JP2772039B2 - Ｆｍ受信機の自動周波数制御装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） この発明は、復調信号を帰還して局部発振出力の周波
数を安定化する、FM受信機における自動周波数制御装置
に関する。

（従来の技術） 近年、電子同調チューナの局部発振出力をPLL（位相
ロックループ）で制御する選局システムが普及し、これ
に、マイクロコンピュータ（以下マイコンと言う）を導
入して、リモートコントロール選局、受信チャンネル表
示機能との連携等、より選局機能の充実を図る傾向にあ
る。また、衛星放送が開始され、FM信号である衛星から
の放送信号を復調する場合にも、局部発振出力の発生制
御をPLL形態に構成した局部発振回路で行い、このPLL形
態の局部発振回路をマイコンにて制御するFM受信機が提
供されている。

第 図は上記のような衛星放送信号を受信するSHF受
信機を例にした従来のFM受信装置の構成を示す。

第10図において、端子51はパラボラアンテナに付設さ
れた屋外コンバータからのFM第1IF信号（1GH_Z）を受け
る入力端子である。この端子51からの第1IF信号は、周
波数変換回路52に入力される。この回路52ではPLL回路5
3による制御下で発生する局部発振出力fvcoによって周
波数変換が行なわれ、その結果周波数偏差が第1IF信号
との比に比例して小さくされたFM第2IF信号となってFM
復調回路54に供給される。FM復調回路54は、復調出力を
出力端子58に導出する。この出力端子58は、テレビジョ
ン受像機等のビデオ入力端子、或はオーディオ入力端子
に接続されるようになっている。尚、局部発振出力fvco
は、第1IF信号の周波数偏差と第2IF信号の周波数偏差の
差分に応じて周波数を変移している。

また、FM復調回路54の復調出力はローパスフィルター
55に供給され、ローパスフィルター55は、入力する復調
出力より交流成分を除去する。これによって、ローパス
フィルター55は、第2IF信号の中心周波数ずれに応じた
復調誤差情報を電圧のかたちで導出する。

上記復調誤差電圧は、電圧範囲判定回路56に供給され
る。この電圧範囲判定回路56は別に端子59から所定レベ
ルの基準電圧Vrefを印加されており、この基準電圧Vref
を分圧して得た所定の電圧範囲を設定されている。前記
復調誤差電圧はここでその範囲内か、その上限以上か、
その下限以下かが判定される。ここに、所定電圧範囲と
は、第2IF信号の中心周波数に対応した電圧V0（以下中
心電圧と呼ぶ）より正及び負にあるレベル偏移した電圧
範囲をいう。

上記判定回路56は、復調誤差電圧が所定電圧範囲内に
入っている場合と、同電圧範囲の上下の外側である２つ
の場合の、合計３つの状態を表現する判定結果情報D_AFT
をマイコン57に供給する。マイコン57は、希望チャンネ
ルの選局データを、前記判定結果情報D_AFTに基づくAFT
（Automatic Fine Tuningの略）データ（図示略）で補
正してPLL形態の局部発振回路53に供給する局部発振回
路53を構成するPLLは、分周回路60,基準信号発生回路6
1,位相比較回路62,ループフィルタ63及びVCO64のループ
から成っている。このループ構成により、VCO64の出力f
vcoは、第1IF信号の瞬時周波数と所定の周波数差で正確
に追従することができる。尚、分周回路60は選局データ
によって分周比が制御されている。

上記構成の選局装置において、判定回路56から得られ
る判定結果情報D_AFTは、復調誤差電圧即ち、第1IF周波
数とfvcoの差である第2IF信号の中心周波数からのずれ
に応じた３状態を示す情報であって、中心周波数からの
ずれが所定範囲内であるときには（1,1）、それより高
い方に外れたときは、（1,0）低い方に外れたときは
（0,1）なる情報を示す。第2IF信号が中心周波数のとき
に、ローパスフィルター55の出力する復調誤差電圧をV0
とすると、前記（1,1）の判定結果情報D_AFTは、復調誤
差電圧がV0を中心とする所定範囲内にあるときで、局部
発振回路53のAFT制御が行われない不感帯と称してい
る。

尚、AFTデータは独立に分周回路60の分周比を制御す
る方式と、選局データに重畳する方式があるが、ここで
は後者によって説明する。

第11図は上記電圧範囲判定回路の従来の具体回路を示
す。

第11図において、第10図と対応する部分には同一の符
号を付して説明する。端子59は、基準電圧Vrefが印加さ
れている。端子59と基準電位点間には、端子59から順に
３つの抵抗R1,R2,R3による直列接続が設けられている。
そして、抵抗R1,R2の接続点ので電圧は、演算増幅器OP1
の反転入力端子に供給され、抵抗R2,R3の接続点の電圧
は、演算増幅器OP2の反転入力端子に供給されている。
また、端子73はローパスフィルター55からの復調誤差電
圧が印加されており、この端子73からの復調誤差電圧
は、各演算増幅器OP1,OP2の非反転入力端子に供給され
ている。各演算増幅器OP1,OP2の出力に現れる電圧は、
それぞれ判定結果情報D_AFTの出力端である端子71,72に
導出している。

このような判定回路は、抵抗R1,R2の接続点に、V0を
中心とする電圧範囲の一方の闘値であるV0＋V1を設定
し、抵抗R2,R3の接続点に他方の閾値V0−V1を設定す
る。従って、第2IF信号が中心周波数近傍の不感帯域内
の場合は、各演算増幅器OP1,OP2における非反転入力端
子の電位がそれぞれ反転入力端子より高くなって、端子
71,72にそれぞれ論理“1"の信号を導出する。また、第2
IF周波数が不感帯域より高い場合は、演算増幅器OP1の
非反転入力端子の電位が反転入力端子より高くなって、
論理“0"の信号を端子71に導出し、演算増幅器OP2は反
転入力端子の電位が非反転入力端子より高くなって、端
子72に論理“1"の信号を導出する。更に、第2IF周波数
が中心周波数範囲より低い場合は、演算増幅器OP1の反
転入力端子の電位が非反転入力端子より高くなって、端
子71に論理“1"の信号を導出し、演算増幅器OP2は非反
転入力端子の電位が反転入力端子より高くなって、端子
72に論理“0"の信号を導出する。

しかしながら、第11図のような判定回路は、不感帯の
電圧範囲が、基準電圧Vrefという直流電圧に基づいて設
定されるため、FM復調回路54における復調感度のばらつ
きによって、抵抗R1〜R3による固定の不感帯幅に対し変
動してしまう。また、FM復調回路54の特性が温度ドリフ
トを持つために、復調誤差電圧が温度依存性を有する。
この温度依存性のために不感帯の電圧範囲を外れると、
AFTの誤動作を生じ、第2IF信号の中心周波数が不必要な
オフセットを持つことになる。

また、判定回路における抵抗と演算増幅器の数を増加
して判定範囲区分をより細分し、周波数ずれ状態をより
細かく判断することが考えられる。この場合、判定結果
情報のビット数が増加し、第2IF信号について中心周波
数からの離調度を細かく区分し、この区分に応じて分周
比の制御を細分化することで、より適正な制御が可能で
ある。しかし、精度が回路規模に比例するだけで、かえ
って不経済である。また、このようにしても復調感度の
ばらつきと、温度ドリフトの影響を除去することはでき
ない。

一般にFM復調回路の出力電圧に含まれる直流成分は温
度依存性を持つ。この直流成分が持つ温度依存性除する
ことは、非常に難かしい。従来方式には前記Vrefにも温
度依存性を持たせて、互いに相殺するように逆補正をか
けるものがある。このような温度補正をおこなう場合
は、すべての温度依存性回路が等しい温度勾配で温度変
化しなければならない。すなわち、前記FM復調回路と基
準電圧源が、常に同温度かあるいは一定の温度差を保つ
ことが条件になる。しかし、実際の受信機内では全ての
回路が等しい温度にはなりにくい。特にAFT回路のよう
に多くの回路ブロックを必要とするシステムではそれら
も一箇所に集中して配置することもできないので、その
影響は大きい。なお、過渡的な温度変化では等しい温度
変化に抑えることは更に困難である。

上記の過渡的な温度変化は、特に受信機の電源投入直
後に発生し、通電開始後、受信機内の各回路の温度が上
昇している間はAFTの誤動作がどうしても発生してしま
う。この電源投入時の過渡現象は受信機内の温度が安定
化するまて続くものだが、その温度が飽和するまでの変
化量は、個々の受信機が配置される外部環境に大きく左
右されるので、あらかじめ予想することもできない。

また、FM復調回路の出力電圧に温度依存性がなくと
も、電源投入後の過渡変化時には少なからず変動を持
ち、AFTの誤動作につながりやすい。

なお、衛星放送信号を受信するSHF受信機では、選局
機能をより充実させ、またより適正なAFT制御を行なわ
せるために、より高度な制御が要求されている。

（発明が解決しようとする課題） 局部発振出力をPLL形態の局部発振回路で発生して周
波数変換を行う従来のFM受信装置は、局部発振出力を制
御するAFTデータを発生するための周波数ずれ状態を示
す判定結果情報D_AFTを、直流の基準電圧Vrefに基づいて
設定された判定用電圧範囲に関してFM復調回路に入るIF
信号の中心周波数からの誤差を示す復調誤差電圧AFT制
御の不感帯を定めている。このため、復調感度のばらつ
きによって不感帯幅が変わったり、復調出力電圧が温度
依存性を持つために、復調誤差電圧が不感帯幅を外れた
場合の判断が正確でない。

また、AFT制御の過渡時にオーバーランし、AFTの誤動
作を招くという問題があった。

また、復調出力電圧や基準電圧に温度依存性があると
受信装置の各回路ブロックの温度が一様に変化するよう
な、いわゆる温度ドリフト時にはAFTが誤動作すること
なく追随できても、電源投入直後の過渡変動時に起こる
不均一な温度上昇には追随できず、AFTの制御が不正確
になる。復調出力電圧と基準電圧に温度依存性がなくて
も、電源投入時に過渡的な温度依存性が生じれば同様な
事態になってしまう。

更にまた、選局機能をより充実させまたより適正なAF
T制御を行なわせることが、できないという問題があっ
た。

この発明は上記問題点を除去し、復調感度のばらつ
き、復調出力電圧の温度依存性等によってAFT動作が誤
動作することのないようにしたFM受信機の自動周波数制
御装置の提供を目的とする。

更に本発明は、装置の電源投入直後に発生する過渡的
な復調出力電圧や基準電圧の変動に起因するAFTの誤動
作を低減するようにしたFM受信機の自動周波数制御装置
の提供を目的とする。

更に本発明は、より適正なAFT制御を行なうFM受信機
の自動周波数制御装置を提供することを目的とする。

［発明の構成］ （課題を解決するための手段） この発明は、入力FM信号をPLL形態の局部発振回路か
らの発振出力にて周波数変換する周波数変換回路と、周
波数変換されたIF信号をFM復調する復調回路と、この復
調回路の出力より交流成分を除去するローパスフィルタ
ーと、このフィルターからの出力信号をデジタル化する
第１のA/Dコンバータと、前記IF信号の中心周波数に対
応する中心電圧が設定された基準電圧発生手段と、この
基準電圧発生手段の出力をデジタル化する第２のA/Dコ
ンバータと、前記選局データを所定ステップずらして得
られる前記第１のA/Dコンバータからの出力と、前記第
２のA/Dコンバータからの出力とのそれぞれの差に基づ
いて復調感度を求める復調感度演算手段と、前記復調感
度に応じて前記局部発振回路の発振出力を制御する選局
データのAFT制御分に関するデータ変化量を可変するAFT
データ変化量可変手段とを具備して構成されている。

この発明の別の態様は、入力FM信号をPLL形態の局部
発振回路からの発振出力にて周波数変換する周波数変換
回路と、周波数変換されたIF信号をFM復調する復調回路
と、この復調回路の出力より交流成分を除去するローパ
スフィルターと、このフィルターからの出力信号をデジ
タル化する第１のA/Dコンバータと、前記IF信号の中心
周波数に対応する中心電圧が設定された基準電圧発生手
段と、この基準電圧発生手段の出力を符号化する第２の
A/Dコンバータと、前記選局データを所定ステップずら
して得られる前記第１のA/Dコンバータからの出力と、
前記第２のA/Dコンバータからの出力との差に基づいて
復調感度を求める復調感度演算手段と、前記第２のA/D
コンバータの出力の時間的変動を記憶する手段と、前記
時間的変動の記憶を開始する初期設定手段とを具備して
構成されている。

この発明の更に別の態様は、入力FM信号をPLL回路か
らの発振出力にて周波数変換する周波数変換回路と、周
波数変換されたIF信号をFM復調する復調回路とこの復調
回路の出力より交流成分を除去するローパスフィルター
と、このフィルターからの出力信号を符号化する第１の
A/Dコンバータと、前記IF信号の中心周波数に対応する
中心電圧が設定された電圧発生手段と、この電圧発生手
段の出力を符号化する第２のA/Dコンバータと、前記選
局データを所定ステップずらして得られる前記第１のA/
Dコンバータからの出力と、前記第２のA/Dコンバータか
らの出力とのそれぞれの差に基づいて復調感度を求める
復調感度演算手段と、 前記復調感度に応じて、前記第1,第２のA/Dコンバー
タからの出力の積分量を増減すること等により、前記PL
L回路の発振出力を制御する選局データのAFT制御分に関
するデータ変化速度を可変するAFTデータ変化速度可変
手段と、AFT制御により、第2IF信号の周波数をAFT制御
の目的周波数（通常は第2IF信号の中心周波数）へ引込
むまでのAFT制御分を記憶しておき、次回選局時に前記A
FT制御分をあらかじめ補正して選局を行なう選局周波数
補正手段と、前記復調感度に応じて、AFTの引き込み周
波数を前記IF信号の中心周波数から、あらかじめ設定さ
れた周波数分だけオフセットさせる、引き込み周波数の
オフセット手段と、前記オフセット量を設定するための
オフセット量設定手段とを具備して構成されている。

（作用） 上記第１の態様によれば、固定周波数ステップに応じ
た電圧変化量から復調感度を求めている。更に、この復
調感度に基づいて、AFT制御における適正な不感帯と、
中心周波数からの離調度を求めることができる。そし
て、離調度が大きいときは、AFTによって中心周波数に
引き込む周波数ステップ幅を大きくし、離調度が小さい
場合は、前記ステップ幅を小さくするAFT変化量の制御
を行う。このようなAFT動作は、離調度の区分，不感帯
の設定等のパラメータがすべて復調感度に比例し、復調
感度のばらつきに応じたAFTが可能である。

また、復調出力の有する温度係数，電源電圧依存性
を、中心電圧を決める直流電圧に加えているので、これ
らを相対的にキャンセルすることができる。

上記第２の態様によれば、更に受信機の交流電流通電
開始から最初の電源投入時に連動する前記初期設定後
に、復調出力電圧と前記IF信号の中心周波数に対応する
中心電圧をそれぞれ第1,第２のA/Dコンバータでデジタ
ル化して、前記第２のA/Dコンバータの出力が所定期間
で変化しなくなるまで記憶し続ける。こうして前記初期
設定時から、前記第２のA/Dコンバータのデジタル出力
が安定するまでの期間を過渡期間として、この期間に前
記第１と第２のA/Dコンバータの出力の差をもとにおこ
なったAFT制御データを記憶しておき、次回の電源投入
時から前記過渡期間中のAFT制御データを逆補正するこ
とで、次回から電源投入時の過渡的なAFT誤動作を妨ぐ
ことができる。

上記第３の態様によれば、更に前記復調感度を基にし
て、中心周波数からの離調度を知ることができるので、
あらかじめ設定された周波数だけ中心周波数からずらし
た周波数へ、AFTによって引き込ませることが可能とな
る。これによって、チャンネル毎の選局特性のばらつき
を調整したり、Ｃバンド電話回線周波数（例えば4GH_Z）
によるTI妨害（Terretorial Interference）やマイクロ
回線周波数による妨害を避けるために中心周波数から適
度に離れた周波数へAFTによって引き込ませることがで
きる。

弱電界時に混入するインパルスノイズ等によるAFTの
誤動作をさけるため、所定期間毎に帰還情報の積分値を
平均化して安定化することができる。一方選局時には第
2IF信号の周波数と同センター周波数とのずれが大きい
場合がありAFTによってすばやくセンター周波数へ引込
む。

（実施例） 以下、この発明を衛星放送信号を受信するSHF帯のFM
受信機に適用した実施例によって説明する。

第１図はこの発明に係るFM受信装置の一実施例を示す
構成図である。

第１図において、端子11は屋外コンバータからのFM第
1IF信号を受ける入力端子である。この入力端子11から
の第1IF信号は、周波数変換回路12に入り、PLL形態の局
部発振回路13より発生する局部発振出力fvcoによって周
波数変換されFM第2IF信号となる。この第2IF信号は、FM
復調回路14に供給され、FM復調されて端子15に導出され
る。

FM復調回路14は、上記FM復調出力と同等の復調出力を
ローパスフィルター16にも供給している。そして、ロー
パスフィルター16の出力端に現れる復調誤差電圧は、レ
ベルシフト／バッファアンプ17及びA/Dコンバータ回路1
8を介してマイコン19に入力される。また、端子20は第2
IF信号の中心周波数に対応する電圧V0が設定された基準
電圧入力端子である。この端子20からの基準電圧V0は、
前記復調誤差電圧の経路と同様に、レベルシフト／バッ
ファアンンプ21及びA/Dコンバータ回路22を介してマイ
コン19に入力され尚、上記レベルシフト／バッファアン
ンプ17,21は、ローパスフィルター16からの復調誤差電
圧が周波数ずれゼロ状態での出力のときに、端子20から
の基準電圧と一致させるための回路である。

しかして、マイコン19は、上記各A/Dコンバータ回路1
8,22からのデジタル信号DV_AFT及びDV0に基づいて、復調
感度の演算と、この演算結果に基づく選局データ発生に
よる局部発振出力の制御を行う。選局データは、局部発
振回路13を構成するPLLの分周回路23の分周比を規制し
ている。

更に、このマイコン19は電源投入後の所定期間、初期
設定データを出力する初期設定回路24からのデータに基
づいて、過渡期間の判断及びその期間のディジタル信号
DV_AFT及びDV0の記憶、演算を行なう。次の電源投入時に
は、前もって記憶したDV AFT及びDV0から求められるAFT
の誤動差分をキャンセルする様に上記選局データの補正
を行う。選局データは、局部発振回路13内の分周回路23
の分周比を規制する。なお、マイコン19は常時バックア
ップ電源によって付勢され、上記回路全体の電源投入動
作等の判定に対応する。また31は不揮発生メモリーであ
りマイコン19は不揮発性メモリーの特性アドレスを指定
して必要なデータを記憶したり、読み出したりすること
ができる。また32はキースイッチ群であり、このキース
イッチ群の中には選局用のキースイッチが含まれてお
り、ユーザーは特定のキースイッチを操作することによ
りマイコン19に選局の意志を伝え、任意のチャンネルを
選局することができる。また33〜35はAFTの引き込み周
波数のオフセット量を設定するためのキースイッチであ
る。

第２図は第１図におけるマイコン19が行うAFTプログ
ラムの概要を示している。

ステップS41は、電源投入等の初期設定処理であり、
ステップS42でチャンネル選局動作を認識すると、“ye
s"側分峻に移りステップS43を実行する。ステップS43は
復調感度を算出する処理であり、復調感度は、後述する
ように、ローパスフィルター16からの復調誤差電圧に基
づくデジタルデータと、端子20に設定された中心電圧V0
に基づくデジタルデータとの２情報によって算出する。

ステップS43で得られた復調感度は、ステップS44を介
してAFT変化量可変処理（ステップS45）に利用される。
このステップS45は、ステップS43で算出した復調感度に
適合する不感帯幅の設定や、離調度を算出し、求めた離
調度に応じて、例えば選局データに重畳するAFTデータ
のステップ幅を設定するものである。また、別チャンネ
ルへの選局動作が行われなかった場合は、“no"側分岐
に移り、ステップS45にジャンプしてすぐにAFT変化量の
制御を行う。ステップS45は、チャンネル選局動作の有
無にかかわらず繰り返され、現在チャンネルにおける第
2IF信号を中心周波数へと引込む。

尚、ステップS44の処理は後述する。

第３図は上記復調感度の演算プログラムを示すフロー
チャートである。

復調感度は、選局データを所定ステップ幅だけシフト
し、その２つの選局データによる復調誤差電圧間の傾き
を、ステップ幅に対応した周波数変化量で割ることによ
って算出することができる。

即ち、ステップS1で所定チャンネルの選局を行い、そ
の時の復調誤差電圧V_AFT1を、ステップS3によって読み
込む。このとき、ステップS2により、AFT制御をOFFモー
ドにしておく。AFT制御のOFFモードは、例えば、選局デ
ータにAFTデータを重畳しないようにすればよい。

最初の選局チャンネルに基づく復調誤差電圧V_AFT1が
求められたら、次に、選局データを最少分周ステップ数
Ｎ（Ｎは整数）だけシフトする（ステップS4）。今、１
ステップがｋ（正の実数）分周比の変化に対応するおの
と仮定すると、Ｎ分周ステップ移動後の選局データによ
る局部発振出力fvcoは、ｋ・Ｎ［Hz］だけ大きくなるか
又は小さくなる。そして、続くステップS5によって、Ｎ
分周ステップシフト後の復調誤差電圧V_AFT2を読込む。
ステップS6は、ステップS3,S5で得られた復調誤差電圧V
_AFT1'V_AFT2より復調感度V_DLTを算出する処理である。

このステップS6の演算は、 で表わされる。

次に、上記の演算によって求めた復調感度より不感帯
幅を定め、離調度を算出して局部発振出力のAFT制御を
行う処理を第４図によって説明する。

この第４図のフローチャートは、第３図の演算によっ
て求めた復調感度に応じて、選局データのAFT制御分に
関する変化量を２段階のスピードモードに分けて可変す
る制御を行っている。この場合、１ステップ分の周波数
変化幅が大きい制御を行う場合を高速モード、周波数変
化幅が小さい制御を行う場合を通常モードと定義してい
る。

ステップS11は、復調感度を演算し終えた時点のモー
ドが高速モードか通常モードかを判断している。ここで
は、第２図におけるステップS44で、高速モードに設定
しているため、ステップS11の判定は“yes"となり、ス
テップS12が実行される。

ステップS12は現チャンネルの第2IF信号より取得され
るV_AFTとV0を読込む処理である。この後、ステップS13
を行う。ステップS13は、復調感度V_DLTと、V_AFT及びV0
との間に、以下の式が成立するか否かを判定する。

|V_AFT−V0 |＞ａ・V_DLT … これは現チャンネル選局時の離調度を判定している。上
式において、ａは復調感度補正する係数であり、ある
値に定められている。つまり、ステップS13は復調感度
に係数ａを掛ける。ａが１より大きな値とすれば、復調
感度を拡大して復調誤差電圧と比較している。これは、
不感帯幅の電圧範囲を見掛上拡大していることになる。

ステップS13で係数ａによって定めた復調感度より、
復調誤差電圧が大きい場合（式が成立し判定が“ye
s"）は、離調度が大きいことを示す。離調度が大きい場
合は、ステップS16に移る。ステップS16は、現チャンネ
ルのV_AFTが、不感帯の電圧範囲より高いか否かを判断し
ている。ステップS16でV_AFTが、不感帯の電圧範囲より
高く判定が“yes"の場合はステップS18に移り、選局デ
ータをＱ単位分ステップアップする。また、V AFTが不
感帯の電圧範囲より低い場合は判定が“no"となりステ
ップS17に移って選局データをＱ単位分ステップダウン
する。そして、これによる選局データで局部発振回路13
内の分周回路23の分周比を設定する（ステップS19）。

次に、離調度が小さい場合を説明する。

ステップS13で離調度が小さいと判定された場合（判
定が“no"）は、ステップS15によって通常モードが設定
され、ステップ11の処理に戻る。ステップS11の判定で
“no"側分岐に移り、ステップS12′→13′を実行する。
S12′→S13′の処理は、高速モード時における離調度の
判断ステップS12→S13と対応している。

さて、ステップS13で“no"の判定の場合は、ステップ
13′でも“no"の判定となるので、離調度が小さいと判
断される。この“no"側の分岐に続く、ステップs14′
は、 |V_AFT−V0 |＞ｂ・V_DLT … が成立するか否かを判定している。ここで、係数ｂは、
ｂ＜１なる関数がある。これは、式の場合と比較する
と、復調感度を縮小して現チャンネルの復調誤差電圧V
_AFTと比較している、これは、不感帯幅を、離調度に合
わせて見掛上縮小していることになる。不感帯は固定で
あるので、係数a,bは、不感帯を見掛け上拡張あるいは
縮小するためのものである。

式が成立すると（判定が“yes"）すると、ステップ
S16′に移る。ステップS16′は、高速モード時のステッ
プS16と対応する。ここで判定が“yes"の場合は、ステ
ップS18′に移り選局データをＰ単位分ステップアップ
し、判定が“no"の場合はステップs17′に移り、Ｐ単位
分ステップダウンする。ここになる関係がある。つま
り、高速モードの場合と異なり、選局データをＱより小
さいＰ単位分ステップだけシフトするわけである。こう
して、設定された選局データは、ステップS19′によっ
て分周回路23の分周比を制御する。ステップS13′で判
定が“yes"の場合はステップS15′で高速モードが設定
され、ステップS16に移る。以後前述したステップS16→
S18（又はS17）→S19の処理が行なわれる。

このように、本実施例は、AFTの制御周波数幅を離調
度に応じて２段階のスピードモードに分けて設定する。
このときのすべての基準は、復調感度V_DLTによって決ま
り、 離調度のしきい値ａ＞不感帯のしきい値ｂ … 及び 通常モードの移動ステップ数ｐ＞ 高速モードの移動ステップ数ｑ … の条件を用いて、すべてのパラメータを、V_DLTに比例し
た正確な数値に設定している。こうして、復調感度のば
らつきに応じた誤動作の少ないAFTが可能となる。

また、上記実施例において、端子20に設定する中心電
圧V0に温度依存性を持たせることによって、復調出力の
温度ドリフトを相殺し、高精度の温度補償が可能とな
る。

第５図は第１図におけるマイコン19が行う過渡モード
プログラムの概要を示している。ステップS30は、最初
の電源投入に伴なう交流電流の通電開始を判断し、ステ
ップS31は交流通電開始頭初にデータの消去、過渡モー
ド設定等のいわゆる初期設定を行う。ステップS32はチ
ャンネル選局動作の有無を判定し、“yes"であればステ
ップS33でV AFT,V0が既に記憶中されているかどうか判
断し、“yes"ならステップS34でそれら記憶データを消
去する。さらに“yes"“no"いずれの場合もステップS35
で過渡モードを終了し、AFT制御モードに移る。

一方ステップS32で“no"となれば、ステップS36でV A
FT,V0のデータの有効性を判断する。ここでデータが無
効であればステップS39で過渡モードか否かを確認す
る。

“yes"ならステップS40でV AFT,V0の記憶処理を行
い、“no"ならステップS41で選局データを発生し通常の
AFT制御を行う。ステップS36でV AFT,V0のデータが有効
“yes"ならばステップS37で過渡モードか否かを確認す
る。“yes"ならステップS38V AFTの補正を行ない、“n
o"ならばスキップしてステップS41の選局データを発生
する。すなわち、はじめて電源が投入された時はV AFT,
V0のデータは無効であり、且つ先ず過渡モードが設定さ
れる。ステップS36で“no"、ステップS39で“yes"の判
断を径てステップS40にてV AFT,V0の記憶処理を行う。
ステップS40の処理については後述するが記憶処理後は
過渡モードを終了しておき、以下ステップ36で“yes"ス
テップS37で“no"と判断されて、ステップS41の通常選
局動作を行う。２度目以降の電源投入ではステップS31
の既に設定されたV AFT,V0のデータはそのままとし、過
渡モードの実行に移る。するとステップS36,で“yes",
ステップS37で“yes"となりステップS38で、第１回目に
記憶したV AFT,の変動を補正する処理を行い、またV0の
データの変動期間に相当する過渡モードの確認を行った
のちにステップS41で選局データを発生させる。

上記の記憶中にチャンネル選局されればステップS34
で記憶データを無効にして次の電源投入時に記憶される
ことになり、V AFTを補正中にチャンネル選局されれ
ば、過渡モードを解除して通常のAFT動作をさせる。

ここでステップS41aはV AFTとV0を比較し、両者が等
しくなる様に選局データを発生する基本的なAFT動作も
含んでいる。

第６図（ａ），（ｂ）はそれぞれ第５図のステップ40
にあたるV AFT,V0の記憶フローチャートの例である。

データの記憶は、マイコン19が個々のデータを読み込
み、その時の値が変化している最中であるか、安定して
いるかを判断して、変動している間のみ行い、それによ
って過渡モードか否かの判定も制御させる。

即ち、第６図（ａ）ではステップS61aでデータの記憶
を行い、ステップS2でV0について一つ前に記憶したデー
タとの比較を行う。ステップS62aで“no"と判断されれ
ば、次のデータを記憶するべくステップS65aでカウント
アップし、“yes"と判断されれば、ステップS63aで過渡
モードを解除しさらにその時のデータ数ｎをもって過渡
モード期間の終了を定めるべくステップS64aで最大値ｍ
を作成する。第６図（ｂ）も第６図（ａ）とほぼ同じ処
理を行うが、ステップS62bでの判断に復調誤差電圧のデ
ータDV AFTと中心電圧データDV0の両方を用いている、
他の処理例である。

次に第７図（ａ），（ｂ）はそれぞれ、第５図のステ
ップS38にあたるV AFTの補正処理フローチャートの例で
ある。

補正データの作成は、データの記憶中には行なわれ
ず、第６図で説明した処理によってすべてのデータが有
効であって過渡期間を説明された状態でのみ行なわれ
る。

第７図（ａ）では、ステップS71a補正データの作成を
行なう。電源の投入からマイコン19がAFTの制御を一回
行うごとにｋなるカウンタ係数を行ない、そのｎに相当
するデータDV AFT（ｎ）,DV0（ｎ）を用いることで、記
憶時と補正時の電源投入後の時刻を一致させて補正す
る。ここでは、同時刻にあたるDV AFT（ｎ）とDV0
（ｎ）の差をとり、一次係数ａによる傾きを与えて、現
データV AFTに加えて補正データV AFT′とする例を示し
た。

このステップS71aの演算は、 V AFT（ｎ）＝V AFT（ｎ）÷ ａ（DV AFT（ｎ）−DV0（ｎ）） で表わされる。

第７図（ｂ）は第７図（ａ）とほぼ同じ処理である
が、ステップS71bでの演算を単純に電源投入後に安定し
た時のDV AFT（ｍ）DV0（ｍ）に置換する例である。即
ち第７図（ｂ）は電源投入後の不安定時には、常にDV A
FT（ｍ）,DV0（ｍ）固定値となるのでAFT制御を行なわ
ないということと同じである。しかし、一般のFMラジオ
放送システムのように第一の周波数変換を行う屋外ユニ
ットをもたないので、受信周波数はそのまま送信周波数
と等しい。従ってこの様な単純な処理でもその効果が期
待できる訳である。

このステップS71bの演算は で表わされる。

V AFTの補正処理は、同時刻のDV AFT（ｎ）,DV0
（ｎ）を用いれば上記以外にも個々の受信機に最適な演
算処理を行なえる。

第８図は第１図におけるマイコン19の行なう周波数オ
フセット動作を含む処理プログラムの概要を示してい
る。

ステップS81は、電源投入時の初期設定処理であり、
ステップS82は、キースイッチ回路32及びスイッチ33〜3
5の状態を検出しチャタリングの除去、キーの多重押し
のチェック等を行ないステップS83以下の処理ステップ
へキー入力の状態の変化を知らせる。

ステップS83は、ユーザーによる選局キーの入力に従
い指定されたチャンネルを選局する。この処理の詳細は
第３図により後述する。

ステップS84はAFTの引込み周波数の中心周波数からの
オフセット量を可変する処理であり、この処理の詳細は
第４図により左に詳述している。ステップS85は選局デ
ータに重畳すべきAFT制御分データDpを算出する。この
処理の詳細は第４図とほぼ同等である。ステップS86は
復調感度の算出を行なう。この処理は第３図とほぼ同等
である。

第９図は引込み周波数を任意にオフセットする処理
（第８図,S84）の詳細を示す。

ステップS91はAFT動作スピーの高低を判定しており低
速モードであれば以下の処理を行なう。低速モードとは
後述するように、AFTによる引込み動作がほぼ終了に近
い状態である。AFTの引き込み動作中にオフセットデー
タの変更を禁止しているのは、AFTの引き込み速度と引
き込むべき目的の周波数の変更の速度等の関係でAFTの
誤動作が生じ誤ったオフセット値を記憶してしまう可能
性を回避するためである。これらを充分管理できれば、
禁止する必要はない。ステップS92〜S94は、それぞれキ
ースイッチ33〜35の入力状態の判定を行ない、それぞれ
のキー入力に対応した処理を行なわせる分岐となってい
る。すなわちオフセットアップキー33が操作された場
合、ステップS97で中心周波数からのオフセット値Doff
を１ステップアップする。この新しいオフセット値はDo
ffは選局データのオフセット分として記憶しておく。こ
こでいう１ステップとは選局データの１ステップであ
る。逆にオフセットダウンキー34が操作された場合ステ
ップS98でオフセット値Doffを１ステップダウンする。
ステップS95,S96は、オフセットの大きさの上限Doff（m
ax）と下限Doff（min）を決めており、その結果、Doff
はDoff（min）からDoff（max）まで可変できる。ここで
オフセット値Doffはセンター周波数に対応する値をゼロ
として正及び負の値をとるものとしている。よってDoff
（min）は負、Doff（max）は正の値とする。またオフセ
ットリセットキー35が入力されれば、ステップS99でDof
f＝０とし、オフセットのない通常のAFT動作へリセット
する。この処理は、本実施例では、既に設定されている
オフセット量を解除してオフセットのない通常のセンタ
ー周波数へ戻したり、先に設定されたオフセット量が不
明な場合に、一旦リセットして新たなオフセットに備え
るために使用される。従って設定されたオフセット値の
表示手段があれば、ステップアップキー33とステップダ
ウンキー34のみで任意のオフセット値を設定することが
できる。

更に、他の実施例として、離調度のしきい値を２個以
上設けることで、それぞれのしきい値間に、それぞれの
変化ステップ幅を設定することができ、より高次のAFT
制御が可能となる。

［発明の効果］ 以上説明したようにこの発明の第１の態様によれば、
回路規模を増加すること無く、復調感度のばらつき、或
は復調回路の温度依存性にかかわらず、更に高精度のAF
T制御が可能となる。

この発明の第２の態様によれば、個々の受信機がまず
電源の投入から安定するまでの過渡期間を学習し、次回
の動作時には再度の電源投入時に発生するAFT動作の過
渡変動をなくして安定なAFT制御が可能になる。

この発明の第３の態様によれば、回路規模を増加する
ことなく、AFTによる引込み周波数をオフセットさせる
ことが可能となる。そのためチャネル毎に異る選局特性
の違いや、妨害波に対して適切な周波数へ微調すること
ができる。また離調度に応じて積分量を加減することに
より引込みスピードを離調度に応じて設定することがで
き、AFTによる制御分をあらかじめキャンセルして選局
することにより選局時の引き込み等をスムーズに行なわ
せることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明に係るFM受信機の自動周波数制御装置
を示す構成図、第２図はこの発明の動作概要を示すフロ
ーチャート、第３図はこの発明による復調感度の演算処
理を示すフローチャート、第４図はこの発明によるAFT
制御動作を示すフローチャート、第５図はこの発明によ
る過渡モード動作を示すフローチャート、第６図はこの
発明によるAFTデータの記憶を示すフローチャート、第
７図はこの発明によるAFTデータの補正を示すフローチ
ャート、第８図は周波数オフセット動作を含む処理プロ
グラムの概要を示すフローチャート、第９図は引込み周
波数のオフセット処理を示すフローチャート、第10図は
従来の自動周波数制御装置を示す構成図、第11図は従来
の電圧範囲判定回路を示す回路図である。 11……入力端子、12……周波数変換回路、13……局部発
振回路、14……FM復調回路、15……出力端子、16……ロ
ーパスフィルター、17,21……レベルシフト／バッファ
アンプ、18,22……A/Dコンバータ集積回路、19……マイ
クロコンピュータ、20……基準電圧入力端子、23……分
周回路、24……初期設定回路、31……不揮発性メモリ
ー、32……キースイッチ回路、33……オフセットアップ
キー、34……オフセットダウンキー、35……オフセット
リセットキー。

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】所定チャンネルを受信する選局データを発
   生する選局データ発生手段と、前記選局データに基づい
   て周波数が制御された発振出力を発生するPLL回路と、
   入力FM信号を前記PLL回路からの発振出力によってIF信
   号に変換する周波数変換回路と、 前記IF信号をFM復調する復調回路と、 この復調回路の出力より交流成分を除去するローパスフ
   ィルターと、 このローパスフィルターから出力する信号を符号化する
   第１のA/Dコンバータと、 前記IF信号の中心周波数に対応した中心電圧が設定され
   る電圧発生手段と、 この電圧発生手段の出力を符号化する第２のA/Dコンバ
   ータと、 それぞれ選局時に得られる前記第１のADコンバータから
   の出力及び前記第２のADコンバータからの出力の差から
   得られる第１の値、それぞれ前記選局データを所定分周
   ステップずらして得られる前記第１のADコンバータから
   の出力及び前記第２のADコンバータからの出力の差から
   得られる第２の値の違いに基づいて復調感度を求める復
   調感度演算手段と、 前記復調感度に応じて前記選局データ発生手段から発生
   する選局データのAFT制御分に関する変化量を可変するA
   FTデータ変化量可変手段とを具備したことを特徴とする
   FM受信機の自動周波数制御装置。
2. 【請求項２】所定チャンネルを受信する選局データを発
   生する選局データ発生手段と、前記選局データに基づい
   て周波数が制御された発振出力を発生するPLL回路と、
   入力FM信号を前記PLL回路からの発振出力によってIF信
   号に変換する周波数変換回路と、 前記IF信号をFM復調する復調回路と、 この復調回路の出力より交流成分を除去するローパスフ
   ィルターと、 このローパスフィルターから出力する信号を符号化する
   第１のA/Dコンバータと、 前記IF信号の中心周波数に対応した中心電圧が設定され
   る電圧発生手段と、 この電圧発生手段の出力を符号化する第２のA/Dコンバ
   ータと、 それぞれ選局時に得られる前記第１のADコンバータから
   の出力及び前記第２のADコンバータからの出力の差から
   得られる第１の値、それぞれ前記選局データを所定分周
   ステップずらして得られる前記第１のADコンバータから
   の出力及び前記第２のADコンバータからの出力の差から
   得られる第２の値の違いに基づいて復調感度を求める復
   調感度演算手段と、 前記復調感度に応じて前記選局データ発生手段から発生
   する選局データのAFT制御分に関する変化速度を可変す
   るAFTデータ変化速度可変手段と、 前記復調感度に応じてAFTの引き込み周波数を所定の周
   波数だけオフセットさせるオフセット値AFT手段と、 AFTによる引き込み分を記憶しておき次回の選局時に記
   憶してある値をはじめから補正して選局する補正手段を
   具備したことを特徴とする自動周波数制御装置。