JPH0328580Y2

JPH0328580Y2 -

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Publication number: JPH0328580Y2
Application number: JP1983034600U
Authority: JP
Priority date: 1983-03-10
Filing date: 1983-03-10
Publication date: 1991-06-19
Also published as: JPS59140514U

Description

【考案の詳細な説明】本考案は、増幅回路に関する。

遮断周波数が高く広帯域な増幅回路としてベー
ス接地増幅回路を第１図に示す。

第１図において、信号源Ｓ１より出力された信
号が直流カツト用コンデンサC₁及び入力抵抗R₁
を介してベース接地トランジスタQ₁のエミツタ
に供給されている。トランジスタQ₁のエミツタ
と電源−V_EE間には抵抗R₂が接続されている。ま
た、トランジスタQ₁のコレクタと電源＋V_CC間に
はコレクタ抵抗R₃が接続されている。コレクタ
低抗R₃の両端電圧による出力が出力端子OUTに
供給される。かかる構成において、抵抗R₂に印
加される電圧V₂は次式に示す如くなる。

V₂＝−V_BE−（−V_EE） ……(1) ここに、V_BEはトランジスタQ₁のベース・エミ
ツタ間電圧である。

従つて、抵抗R₂を流れる電流I₂は次式に示す如
くなる。

I₂＝（V_EE−V_BE）／R₂ ……(2) ここで、入力信号の瞬時レベルが△v_iだけ上昇
すると抵抗R₁を流れる電流の増加分△ｉは次式
に示す如くなる。

△ｉ＝△v_i／R₁ ……(3) △ｉは抵抗R₂に供給されるので抵抗R₂を流れ
る電流I₂は次式で表わされる。

I₂＝I_E＋△ｉ ……(4) ここに、I_EはトランジスタQ₁のエミツタ電流で
ある。

ところが、I₂は(2)式から明らかな如く一定とな
るのでI_Eが△ｉだけ減少することとなる。従つ
て、トランジスタQ₁の電流増幅率βが十分大き
ければトランジスタQ₁のエミツタ電流I_Eとコレク
タ電流I_Cとがほぼ等しくなるのでコレクタ電流I_C
も△ｉだけ減少することとなる。このため、出力
端子OUTの電位が上昇する。この出力端子OUT
の電位の上昇分△v_pは次式に示す如くなる。

△v_p＝△ｉ・R₃ ……(5) 式及び式より第１図の増幅回路の電圧増幅
率A_Vは次式に示す如くなる。

A_V＝△v_p／△v_i＝△ｉ・R₃／△ｉ・R₁ R₃／R₁ ……(6) 式より抵抗R₂は利得には関与せず動作点を
設定する定電流源として作用することが判る。

ところで、トランジスタQ₁の動作点における
エミツタ電流が少ないとトランジスタQ₁のエミ
ツタ抵抗が無視できなくなり、直線性が悪くな
る。また、△ｉがI_Eより大きくなるとトランジス
タQ₁がオフ状態となつて増幅作用がなくなるの
は明らかである。逆に、トランジスタQ₁の動作
点におけるエミツタ電流の電流値を大きくすると
出力電圧の零レベルの電位が低下してダイナミツ
クレンジが狭くなる。そこで抵抗R₃の抵抗値を
小さくすると利得が低下するという不都合が生じ
る。

そこで、本考案の目的は利得の低下やダイナミ
ツクレンジが狭くなることを防止しつつ直線性を
良好にすることができる広帯域増幅回路を提供す
ることである。

本考案による増幅回路は、ベースに所定電圧が
印加された第１トランジスタと、前記第１トラン
ジスタのエミツタ電位を入力信号に応じて変化さ
せる信号入力手段と、前記第１トランジスタのコ
レクタにコレクタ電流を供給する電流供給手段と
からなり、前記コレクタ電流の変化に応じた出力
信号を導出するようにした増幅回路において、前
記電流供給手段は前記第１トランジスタのコレク
タに定電流を供給する定電流供給手段と、前記第
１トランジスタのコレクタに接続したエミツタを
有しかつ前記第１トランジスタと同一極性の第２
トランジスタと、前記第２トランジスタのコレク
タと電源とを接続する出力抵抗と、前記第２トラ
ンジスタのベースを所定基準電位に保持するベー
ス電源とを備えたことを特徴としている。

以下、本考案の実施例につき第２図乃至第５図
を参照して詳細に説明する。

第２図において、トランジスタQ₁、信号源Ｓ
１、抵抗R₁，R₂及びコンデンサC₁は第１図と同
様に接続されている。しかしながら、本例におい
てはトランジスタQ₁のコレクタにはトランジス
タQ₂のエミツタが接続されている。トランジス
タQ₂のベースには基準電圧源１の出力電圧V₁が
印加されている。また、このトランジスタQ₂の
コレクタと電源＋V_CC間には抵抗R₃が接続されて
いる。また、トランジスタQ₂のエミツタと電源
＋V_CC間には抵抗R₄が接続されている。そして、
抵抗R₃の両端間の電圧による出力が出力端子
OUTに供給される。

以上の構成において、トランジスタQ₂のエミ
ツタの電位V_Eは次式に示す如く一定となる。

V_E＝V₁−V_BE ……(7) 従つて、抵抗R₄を流れる電流I₄は次式に示す如
く一定となつて抵抗R₄は定電流源として作用す
る。

I₄＝｛V_CC−（V₁−V_BE）｝／R₄ ……(8) この電流I₄はトランジスタQ₁のコレクタ電流に
重畳されるので、コレクタ抵抗R₃を流れる電流
を増加させることなくトランジスタQ₁の動作点
におけるエミツタ電流を増加させることができる
こととなる。従つて、コレクタ電流の増加によつ
てダイナミツクレンジが狭くなつたり或いはコレ
クタ抵抗の抵抗値を小さくすることによつて利得
が低下するという不都合を生じさせることなく直
線性を向上させることができることになる。

第３図は、本考案の他の実施例を示す回路図で
ある。第３図において、トランジスタQ₁，Q₂、
信号源Ｓ１、基準電圧源１、抵抗R₁，R₂，R₃及
びコンデンサC₁は第２図と同様に接続されてい
る。しかしながら、本例においてはトランジスタ
Q₁のコレクタとトランジスタQ₂のエミツタとの
接続点にトランジスタQ₃のコレクタが接続され
ている。トランジスタQ₃のベースはトランジス
タQ₄のベースと共通接続されている。トランジ
スタQ₄はベースとコレクタが共通接続されたダ
イオード構成となつている。これら両トランジス
タQ₃，Q₄、各エミツタ抵抗R₅，R₆及びコレクタ
抵抗R₇によりカレントミラー回路２が形成され
ている。

以上の構成においてはカレントミラー回路２が
定電流源として作用する。そして、第２図の回路
と同様にこのカレントミラー回路２より出力され
た一定の電流がトランジスタQ₁のコレクタ電流
に重畳されるので第２図の回路と同様に利得の低
下及びダイナミツクレンジが狭くなることを防止
しつつ直線性を向上させることができることとな
る。また、本例においては定電流源として第２図
の回路における抵抗R₄よりインピーダンスを高
くすることができるカレントミラー回路２が用い
られているので、第２図の回路よりも直線性を良
好にすることができる。尚、カレントミラー回路
２を形成しているトランジスタQ₃はPNPトラン
ジスタとなつているが、トランジスタQ₃のコレ
クタはトランジスタQ₂のエミツタに接続されて
電位がほぼ一定に保たれるのでトランジスタQ₃
のコレクタ・ベース間電圧V_CBがほぼ一定となつ
てベース・コレクタ間容量による周波数特性の劣
化は生じない。

第４図は、本考案の更に他の実施例を示す回路
図である。第４図においてトランジスタQ₁〜Q₄、
信号源Ｓ１、基準電圧源１、抵抗R₁，R₂，R₃，
R₅，R₆，R₇及びコンデンサC₁は第３図の回路と
同様に接続されている。しかしながら、本例にお
いてはトランジスタQ₁のベースにはトランジス
タQ₅及び抵抗R₈からなるバツフアアンプ３の出
力が供給されている。トランジスタQ₅のベース
には抵抗R₉を介して基準電圧源４の出力電圧V₂
がバイアス電圧として印加されている。このトラ
ンジスタQ₅のベースには直流カツト用コンデン
サC₂を介して信号源Ｓ２より出力された信号が
供給されている。

以上の構成において、信号源Ｓ２より出力され
た信号の瞬時レベルが△v_i2だけ増加するとトラ
ンジスタQ₁のエミツタの電位が△v_i2だけ上昇す
る。そうすると、信号源Ｓ１の内部インピーダン
スを零とすればトランジスタQ₁のエミツタ電流
の増加分△i_Eは次式に示す如くなる。

△i_E＝△v_i／（R₁R₂） ……(9) 但し、R₁R₂＝１／（１／R₁＋１／R₂）
……(10) ここで、トランジスタQ₁の電流増幅率βが十
分大きいものとする。そうすると、トランジスタ
Q₁のエミツタ電流とコレクタ電流とがほぼ等し
くなり、コレクタ電流も△i_Eだけ増加する。この
ため、出力端子OUTの電位が低下する。この出
力端子OUTの電位の低下分△v_p2は次式の如く示
される。

△v_O2＝△i_E・R₃ ……(11) (9)式及び(11)式より、この場合の電圧増幅率A_V2
は次式に示す如くなる。

A_v2＝−△v_p2／△v_i2 ＝−△i_E・R₃／△ｉ（R₁R₂）＝−R₃／（R₁R₂） ……(12) 一方、信号源Ｓ１より出力された信号に対する
電圧増幅率A_v1は第１図の増幅回路の電圧増幅率
A_vと同様に次式の如くなる。

A_v1＝R₃／R₁ ……（13）従つて、信号源Ｓ１及びＳ２の各出力信号をそ
れぞれv₁及びv₂とすれば出力端子OUTに導出さ
れる信号v_pは次式の如く表わされる。

v_p＝R₃・v₁／R₁−R₃・v₂／（R₁R₂）
……（14）（14）式より第４図の回路は差動増幅回路とし
て作用することが判る。また、第４図の回路にお
いても第３図の回路と同様に利得の低下及びダイ
ナミツクレンジが狭くなることを防止しつつ直線
性を向上させることができる。

第５図は、本考案の更に他の実施例を示す回路
図であり、集積回路化に適した具体回路例を示し
ている。第５図において、トランジスタQ₁〜Q₅、
抵抗R₁，R₂，R₃，R₅，R₆，R₉、コンデンサC₁，
C₂、信号源S₁，S₂は第４図と同様に接続されて
いる。しかしながら、本例においては抵抗R₁₀，
R₁₁，R₁₂、ダイオードD₁，D₂，D₃及び抵抗R₁₃が
電源＋V_CCと−V_EE間に直列接続されている。抵
抗R₁₀とR₁₁との直列接続点に発生した分圧出力
は、トランジスタQ₆，Q₇、ダイオードD₄、抵抗
R₁₄からなるバツフアアンプ５を介してトランジ
スタQ₂のベースに供給されている。抵抗R₁₁と
R₁₂との直列接続点に発生した分圧出力はトラン
ジスタQ₈，Q₉、ダイオードD₅、抵抗R₁₅からなる
バツフアアンプ６及び抵抗R₉を介してトランジ
スタQ₅のベースに供給されている。また、トラ
ンジスタQ₄のコレクタと電源−V_EE間にはトラン
ジスタQ₁₀及び抵抗R₁₆からなる定電流源７が接
続されている。そして、抵抗R₃の両端間電圧に
よる信号がトランジスタQ₁₁，Q₁₂、抵抗R₁₇から
なるバツフアアンプ８を介して出力端子OUTに
導出される。尚、定電流源７におけるトランジス
タQ₁₀、バツフアアンプ５において抵抗R₁₄と共
に定電流源として作用するトランジスタQ₇、バ
ツフアアンプ８において抵抗R₁₇と共に定電流源
として作用するトランジスタQ₁₂の各ベースには
バツフアアンプ６においてダイオードD₅及び抵
抗R₁₅と共に定電流源として作用するトランジス
タQ₉のエミツタ出力が供給されている。トラン
ジスタQ₉のベースにはダイオードD₁とD₂との直
列接続点に発生した分圧出力が供給されている。

以上の構成においても第４図の回路と同様な効
果が得られるのは明らかである。

以上詳述した如く本考案によれば、出力抵抗に
流れる直流電流を変化させることなく、ベース接
地増幅回路の動作点におけるエミツタ電流を増加
させることができるので、構成が簡単でありかつ
直線性の良い増幅回路を得ることができることと
なる。また、それと同時に限られた電源電圧の範
囲で広いダイナミツクレンジが得られることとな
る。また、本考案による増幅回路は、構成が簡単
なので集積化が容易となつている。また、本考案
による増幅回路を差動増幅回路構成にした場合は
非反転入力と反転入力の各々に対する利得を独立
に設定することができる。従つて、本考案による
増幅回路は、直線性が悪いと発生するDG
（Differential Gain）及びDP（Differential
Phase）の劣化によつて色ズレ等の原因となるビ
デオアンプに用いて好適である。

尚、ベース接地アンプのエミツタ電流を増加さ
せるための定電流源にPNPトランジスタを使用
してもこのPNPトランジスタのコレクタ・ベー
ス間電圧V_CBが一定になるのでベース・コレクタ
間容量による周波数特性の劣下が防止されてベー
ス接地増幅回路の有する広帯域特性が損なわれる
ことはない。

【図面の簡単な説明】

第１図は、従来のベース接地増幅回路を示す回
路図、第２図は、本考案の一実施例を示す回路
図、第３図乃至第５図は本考案の他の実施例をそ
れぞれ示す回路図である。主要部分の符号の説明、１，４……基準電圧
源、２……カレントミラー回路、３，５，６，８
……バツフアアンプ、７……定電流源、R₁，R₂，
R₃，R₄……抵抗、Q₁，Q₂……トランジスタ。

Claims

【実用新案登録請求の範囲】

ベースに所定電圧が印加された第１トランジス
タと、前記第１トランジスタのエミツタ電位を入
力信号に応じて変化させる信号入力手段と、前記
第１トランジスタのコレクタにコレクタ電流を供
給する電流供給手段とからなり、前記コレクタ電
流の変化に応じた出力信号を導出するようにした
増幅回路であつて、前記電流供給手段は前記第１
トランジスタのコレクタに定電流を供給する定電
流供給手段と、前記第１トランジスタのコレクタ
に接続したエミツタを有しかつ前記第１トランジ
スタと同一極性の第２トランジスタと、前記第２
トランジスタのコレクタと電源とを接続する出力
抵抗と、前記第２トランジスタのベースを所定基
準電位に保持するベース電源とを備えたことを特
徴とする増幅回路。