JPH0342807B2

JPH0342807B2 -

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Publication number: JPH0342807B2
Application number: JP20682585A
Authority: JP
Priority date: 1985-09-19
Filing date: 1985-09-19
Publication date: 1991-06-28
Also published as: JPS6267918A

Description

【発明の詳細な説明】産業上の利用分野本発明は衛星放送用受信機等に使用できる
AFC（自動周波数制御）回路に関するものであ
る。

従来の技術周波数シンセサイザ方式選局回路を有する受信
機においては、局部発振器の周波数精度は周波数
シンセサイザ回路の基準発振器の精度と同等であ
り、基準発振器には通常水晶発振器が使用される
ので、受信信号の周波数精度が良い場合には中間
周波信号の周波数精度は充分高くなりAFC回路
は不要である。しかし衛星放送受信システムにお
いては、マイクロ波帯の受信信号を屋外のダウン
コンバータにおいて第１中間周波信号に周波数変
換した後、ケーブルにて屋内に導びき、その第１
中間周波信号を屋内の受信機において２回目の周
波数変換をし第２中間周波信号を得るのが一般的
である。第２中間周波への周波数変換は通常選局
のために行なわれ、希望チヤンネルの信号のみが
選択される。こうした選局システム構成では屋内
の受信機の選局用局部発振器の周波数精度が周波
数シンセサイザ方式等によりいかに高くできて
も、屋外のダウンコンバータの局部発振器の周波
数精度があまり良くなければ第２中間周波の周波
数精度は良くならない。実際に、屋外のダウンコ
ンバータの局部発振器の発振周波数は数ＭHzの温
度ドリフトを持つのが一般的である。

一方、第２中間周波の周波数精度は悪くとも数
百ＫHz以内であるべきであり、受信機の選局回路
が周波数シンセサイザ方式を有する場合でも第２
中間周波の周波数精度を高く保つためにAFC回
路が不可欠である。

上記した様な周波数シンセサイザ方式選局回路
にAFC回路を備えた従来例としては特開昭55−
23674号公報に示されているものがある。第５図
は本従来例の構成を示すブロツク図である。以下
図面を参照しながら従来例に関して説明する。第
５図の１は受信信号入力端子、２は高周波増幅
器、３は周波数混合器、４は電圧制御型の局部発
振器、５はPLLシンセサイザ部、６は中間周波
増幅器、７はFM復調器、８はFM復調器７の復
調信号出力端子、９は低域通過フイルタ、１０は
中間周波数ずれ検出器である。

第６図は周波数ずれ検出器１０の構成図であ
り、FM復調器７の復調出力を低域通過フイルタ
（以下LPFという）９で平滑して、復調信号から
直流電圧成分を取出した後、電圧比較器１０ａ，
１０ｂによつて一定のしきい値電圧V_r1，V_r2と
比較している。FM信号の復調出力をLPF９を介
して直流電圧成分を取出すと復調信号の平均電圧
値が得られ、これはFM信号の平均周波数に対応
する。そこで第６図に示すごとく構成し、あらか
じめ設定されたしきい値電圧V_r1，V_r2と復調出
力の平均電圧値とを比較することにより、中間周
波信号の中心周波数よりのずれが所定の範囲内で
あるか、またずれが所定の範囲外であれば中心周
波数と比べて高いか低いかのいずれであるかを検
出できる。これらは第６図の出力端子１０ｅ，１
０ｆからの出力を調べることにより判る。それら
の出力をPLLシンセサイザ部５に入力し、局部
発振器４の発振周波数を微調することにより中間
周波数がその中心周波数よりずれていればこれを
小さくするように制御すればAFC回路が構成で
きる。

しかしながら、上記のような構成では、AFC
回路の周波数基準はFM復調器７そのものであ
り、衛星放送用受信機等に使用されるFM復調器
は通常高周波、広帯域な信号を取扱うためその入
力周波数対出力電圧の温度安定度はあまり良好で
はない。このため高い周波数精度を有するAFC
回路を実現することは困難である。特に復調すべ
き信号が高い直線性を要求される映像信号等の場
合では中間周波数のずれに伴なつて中間周波バン
ドパスフイルタを通過する時に振幅及び位相歪が
生じないようにすることが重要である。

上記したような問題点を解決するために、第７
図に示すような構成のAFC回路が提案されてい
る。以下図面を参照しながら、本提案における
AFC回路について説明する。第７図において、
入力端子１に受信信号が入力され、高周波増幅器
２、周波数混合器３、中間周波増幅器６を経て、
FM復調器７に入力され、出力端子８に復調出力
が得られる。電圧制御型の局部発振器４はその制
御電圧のシンセサイザ回路５により制御される。
制御電圧のシンセサイザ回路５はPLL周波数シ
ンセサイザ方式に依ることも可能であるし、Ｄ／
Ａコンバータ等を用いる電圧シンセサイザ方式も
可能である。

さて、中間周波信号は分周比がそれぞれN_H、
N_Lである分周器１１，１２を介してそれぞれ周
波数比較器１４，１５に入力される。周波数比較
器１４，１５の他方の入力端子には周波数が_Sで
ある基準信号発振器１３の出力信号が入力されて
いる。基準信号としては周波数精度の高い水晶発
振器出力を分周して用いれば良い。周波数比較器
１４，１５としては、第８図に示すような入出力
特性を有し、第９図の回路ブロツク図のような構
成のデジタル型式の位相・周波数検波器を用いて
いる。第９図から判るように基準周波数よりも分
周された中間周波信号の中心周波数が高ければ位
相・周波数検波器の出力はハイレベル（以下
“Ｈ”と記す）となり、逆に低ければその出力は
ローレベル（以下“Ｌ”と記す）となる。しか
し、その出力は基準周波数成分をも含んでいるの
で、これを取除くためにLPF１６，１７を介し
てそれぞれの周波数比較信号を取出している。こ
こで正規の中間周波数を_Oとすれば、次式が成立
する様に_S、N_H、N_Lを定める。

_S×N_L＜_O＜_S×N_H 即ち、中間周波数が_S×N_Hの時分周器１１に
出力される信号の周波数は_Sと等しくなり、この
周波数において周波数比較器１４が周波数弁別で
きるので周波数比較出力は論理値が変化する。同
様なことは中間周波数が_S×N_Lでも生ずる。故
に中間周波数とそれぞれの周波数比較信号との関
係は第１０図ａ，ｂに示すようになる。第１０図
から判るようにそれぞれの周波数比較信号は正規
の中間周波数_Oからのずれの検知限_S×N_H及び_S
×N_Lで出力論理値を変えるので、これらの検知
限を_O±300KHz程度に設定し、周波数比較信号
を用いて選局電圧のシンセサイザ回路５において
局部発振器４の制御電圧を微調する必要があるか
どうか、あるいは微調するとすればその方向を判
別できるので周波数精度の高いAFC回路が実現
できる。

発明が解決しようとする問題点しかしながら、上記のような構成では第８図に
示すような位相・周波数比較特性を有する位相・
周波数検波器を用いているので、衛星放送信号等
のように取扱う中間周波信号が広帯域FM信号で
ある場合には、そのFM変調指数がかなり大きい
ので分周比N_H、N_Lを充分大きくすることにより
FM変調指数を下げて、周波数比較器が誤動作し
ないようにする必要がある。特に衛星放送では一
般に地上マイクロ波通信への妨害が生じないため
に映像信号に加えてエネルギー拡散信号を重畳し
て伝送することが行なわれており、その周波数は
30Hzで周波数変位は2MHzｐ−ｐ程度である。故
にその変調指数は約67000であるから、分周比と
しては50000程度以上必要である。

このように分周比として相当大きな値が必要で
あるから、中間周波信号の周波数弁別の行なわれ
る周波数比較器入力での中間周波信号と基準信号
との周波数差は、実際の中間周波帯での中間周波
信号の中心周波数と中間周波の周波数弁別の検知
限_S×N_H、_S×N_Lとの差に比べて50000分の１程
度小さいことになる。例えば、中間周波帯での
300KHzの周波数差は周波数比較器入力では６Hz
に変化する。周波比較信号は６Hzの信号を積分し
て直流成分を取り出すのに少なくともその周期と
同程度の遅れ時間を必要とするので正規の論理値
が出力されるのには約0.17秒の待ち時間が必要で
ある。つまり中間周波の周波数弁別の検知限に中
間周波が近づけば近づく程、周波数比較信号が正
規の論理値になるのに要する時間が長くなり、こ
の様子を第１１図に示す。この図から判るように
50KHzの精度で周波数比較するには１秒間の検出
待ち時間が必要であるから、例えばAFC回路の
引込み範囲を±3MHzとし、周波数ずれの検知限
をそれぞれ±300KHzとし、局部発振器の発振周
波数の微調時制御量を200KHzとして、選局機能
により任意の信号を選択し終えた時に中間周波数
が引込み範囲の最大値である＋3MHzだけ正規の
中間周波数よりずれていた場合に、200KHzづつ
局部発振器の発振周波数を１秒の間隔を取りなが
らAFC回路動作により中間周波信号を正規の中
間周波数に引込ませてゆくとすれば第１２図ａ，
ｂに示すような状況になる。即ち、中間周波数の
周波数ずれが＋3MHzのところからAFC回路の機
能により周波数ずれが小さくなるように局部発振
周波数が微調されるが、１回の周波数微調では
200KHzの周波数シフトであるので14回の周波数
シフトを繰返して初めてAFC引込み動作が完了
する。故にこの動作の所要時間は、１秒×14回＝14秒となり、相当長いAFC引込み時間が必要になる
という問題があつた。

なお、第５図に示した従来例においても復調信
号を基準信号と比較して周波数ずれの検出を行な
うために復調信号をLPFで平滑し平均直流電圧
を得る必要があり、衛星放送信号等のように低周
波のエネルギー拡散信号が重畳された映像信号を
平滑化するためにはLPFの時定数は相当大きく
しなければ周波数ずれの検出に誤りが生ずるので
ある。このため周波数精度をあげようとすれば、
周波数ずれの検出のため待ち時間を長くする必要
があり、これによりAFC引込み時間が長くなる
という問題があつた。

本発明は上記問題点に鑑み、選局終了時から
AFC引込みまでに必要な時間を大幅に短縮する
ことのできるAFC回路を提供することを目的と
している。

問題点を解決するための手段この目的を達成するために本発明のAFC回路
は、中間周波信号の中心周波数が正規の中間周波
数と比べて所定値以上に周波数がずれているかど
うかを判定してそれを補正判定信号として得ると
ともにその周波数ずれが正規の中間周波数と比べ
て高いか低いかの方向を判定してそれを補正方向
信号として得る周波数ずれ検出器と、電圧制御型
局部発振器の周波数制御を行なう選局電圧のシン
セサイザ回路を補正判定信号と補正方向信号とを
遅延時間設定手段の制御により入力する信号入力
手段と、この信号入力手段の出力を入力して周波
数制御電圧の微調を行なう制御電圧微調手段と、
前記信号入力手段の出力を入力して前回の記憶手
続きにより記憶されているそれらの論理値と入力
値との差異の有無を判定するとともにそれらの論
理値を各々更新記憶する前値比較手段と、制御電
圧微調手段の出力と選局指令信号と前値比較手段
の出力とを入力して局部発振周波数の変更が完了
してから信号入力手段が入力信号のデータを読み
込むまでの遅延時間の設定を行なう遅延時間設定
手段と、選局指令信号と制御電圧微調手段の出力
とを入力して局部発振器の制御電圧を発生する制
御電圧発生回路とを備え、選局指令信号による選
局動作毎に補正方向信号及び補正判定信号がそれ
らの正規の値に収束するのに必要な時間の約0.1
倍から0.3倍程度の遅延時間を遅延時間設定手段
に与え、前値比較手段により補正判定信号もしく
は補正方向信号の論理値が記憶してある論理値か
ら初めて変化した時点以降は補正判定信号及び補
正方向信号がそれらの正規の値に収束するのに必
要な時間と同等以上の遅延時間を与えて局部発振
回路の制御電圧を微調する構成を備えている。

作用本発明は上記した構成により、周波数ずれ検出
器により局部発振器の発振周波数を微調するため
必要な補正判定信号及び補正方向信号を得る。こ
れらの信号は遅延時間設定手段により適当なタイ
ミングを与えられて信号入力手段により各々の論
理値が読み込まれる。それらの論理値は制御電圧
微調手段により制御電圧発生回路を制御して局部
発振器制御電圧を微調するのに用いられる。前値
比較手段は信号入力手段により入力された補正判
定信号もしくは補正方向信号が既に記憶してある
それらの値と差異があるかどうかを判定し、差異
が生ずれば遅延時間設定手段の遅延時間を変更す
る制御を行なう。また入力された信号を更新記憶
し、次回の差異判定に供する。

選局指令信号により選局するチヤンネルを切替
える度に補正判定信号及び補正方向信号がそれら
の正規の値に収束するのに必要な時間の約0.1倍
から0.3倍程度の遅延時間を与えているので、
AFC引込み動作における周波数微調の時間間隔
は本来必要な時間と比べて短かいのでAFC引込
み時間は短縮される。周波数微調の時間間隔を短
縮しているので補正判定信号もしくは補正方向信
号が正規の論理値にならず、周波数微調の動作が
行きすぎてしまうが、この行きすぎ量はその時間
短縮の度合いに比例して大きくなる。このため時
間短縮率は行きすぎ量を勘案して決める必要があ
り、約0.1倍から0.3倍程度の時間短縮率であれば
それほど大きな行きすぎ量は生じない。

さて、遅延時間を短縮して周波数微調を高速に
行なつているので若干の行きすぎ量が生じて補正
判定信号もしくは補正方向信号の論理値に変化が
生ずるので、これを前値比較手段により検出し、
遅延時間設定手段における遅延時間を補正判定信
号及び補正方向信号がそれらの正規の値に収束す
るのに必要な時間と同等以上に設定変更するので
今度は行きすぎ量が生じないので中間周波数は正
規の中間周波数に引込まれてゆく。

実施例以下本発明の実施例について、図面を参照しな
がら説明する。第１図は本発明の一実施例におけ
るAFC回路のブロツク図である。第１図におい
て、入力端子１に受信信号が入力され、高周波増
幅器２、周波数混合器３、周波変換のための局部
発振器４、中間周波増幅器６を経て中間周波信号
が出力端子２２に得られることは従来例の第５図
と同様である。周波数ずれ検出器１８は従来例の
第６図の構成でも良いし、第７図のように分周器
１１，１２、基準信号発振器１３、周波数比較器
１４，１５、LPF１６，１７の構成でも可能で
あるが、第７図の場合について説明すると、
LPF１６の出力とLPF１７の出力との排他的論
理和をとれば補正判定信号として用いることがで
きる。またLPF１６の出力が“Ｈ”であれば周
波数が高い方にずれていることが判り、LPF１
７の出力が“Ｌ”であれば周波数が低い方にずれ
ていることが判るので補正方向信号とすることが
できる。

シンセサイザ回路５は補正判定信号と補正方向
信号及び端子２１から入る選局指令信号を入力し
て局部発振器４の発振周波数を制御する制御電圧
を発生するものであり、その詳細は第２図のブロ
ツク図で表せる。信号入力手段５ｃ、制御電圧微
調手段５ｂ、前値比較手段５ｅ、遅延時間設定手
段５ｄはマイクロコンピユータ回路５ａにおいて
実現される機能である。信号入力手段５ｃは補正
判定信号及び補正方向信号を遅延時間設定手段５
ｄにより設定される適当なタイミングにおいて入
力する。入力されたそれらの信号は制御電圧微調
手段５ｂと前値比較手段５ｅに送られる。制御電
圧微調手段５ｂはこれらの信号をもとにして中間
周波信号の中心周波数が正規の中間周波数に収れ
んするように局部発振器４の制御電圧を作る制御
電圧発生回路５ｆに信号を与える。制御電圧発生
回路５ｆはPLL−ICによる周波数シンセサイザ
回路もしくはＤ／Ａココンバータ等による電圧シ
ンセサイザ回路にて実現できるが、選局指令信号
により選局チヤンネルの周波数に対応する局部発
振周波数で局部発振器４が発振するように制御電
圧を作りだし、周波数の微調は制御電圧微調手段
５ｂの信号による。また必要であれば局部発振器
４の出力を入力する。遅延時間設定手段５ｄは制
御電圧微調手段５ｂあるいは選局指令信号により
局部発振周波数を変更してから信号入力手段５ｃ
により補正判定信号および補正方向信号を入力す
るまでの遅延時間を設定する役割を果す。前値比
較手段５ｅは入力された補正判定信号および補正
方向信号の論理値が変化する時を検出する役割を
果すためそれらの論理値を記憶しておき新しく入
力された値と比較し、異なつていればその検出出
力により遅延時間設定手段５ｄにおける遅延時間
を変更する。

選局指令信号により選局するチヤンネルを切替
える度に補正判定信号及び補正方向信号がそれら
の正規の値に収束するのに必要な時間の約0.1倍
から0.3倍程度の遅延時間を遅延時間設定手段５
ｄに与えるので、AFC引込み動作における所要
時間は従来の約0.1倍から0.3倍に短縮される。し
かし補正判定信号及び補正方向信号が正規の値に
収束するだけの時間を与えていないので、AFC
引込み動作により中間周波数はずれていたと反対
の方向に行きすぎてしまう。この状況を第１１図
および第１２図における諸条件で考えてみる。

第１１図から50KHzの周波数精度にて周波数比
較信号（即ち判定方向信号等）が正規の論理値と
なるための遅延時間は１秒であるから、選局毎に
遅延時間設定手段５ｄに与える遅延時間を１秒×0.1＝0.1秒とすると、第１１図より500KHzの行きすぎ量が
生じることが判る。第１２図のように＋3MHzの
周波数ずれが生じている時に局部発振器４の発振
周波数の微調時制御量が200KHzであるとすれば、
第３図のようにAFC引込み動作が行なわれる。
第３図から判るように17回目の周波数微調により
初めて周波数比較出力の論理値が変化するので、
ここで遅延時間の設定を本来の１秒にすると第１
１図より行きすぎ量はわずか50KHzであるから、
今度は第２の周波数比較出力を見ながら周波数ず
れの補正をすることとなり第４図のようにして18
回目の周波数微調でAFC引込みが完了する。故
にAFC引込みが完了するまでの所要時間は、 0.1秒×17＋１秒×１＝2.7秒であるので従来の14秒に比べて相当少ない所要時
間となる。

なお、遅延時間を0.3倍にした場合では行きす
ぎ量は152KHzであり、AFC引込み完了の所要時
間は約５秒となる。

発明の効果以上のように本発明のAFC回路は、周波数微
調の周期を補正判定信号及び補正方向信号が本来
必要とする遅延時間より約0.1倍から0.3倍程度に
選ぶことにより、AFC引込みの所要時間を大幅
に短縮できるとともに、補正判定信号及び補正方
向信号の変化を検出した時以降は本来それらの信
号が必要とする遅延時間を与えることにより、従
来例と同等の周波数精度でAFC動作を行なうこ
とができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例におけるAFC回路
のブロツク図、第２図は第１図のシンセサイザ回
路の詳細ブロツク図、第３図、第４図は同本実施
例におけるAFC引込み動作を示す特性図、第５
図は従来例におけるAFC回路のブロツク図、第
６図は第５図の周波数ずれ検出器の構成を示す回
路ブロツク図、第７図は本発明に先だつて提案さ
れているAFC回路のブロツク図、第８図は位
相・周波数検波器の入出力特性図、第９図は第７
図の周波数比較器である位相・周波数比較器の構
成を示す回路ブロツク図、第１０図は第７図の
LPF１６，１７の出力特性図、第１１図は第７
図のLPF１６，１７の出力の遅延時間の特性図、
第１２図は第７図のAFC回路におけるAFC引込
み動作を示す図である。４……局部発振器、５……シンセサイザ回路、
５ａ……マイクロコンピユータ回路、５ｂ……制
御電圧微調手段、５ｃ……信号入力手段、５ｄ…
…遅延時間設定手段、５ｅ……前置比較手段、５
ｆ……制御電圧発生回路、１８……周波数ずれ検
出器。

Claims

【特許請求の範囲】

１受信信号と電圧制御型局部発振器の出力とを
入力する周波数混合器を用いて周波数変換された
中間周波信号から、その中間周波信号の中心周波
数が正規の中間周波数と比べて所定値以上周波数
ずれが生じているかどうかを判定してそれを補正
判定信号として得るとともにその周波数ずれが正
規の中間周波数と比べて高いか低いかの方向を判
定してそれを補正方向信号として得る周波数ずれ
検出器と、前記の補正判定信号と補正方向信号と
を遅延時間設定手段の制御により入力する信号入
力手段と、上記信号入力手段の出力を入力して周
波数制御電圧の微調を行う制御電圧微調手段と、
上記信号入力手段の出力を入力して前回の記憶手
続により記憶されているそれらの論理値と入力信
号の論理値との差異の有無を判定するとともにそ
れらの信号の論理値を各々更新記憶する前値比較
手段と、上記制御電圧微調手段の出力と選局指令
信号と上記前値比較手段の出力とを入力して局部
発振周波数の変更が完了してから上記信号入力手
段が入力信号の論理値を読み込むまでの遅延時間
の設定を行なう遅延時間設定手段と、上記選局指
令信号と上記制御電圧微調手段の出力を入力して
上記電圧制御型局部発振器の制御電圧を発生生す
る制御電圧発生回路とを有するシンセサイザ回路
とを備え、上記選局指令信号による選局動作毎に
上記補正判定信号及び上記補正方向信号がそれら
の正規の値に収束するのに必要な時間の約0.1倍
から0.3倍程度の遅延時間を上記遅延時間設定手
段に与え、上記前値比較手段により補正判定信号
もしくは補正方向信号の論理値が記憶してあるそ
れらの論理値から初めて変化した時点以降は上記
補正判定信号及び上記補正方向信号がそれらの正
規の値に収束するのに必要な時間と同等以上の遅
延時間を上記遅延時間設定手段に与えて上記電圧
制御型局部発振器の制御電圧を微調するよう構成
したことを特徴とするAFC回路。