性を改善することができる。しかも
、離調度が大きい場合にへＦ′Ｆ誤動作をＪＲ＜虞れが
なくなる。
第１図は本発明の一実施例のＦＭ受信機の自動周波数制
御装置を示寸ブロック図、第２図は第１図の回路動作を
基準電圧ＶＯに対する復調誤差電圧Ｖ ＡＦＴの変動と
して説明づ゛る説明図、第３図は第１図におけるマイｍ
ｌンの処理プログラムの概要を示でフローヂｐ−ト、第
４図は第３図における収束誤差算出処理を示すフローチ
ャート、第５図は第１図のローパスフィルタの一例を示
す回路図、第６図は従来の自動周波数制御装置を示すブ
ロック図、第７図は第６図の比較回路の一例を示すブロ
ック図、第８図及び第９図は第６図の回路動作を基準電
圧ｖＯに対する復調誤差電圧Ｖ Ａ［Ｔの変動として説
明する説明図である。 ２１．２５・・・レベルシフト／バッファアンプ、２２
．２６・・・Ａ／Ｄコンバータ回路、２３・・・マイコ
ン、２４・・・電圧設定端子、２７・・・記憶回路、５
１・・・入力端子、５２・・・周波数変換回路、５３・
・・ＰＬＬ回路、５４−ＦＭ［１Ｉｉｌｌ路、 ５５・・・ローパスフィルタ、 ５８・・・出力端子、６０・・・分周回路。 第５図
御装置を示寸ブロック図、第２図は第１図の回路動作を
基準電圧ＶＯに対する復調誤差電圧Ｖ ＡＦＴの変動と
して説明づ゛る説明図、第３図は第１図におけるマイｍ
ｌンの処理プログラムの概要を示でフローヂｐ−ト、第
４図は第３図における収束誤差算出処理を示すフローチ
ャート、第５図は第１図のローパスフィルタの一例を示
す回路図、第６図は従来の自動周波数制御装置を示すブ
ロック図、第７図は第６図の比較回路の一例を示すブロ
ック図、第８図及び第９図は第６図の回路動作を基準電
圧ｖＯに対する復調誤差電圧Ｖ Ａ［Ｔの変動として説
明する説明図である。 ２１．２５・・・レベルシフト／バッファアンプ、２２
．２６・・・Ａ／Ｄコンバータ回路、２３・・・マイコ
ン、２４・・・電圧設定端子、２７・・・記憶回路、５
１・・・入力端子、５２・・・周波数変換回路、５３・
・・ＰＬＬ回路、５４−ＦＭ［１Ｉｉｌｌ路、 ５５・・・ローパスフィルタ、 ５８・・・出力端子、６０・・・分周回路。 第５図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 所定チャンネルを受信するための選局データを発生する
選局データ発生手段と、 前記選局データに基づいて周波数が制御された発振出力
を発生するＰＬＬ回路と、 入力されるＦＭ信号を前記ＰＬＬ回路からの発振出力に
よってＦＭ中間周波信号に変換する周波数変換回路と、 前記ＦＭ中間周波信号をＦＭ復調する復調回路と、 この復調回路の出力信号より交流分を除去し、前記ＦＭ
中間周波信号の中心周波数からのずれに応じた復調誤差
電圧を得るローパスフィルタと、このローパスフィルタ
からの出力信号を符号化する第１のアナログディジタル
変換回路と、前記ＦＭ中間周波信号の中心周波数に対応
した基準電圧が設定される電圧発生手段と、 この電圧発生手段の出力信号を符号化する第２のアナロ
グディジタル変換回路と、 前記第１のアナログディジタル変換回路の出力信号を記
憶するための記憶手段と、 前記選局データ発生手段にて選局データを所定ステップ
ずらしてから所定時間経過したことを計測する時間計測
手段と、 この時間計測手段にて計測した所定時間経過後の前記第
１，第２のアナログディジタル変換回路からの各出力信
号と、前記記憶手段に記憶した出力信号とを用いて、前
記復調誤差電圧の収束時における復調誤差電圧と基準電
圧との誤差電圧を算出する収束誤差算出処理手段と、 この収束誤差算出処理手段からの誤差電圧に応じて、前
記ＰＬＬ回路の発振出力を制御する選局データの、ＡＦ
Ｔ制御に関するデータ変化量を可変するＡＦＴデータ出
力処理手段と を具備したことを特徴とするＦＭ受信機の自動周波数制
御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18222889A JPH0346814A (ja) | 1989-07-14 | 1989-07-14 | Ｆｍ受信機の自動周波数制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18222889A JPH0346814A (ja) | 1989-07-14 | 1989-07-14 | Ｆｍ受信機の自動周波数制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0346814A true JPH0346814A (ja) | 1991-02-28 |
Family
ID=16114587
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18222889A Pending JPH0346814A (ja) | 1989-07-14 | 1989-07-14 | Ｆｍ受信機の自動周波数制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0346814A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7084231B2 (en) | 2003-04-22 | 2006-08-01 | Korea Institute Of Science And Technology | Polyarylene compounds, polymers thereof, and electroluminescence element using the same |
| US7318964B2 (en) | 2001-05-22 | 2008-01-15 | Korea Institute Of Science And Technology | Fluorene compounds containing various functional groups, polymers thereof and EL element using the same |
-
1989
- 1989-07-14 JP JP18222889A patent/JPH0346814A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7318964B2 (en) | 2001-05-22 | 2008-01-15 | Korea Institute Of Science And Technology | Fluorene compounds containing various functional groups, polymers thereof and EL element using the same |
| US7084231B2 (en) | 2003-04-22 | 2006-08-01 | Korea Institute Of Science And Technology | Polyarylene compounds, polymers thereof, and electroluminescence element using the same |
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