JPH03264168A - パルスアーク溶接用電源 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はＴＩＧパルス溶接、ＭＩＧパルス溶接等に使用
される、インバータ制御形のペルスアーク溶接用電源に
関する。

〔従来の技術〕

第３図に従来のインバータ制御によるパルスアーク溶接
用電源の回路構成を示す。本例はＴＩＧパルス溶接に使
用されるもので、入力端子１に印加された商用周波数の
三相交流電圧を一次側整流回路２で直流とし、これを−
次側インバータ回路３で高周波交流に変換し、主変圧器
（高周波トランス）４で溶接に適した電圧に降圧した後
、二次側整流回路６で再度直流に変換し、平滑用リアク
タ７を経て出力端子８から直流出力を溶接負荷に供給す
る。電流制御回路９は、主変圧器４の二次側交流電流を
検出する変流器５からの出力信号を整流回路１０で全波
整流し、さらにピーク値検出回路１１で信号のピーク値
を検出、保持し、抵抗とコンデンサにより平滑して得ら
れた電流フィードバツク信号と、電流設定回路１２から
の電流設定信号とを比較回路１３で比較し、電流設定信
号と電流フィードバック信号とが一致するようにパルス
幅制御回路１４で一次側インバータ回路３の出力を制御
する。

第４図はこの電流制御回路９の動作波形図で、電流設定
回路１２からの電流設定信号が同図（ａ）のように変化
した場合、変流器５の出力電流波形、その整流後の波形
およびピーク値検出回路１１の出力信号波形はそれぞれ
同図（ｂ）、　（Ｃ）、　＋ｄ）のようになる。

この動作波形は、インバータ回路３から出力される高周
波交流の周波数を２０ｋＨｚとした場合のものである。

第５図は、電流設定回路１２でパルス電流設定信号とベ
ース電流設定信号を所定のパルス周波数（本例では２　
Ｈｚ）で切り換えて比較回路１３に入力し、出力端子８
からの出力電流がパルス波形となるように制御した場合
の動作波形図で、同図山）に示すように、主変圧器４の
二次側交流電流を検出する変流器５の出力電流波形は、
２０ｋＨｚの高周波交流をパルス電流およびベース電流
の電流設定信号で振幅変調した波形となる。

〔発明が解決しようとする課題〕

第５図には変流器コアが直流励磁されていない場合を示
したが、実機では、インバータ回路３に使用するスイッ
チング素子のスイッチング時間特性にバラツキがあった
り、パルス幅制御回路１２から出力される２系統の信号
のパルス幅に１μｓ程度の差があったりするため、主変
圧器４の二次側に流れる正、負の電流のアンバランスが
生じ、この電流を検出する変流器５のコアが直流励磁さ
れる場合が多い。

第６図に変流器コアが直流励磁された場合の動作波形を
示す。この場合の変流器コアのヒステリシス動作特性は
第７図に示すようになり、変流器コアは主として電流値
の大きいパルス電流期間において直流励磁され、電流値
の小さいベース電流期間ではほとんど直流励磁されてい
ないため、パルス電流期間からベース電流期間への移行
直後、変流器コアの直流励磁のリセットにより放出され
た電磁エネルギが第６図（ｂ）に示すような変流器出力
電流の直流分ｉ、となって流れる。

第３図に示す従来のパルスアーク溶接用電源では、この
ようにパルス電流期間において交流器コアが直流励磁さ
れることについて考慮されていないため、直流励磁のリ
セット時に流れる変流器出力電流の直流分ｉ（、により
、ピーク値検出回路工１から出力される信号レベルがベ
ース電流のフィードバック信号より大きくなると、それ
に対応するパルス幅制御回路１４の働きにより、パルス
電流期間からベース電流期間への移行直後、第６図（ｄ
）に示すように溶接電源の出力電流が落ち込み、アーク
切れを起こすという問題があった。

本発明の目的は、電流フィードバック用変流器が直流励
磁された場合でも、パルス電流期間からベース電流期間
への移行直後の直流励磁のリセット時に出力電流が落ち
込み、アーク切れを生じることのないパルスアーク溶接
用電源を提供することにある。

〔課題を解決するための手段） 上記目的を遠戚するために本発明は、主変圧器の二次側
交流電流を検出する電流フィードバック用変流器の出力
側接続線の一方にコンデンサと抵抗の並列回路を接続し
、変流器コアの直流励磁のりセント時に放出される電磁
エネルギを前記コンデンサと抵抗により吸収し消費させ
るようにしたものである。

〔作用〕

上記構成において、変流器で検出される主変圧器の二次
電流は高周波交流であり、変流器の出力側接続線の一方
に接続されたコンデンサは高周波電流に対しては低イン
ピーダンスとなるので、本来の電流フィードバンク作用
には何らの障害も与えない。一方、変流器コアの直流励
磁のりセント時に流れようとする直流電流に対しては、
コンデンサは高インピーダンスとなり、高周波電流によ
る充電電圧よりも高電圧に充電されるが、この電圧は並
列抵抗を通して放電される。したがって、コンデンサ容
量と抵抗値を適当に選べば、変流器コアの直流励磁のリ
セット時に放出されるＴｊｉｖ１工ネルギの大部分は前
記コンデンサと抵抗で吸収、消費され、直流電流がフィ
ードバック信号として出力されることはほとんどなくな
る。

〔実施例〕

以下、本発明の一実施例を第１図により説明する。

第１図において、１〜１４は第３図と対応する部分であ
り、第３図と異なる点は、主変圧器４の二次側交流電流
を検出する電流フィードバック用変流器５の出力側接続
線の一方にコンデンサ１５と抵抗１６の並列回路が接続
されていることである。

コンデンサ１５は、主変圧器４の二次側交流電流に対応
して変流器５から出力される高周波電流に対しては低イ
ンピーダンスとなるため、高周波電流はコンデンサ１５
を通って整流回路１０で全波整流され、ピーク値検出回
路１１から正規の電流フィードバック信号として比較回
路１２へ出力される。

前にも述べたように、このパルスアーク溶接用電源では
、インバータ回路３に使用するスイッチング素子のスイ
ッチング時間特性のバラツキや、パルス幅制御回路１４
から出力される２系統の信号のパルス幅の差により、主
変圧器４の二次側に流れる正、負の電流の間に数％程度
のアンバランスを生じることがある。この場合、変流器
５はアンバランスとなった交流電流を検出するため、コ
アが直流励磁された状態になる。例えば、パルス電流を
数百Ａ、ベース電流を数Ａ程度に設定した場合、変流器
５は、パルス電流期間では直流励磁された状態で動作し
、ベース電流期間では、電流値が小さいため、はとんど
直流励磁されていない。

そのため、パルス電流期間からベース電流期間へ移行す
る時に変流器コアの直流励磁がリセットされ、このリセ
ット時に放出される電磁エネルギにより移行直後の数ｍ
ｓの間、変流器５の出力側に直流電流が流れようとする
。このとき、コンデンサ１５は直流充電されるが、その
電荷は並列抵抗１６を通して放電されるため、抵抗１６
でエネルギが消費され、直流電流がフィードバック信号
として出力されることはほとんどない。したがって、第
６図（ｄ）のようにパルス電流期間からベース電流期間
への移行直後に溶接電源の出力電流が落ち込み、アーク
切れを生じることがなくなる。

実験によれば、高周波交流の周波数を２０　ｋＨｚ、出
力電流のパルス周波数を２Ｈｚとした場合、０．０１μ
Ｆ程度のコンデンサ１５と数＋Ω程度の抵抗１６を用い
て所期の効果が得られた。

本実施例は主変圧器４をセンタタップ付とした例である
が、主変圧器４にセンタタップを付けずに、二次側整流
回路６をプリフジ形全波整流回路としても同様の効果が
得られる。

また、第１図には直流溶接電源の例を示したが、第２図
に示すように、二次側整流回路６と出力端子８の間に直
流出力と交流出力を選択するスイッチング回路１７を設
けた交直両用溶接電源においても同様の効果がある。

〔発明の効果〕

本発明によれば、下記のような効果が得られる。

（１）　　主変圧器の二次側に流れる正、負の電流のア
ンバランスにより変流器コア直流励磁される場合でも、
パルス電流期間からベース電流期間への移行直後の直流
励磁のリセット時に変流器出力側に流れる直流電流をフ
ィードバック信号としないで、移行直後の溶接電源出力
電流の落ち込みによるアーク切れを防止することができ
る。

（２）　　インバータ回路に使用するスイッチング素子
は、そのスイッチング時間特性にバラツキがないものを
選別すると、非常に高価なものになるが、本発明により
若干の特性のバラツキは許容されることになり、安価な
素子を使用できる。

（３）パルス幅制御回路から出力される２系統の信号の
パルス幅の差をゼロにすることは使用部品の特性のバラ
ツキから非常にむずかしいが、本発明によりこの問題も
解消される。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図は本発
明の他の実施例の回路図、第３図は従来例の回路図、第
４図、第５図、第６図はその動作波形図、第７図は変流
器コアのヒステリシス動作線図である。 ３・・・−次側インバータ回路、４・・・主変圧器、５
・・・変流器、６・・・二次側整流回路、９・・・電流
制御回路、１０・・・電流フィードバック用整流回路、
１１・・・ピーク値検出回路、１２・・・電流設定回路
、１３・・・比較回路、１４・・・パルス幅制御回路、
１５・・・コンデンサ、１６・・・抵抗。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １、直流を高周波交流に変換する一次側インバータ回路
   と、この高周波交流を降圧する主変圧器と、該主変圧器
   の二次側交流出力を再度直流に変換する二次側整流回路
   と、前記主変圧器の二次側交流電流を検出する変流器と
   、該変流器からの出力信号を整流し、そのピーク値を検
   出、保持して得られた電流フィードバック信号がパルス
   電流およびベース電流を設定する電流設定信号と一致す
   るように一次側インバータ回路の出力を制御する電流制
   御回路とを備えたパルスアーク溶接用電源において、前
   記変流器の出力側接続線の一方にコンデンサと抵抗の並
   列回路を接続し、変流器コアの直流励磁のリセット時に
   放出される電磁エネルギを前記コンデンサと抵抗により
   吸収し消費させるようにしたことを特徴とするパルスア
   ーク溶接用電源。