JPH03263988A - 付加信号多重送信装置及び付加信号多重受信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） 本発明は、テレビジョン信号にワイドアスペクト化や高
精細化のための付加信号を多重し伝送する付加信号多重
送信装置及びその受信装置に関する。

（従来の技術） 近年、テレビジョン放送システムにおいては、高画質化
のための研究、開発が盛んに行われている。

高画質化の方法としては、ワイドアスペクト化と高精細
化がある。ワイドアスペクト化とは、現行のアスペクト
比より大きなアスペクト比を設定することにより、画面
の臨場感の面から高画質化を図るものである。一方、高
１１＃細化とは、テレビジョン信号の広帯域化を図るこ
とにより、画面の水平解像度の面から高画質化を図るも
のである。

ところで、ワイドアスペクト化や高精細化のいずれを実
現する場合であっても、現行の放送方式例えばＮＴＳＣ
方式との両立性を考慮することが望ましい。これは、当
面の間、新放送方式と現行放送方式との並存が考えられ
るからである。

新放送方式と現行放送方式との両立性を確保するために
は、ワイドアスペクト化や高精細化のための情報を付加
情報として現行放送方式のテレビジョン信号に多重する
ことが考えられる。しかも、この多重に際しては、現行
放送方式のテレビジョン信号のベースバンド内で多重す
ることが望まれる。これは、新放送方式のテレビジョン
信号を現行のテレビジョン放送機器でもそのまま扱える
ようにするためである。

ワイドアスペクト化については、現行受像機と両立性を
保ち、アスペクト比を現行の４：３から１６：９へ拡大
する研究開発が盛んに行われている。このようなワイド
アスペクト化の方法の１つに、“安木他「アスペクト比
拡大のための多重手法の検討」テレビジョン学会技術報
告ＩＴＥＪＴｅｃｈｉｎａｌ　Ｒｅｐｏｒｔ　　Ｖｏｌ
、１３．　Ｎｏ、４１．　ＰＰ、１９〜２４ＢＣ８Ｍ２
Ｏ−４（＾ＩＪｇ、１９８９）”（以下、文献１と記す
）に記載された方法がある。これは、１６：９のワイド
画像の左右（以下、画面サイド部という）を切り離し、
その中央部（以下、画面センタ部という）をアスペクト
比４：３のＮＴＳＣ画面に変換して伝送するものである
。画面サイド部は、現行伝送帯域内に多重して伝送し、
現行受像機と両立性をとるものである。この方法によれ
ば、現行受像機では、画面サイド部の画像は再生されな
いものの、画面センタ部の画像は従来と同様に再生する
ことができ、デイスプレィ上で画面欠落は生じない。文
献１に示されているワイドアスペクト化の方法を第７図
以降に示す。

以下、文献１に示されているワイドアスベ・クト化のエ
ンコード方法を第７図を用いて説明する。

ワイド画像（アスペクト比１６：９）を画面センタ一部
（アスペクト比４：３相当）と画面サイド部とに分割す
る。ワイド画像のＹ信号７００は、画面センタ部を４／
３倍に時間伸張し、画面サイド部の低域成分を１／４に
圧縮し、７０１に示す信号に変換する。また、サイド部
の高域成分の第１フイールドは２倍に伸張し、７０２に
示す信号に変換し、サイド部の高域成分の第２フイール
ドは、１／２倍に圧縮し、７０３に示す信号に変換する
。ここで、７０１の信号は現行受像機の水平オーバース
キャン部に多重されており、７０３の信号は、現行受像
機の垂直オーバースキャン部に多重されている。７０１
の信号はブリブＯセッサ７０４により、輝度信号（以下
、Ｙ信号という）の斜め高域成分を除去する。７０２の
信号は周波数シフタ７０５により周波数シフトされ、加
算器７０６により、センタ部のＹ信号の斜め高域領域へ
多重される。一方、７０３の信号は加算器７０７により
センタ部の垂直オーバースキャン部へ多重される。色信
号（以下、Ｃ信号という）のワイド画１１７１０もセン
タ部を４／３倍に時間伸張し、サイド部の低域成分を１
／４に圧縮し、７１１に示す信号に変換する。Ｃ信号の
サイドの高域成分は４倍に伸張され、７１２の信号に変
換される。

Ｙ信号と同様に、Ｃ信号のセンタ部はブリブＯセッサ７
１３により斜め高域成分が除去される。７１２の信号は
周波数シフタ７１４により周波数シフトし、加算器７１
５により、センタ部の斜め高域領域へ多重される。

加算器７０７、加算器７１５の出力信号はそれぞれブリ
コーミング回路７０８．７１６により、多重した時にス
ペクトルが分離可能となるようにスペクトル整形を行う
。ブリコーミング回路７１６の出力は直交変調器７１７
で通常のＮＴＳＣと同じ色副搬送波ｆｓｃによって変調
され、ブリコーミング回路７０８の出力と加算器７１８
により多重される。以上のエンコードを行うことにより
、現行受像機ではワイド画像のセンタ部を見ることがで
きる。この時、それぞれ多重された信号は、水平、垂直
のオーバースキャン部、及び見えにくい斜め高域に多重
されているため現行受像機では妨害なく見ることができ
る。

さらに、第７図の破線で囲んだＹ信号の処ｌ１１８Ｉｉ
７１９を、第９図を用いて詳しく説明する。入力端子９
００より入力されたワイド画像は、センタ／サイド分割
部９０１により、センタ部とサイド部の分離が行われる
。分割されたセンタ部は３／４倍伸張部９０２により３
／４倍に伸張され、ブリプロセッサ９０３により、斜め
高域成分が除去される。分割されたサイド部はローパス
フィルタ（ＬＰＦ）９０５及び加算器９０７により高域
と低域に分離される。低域成分はサイド圧縮部９０６に
より、１／４に圧縮され、合成部９０４により合成され
る。ここで１／４に圧縮された信号は、垂直オーバース
キャン部に多重されている。加算器９０７より出力され
る高域成分はセレクタ９０８により第１フイールドは２
倍伸張部９０９に、第２フイールドはしＰＦ９１２に入
力される。２倍伸張部９０９は、第１フイールドのサイ
ド部を２倍に伸張し、垂直補間フィルタ（以下、垂直Ｉ
ＰＦと記す）９１０により垂直帯域を制限する。

垂直ＩＰＦ９１０の出力信号は周波数シフタ９１１によ
り周波数シフトされ、加算器９１５によりセンタ部の斜
め高域に多重される。第２フイールドの信号は、ＬＰＦ
９１２により水平方向の帯域を制限し、１／２圧縮部９
１３により時間圧縮される。１／２圧縮部９１３の出力
は、バッファメモリ９１４により垂直オーバースキャン
部に位置を変換し、合成部９１８により垂直オーバース
キャン部に多重される。以上の動作によりエンコードさ
れた信号は、出力端子９１９より出力される。

第７図に示すエンコード出力は第８図に示すデコーダに
よりデコードされワイド画像が再生される。

以下、第８図を基に、デコード動作を説明する。

入力端子８００より入力されたエンコード信号は、Ｙ／
Ｃ分離フィルタ８０１によりＹ信号とＣ信号に分離され
る。Ｙ信号は３次元フィルタ８０３により斜め高域に多
重された信号を分離する。分離された信号は、周波数シ
フタ８０５により周波数シフトし、１／２圧縮部８０６
によりもとのサイド部の第１フイールドの高域成分とな
る。また、３次元フィルタ８０３より出力されるもう１
つの信号は圧縮部８０４に入力され、センタ部は３／４
倍に圧縮され、サイド部は４倍に時間伸張される。

Ｙ／Ｃ分離フィルタ８０１の出力は、バッファメモリ８
０７に入力され、バッファメモリ８０７は垂直オーバー
スキャン部に多重された信号を並べ換え、２倍伸張部８
０８によりもとのサイド部の第２フイールドの高域成分
を再生する。

圧縮部８０４．１／２圧縮部８０６．２倍伸張部８０８
の出力信号は加算器８０９により合成され、ワイド画像
８２０が再生される。

Ｙ／Ｃ分離フィルタ８０１より出力されるＣ信号はカラ
ーデコーダ８０２により色復調される。

カラーデコーダ８０２の出力信号は３次元フィルタ８１
０に入力され、斜め高域に多重された信号を分離する。

分離された信号は、周波数シフタ８１１により周波数シ
フトされ、１／４圧縮部８１３により、サイド部のＣ信
号の高域成分が再生される。３次元フィルタのもう１つ
の出力は圧縮部８１２に入力され、センタ部は３／４倍
に圧縮され、サイド部は４倍に伸張される。圧縮部８１
２．１／４圧縮部８１３の出力信号は、それぞれ加算■ 器８１４により合成され、Ｃ信号のサイド画像に再生さ
れる。

以上の動作により、現行受像機と両立性を保つようにエ
ンコードされた信号からデコードを行い、ワイド画像を
再生することができる。

次に、第１０図を用いて第９図のブリプロセッサ９０３
について説明を行う。入力端子１０００より入力された
信号は、ＬＰＦ１００２と加算器１００１により水平の
高域成分と低域成分に分割される。低域成分は１／６０
秒遅延器１００３に入力される。高域成分は１７６０秒
遅延器１００４及び垂直ＬＰＦ１００５に入力される。

遅延器１００４の出力と、加算器１００１の信号を同時
に使って、垂直ＬＰＦ１００５により、垂直高域成分を
除去する。垂直ＬＰＦ１００５の出力信号は、１／６０
秒遅延器１００６とセレクタ１００７により再度インタ
ーレース構造に変換し、加算器１００８により低域成分
と合成され、出力端子１００９より出力される。

以上の動作により、出力端子１００９より出力される信
号のスペクトルは、第１１図に示すスペクトルに整形さ
れている。水平ＬＰＦ１００２は、２［ＨＨ２］にカッ
トオフが設定されており、垂直ＬＰＦ１００５は（３／
８　）　５２５　［ｃｐｈ］にカットオフが設定されて
いる。したがって、水平２［８８２１以上、（３／８　
）　５２５　［ｃｐｈコ以上の成分力除去される。この
領域が多重領域となる。

第１２図に垂直オーバースキャン部を示す。有効走査線
４８０ライン中、上下１５ラインを使用し、多重領域と
している。これ以上のライン数を多重領域として使用す
ると現行受像機で画面上に現われ妨害となるため、なる
べく多重領域は狭くしなければならない。このように、
狭い多重領域を用いるため、第９図に示すようにＬＰＦ
９１２で帯域を制限した後、１／２圧縮を行っている。

以上述べたように、文献１によるアスペクト比拡大方式
は、オーバースキャン多重周波数を用いて、現行受像機
と両立性を保ち、アスペクト比の拡大を得ることができ
る。

しかし、この方式では、センタ部の信号に、サイド部の
信号を周波数多重するため、高域成分の大きなサイド部
の時、現行受像機で本方式によりエンコードされた信号
と受信すると妨害が生じる可能性がある。サイド部の画
像とセンタ部の画像とは、相開が小さいためセンタ部中
にまったく異なる画像が多重されており、斜め高域に多
重された信号がインタレースにより、３０Ｈｚのフリッ
カとして検知されやすい。

また、妨害を低減するために、多重するサイド部の信号
の振幅を非線型処理等により圧縮すれば、非線型処理に
よって生じる高域成分を伝送できないため受信側での再
生画像の画質が劣化する。また、予め、信号レベルを下
げるため受信側での再生画質のＳ／Ｎが低下する。しか
も、受信側では時間圧縮／伸張や周波数シフト等の精度
を要する複雑な処理を行わなければならないので、デジ
タル信号処理が必要であるが、多重レベルを抑圧して伝
送した場合、受信側でデジタル量子化精度の影響が現わ
れやすい。従って、単に受信Ｓ／Ｎが低下するばかりで
なく」子化によるＳ／Ｎ低下が生じる。量子化精度を向
上させたり受信側のＡＤコンバータのビット数を増加さ
せなければならないが、著しいコスト上昇要因となる。

（発明が解決しようとする課題） 以上述べたように、アスペクト比を拡大することができ
、かつ、現行受・像様と両立性を持つ方式として、文献
１による方式がある。しかし、この方式はサイド部の高
域成分を周波数多重するため、レベルの大きいサイド部
の信号を多重伝送すると、現行受像機への妨害となる。

また、妨害を低減するために、レベルを非線型処理によ
り小さくすると、受信側での再生画像の画質が劣化する
という問題があった。

（目　的） 本発明の目的は、周波数多重を行ってサイド部の信号を
伝送した時、現行受像機での妨害を低減し、かつ再生画
像の画質を劣化させない付加信号多重送信装置及びその
受信装置を提供することである。

［発明の構成］ （課題を解決するための手段） 上記目的を達成するために、本発明では、送信側におい
て、テレビジョン信号、例えばサイド部の信号を垂直方
向の演算により直交変換を行い、振幅レベルの大きい低
次側信号の複数成分を周波数多重した後に、センタ部信
号の垂直のオーバースキャン部に時分割多重する。振幅
レベルの小さな高次側の複数成分を時分割処哩を行って
多重した後、センタ部信号に３次元周波数多重する。直
交変換としては、例えばアダマール変換や離散コサイン
変換を用いる。

一方、受信側では、多重伝送された信号から、直交変換
出力を分離し、かつ低次成分と高次成分を分離した後、
この低次、高次の直交変換出力に対して送信側とは逆の
直交変換を行うことにより、元のテレビジョン信号（サ
イド部信号）を復元する。

（作　用） 上記構成によれば、直交変換によって得られたデータの
レベルの小さい高次の成分を周波数多重伝送するため、
多重信号レベルは小さく、現行受像機への妨害が著しく
低減される。特に、垂直方向の相関が大きい縦線パター
ンの場合、直交変換を行えば高次の成分はほとんどＯと
なるため効果が大きい。また、レベルの大きい低次の成
分は垂直オーバースキャン部分により時分割多重伝送さ
れるため再生画質の劣化も生じない。

（実施例） 以下、図面を参照しながら本発明の一実施例を詳細に説
明する。

第１図は本発明に係る付加信号多重送信装置の一実施例
を示し、第２図は本発明に係る付加信号多重受信装置の
一実施例を示す。

入力端子１０１よりテレビジョン信号が入力される。破
線で示す遅延調整部１２０により、入力されたテレビジ
ョン信号を所定量だけ遅延する。

遅延調整部１２０は１ライン遅延回路１０２〜１０４に
より遅延させ、それぞれＯライン、１ライン、２ライン
、３ライン遅延を行い出力する。それぞれの出力は直交
変換器１３０に入力される。

直交変換器１３０は加算器１０６〜１１３により構成さ
れている。直交変換としては、離散フーリエ変換（ＤＦ
Ｔ）、離散コサイン変換（ＤＣＴ）等種々考えられるが
、本実施例ではハードウェア規模の小さいアダマール変
換を用いている。ただし、他の直交変換も、容易に適応
可能である。４ただし、ｂｏ−ｂ３は入力信号、ａ（１
−ａ３４；を出力信号を示す。直交変換器１３０は上式
の演算を加算器１０６〜１１３により行っている。

直交変換器１３０の出力信号の低次の項ａＱ。

ａｌは、周波数多重処理部１４０に入力される。

入力されたａ１信号は、周波数シフト回路１１４でａＯ
倍信号かさならない周波数帯域に変換され加算器１１５
により加算される。周波数多重処理部１４０では、上記
処理によりａＱ低信号ａ１信号をまとめ出力端子１１８
より出力する。

一方、直交変換器１３０より出力される高次の項ａ２．
ａ３信号は、時分割多重処理部１５０に入力される。時
分割多重処理部１５０は、２ライン遅延器１１６、及び
セレクタ回路１１７より構成されており、ａ２信号、０
．ａ３信号の順に、ライン単位でセレクタ回路を切り換
え、出力端子１１９より出力する。

以下、第２図をもとに、受信側の動作について説明する
。

入力端子２０１より送信側より出力されたａ□信号にａ
１信号が周波数多重された信号が入力される。一方入力
端子２０５より送信側より出力されたａ２信号、ａ３信
号の時分割多重信号が入力される。

受信側の周波数多重処理部２２０は、ＬＰＦ２０２及び
加算器２０３、周波数シフト回路２０４より構成されて
おり、ＬＰＦ２０２により、まずａＱ低信号、多重され
ているａ１信号とを分離し、ａＱ低信号出力する。一方
、ａ１信号は入力信号からＬＰＦ２０２の出力信号ａＱ
を加算器２０３により減じることで得られる。さらに、
周波数シフト回路２０４により所定の周波数位置にもど
した後出力する。

時分割多重部即部２５０では、２ライン遅延回路２０６
により、時分割多重されたａ２．ａ３信号を分離し、出
力する。

上記処理により得られたａ□−８３信号は、直交変換器
２３０に入力される。受信側では（１）式で表わされる
変換行列の逆行列で演算を行い、送信側と同じｂｏ−ｂ
３信号の再生を行う。しだが本実施例では、逆アダマー
ル変換を行っているが、他の直交変換を用いた場合は、
その逆変換行列により演算を行えばよい。

直交変換器２３０は、加算器２０７〜２１４により（２
）式で表わされる演算をａＱ−８３信号を入力信号とし
て行い、ｂｏ〜ｂ３信号を出力信号として出力する。

直交演算器２３０より出力されるｂｏ−ｂ３信号は、遅
延調整部２４０に入力される。遅延調整部２４０は、１
ライン遅延回路２１５．２ライン遅延回路２１６．３ラ
イン遅延回路２１７によりｂｏ−ｂ３信号をそれぞれ遅
延する。

０ライン、１ライン、２ライン、３ラインだけそれぞれ
遅延されたｂｏ−ｂ３信号は、セレクタ回路２１８によ
り１ライン単位でセレクトされ、出力端子２１９より出
力される。

第３図に、文献１の方式に本実施例を適用した例を示す
。なお、第３図において、第９図と同一部には、同一番
号を付し、詳細な説明を省略する。

加算器９０７より出力されるサイド部の水平高域成分は
、遅延調整器１２０に入力される。ここで破線で囲んだ
部分には、第１図に示す部分と同一部分は同じ番号を付
している。遅延調整器１２０の出力は、直交変換器１３
０により直交変換される。直交変換された信号の高次の
成分は、時分割多重部１５０へ入力され、低次の成分は
周波数多重部１４０に入力される。時分割多重部１５０
の出力は２倍伸張９０９へ入力され、以降従来例と同様
の処理が行われる。周波数多重部１４０の出力は、水平
ＬＰＦ９１２に入力されバッフ７メモリ１６０により垂
直オーバースキャン領域へ位置を変換する。ここで周波
数多重部１４０により走査線数が半分になっているため
、従来例のように１／２に時間圧縮する必要はない。

次に、第４図を用いて、第３図に示す本発明の実施例の
動作を説明する。加算器９０７より出力された信号を第
４図（ａ）に示す。入力された信号の走査線を４本づつ
まとめ直交変換を行う。第４図（ａ）に示すｂｏ〜ｂ３
を式（１）により変換し、（ｂ）に示す４つの信号を得
る。ａＱ低信号ａ１信号は、周波数多重することでまと
められ、第４図（Ｃ）に示すようにａＱ　＋ａｌ信号と
なる。ここで、周波数多重のためのキャリアを９／７ｆ
ｓｃ＃４゜５［ＨＨｚｌに選び、カットオフ４．６ＨＨ
ｚのＬＰＦを用いれば、ａ１信号を２．６［ＨＨ１］〜
３．９［ＭＨｚｌの周波数位置に移動でき、ａＯ倍信号
重ならないように多重することができる。これを第４図
（ｅ）に示す。一方、ａ２．ａ３信号は、２ライン単位
で時分割多重を行い、第４図（ｄ）に示す信号となる。

また、垂直ＩＰＦ９１０により、第４図（ｆ）に示す信
号となり出力される。ここで、周波数多重されたａＱ　
＋ａｌ信号は、垂直のオーバースキャン部分に多重され
る。ａＯ＋ａ１信号は、２ラインが１ラインに周波数多
重によりまとめられているために、１フレーム５２５本
のうち、上下１５本程度で多重に使用すればよい。した
がって第１２図に示す領域となる。この領域は有効走査
線数４８０本分の領域の６．２５％に当る領域であり、
一般のテレビ受像機ではオーバースキャン領域に当るた
め、実用上画面に妨害を与えることはない。

第５図にデコーダ側の実施例を示す。なお、第５図にお
いて第８図の破線で囲んだ部分８１５と同じ動作をする
部分は、同一番号を付しており、詳細な説明を省略する
。入力端子５００には、第８図のＹ／Ｃ分離フィルタ８
０１のＹ信号が入力される。１／２圧縮部８０６の出力
信号は、時分割多重処理部２５０に入力される。第５図
で破線で示した部分で、第２図と同一の動作をする部分
は、同一番号を付している。バッファメモリ８０７の出
力は、周波多重処理部２２０に入力される。

バッファメモリ８０７の出力は２倍に伸張されないのが
従来例と異なる点である。

このように、伸張動作を行わないために、従来は、伸張
により高域の伝送ノイズが低域に変換され視覚Ｓ／Ｎを
低下させていたが、本発明ではノイズが低域に変換され
ないため、視覚Ｓ／Ｎが改善される。

時分割多重処理部２５０、周波数多重処理部２２０の出
力は、直交変換器２３０に入力され、エンコーダ側と逆
の関係になる直交変換が行われ、信号が再生される。直
交変換器２３０の出力は遅延調整部２４０により直列の
データに変換し、サイド部を再生する。

以上の実施例では、ライン間の演算により直交変換を行
ったが、フィールド間においても同様に、処理可能であ
る。第６図を用いて説明する。第６図（ａ）に示すよう
に、ＯＨの走査線と１ライン遅延、２６２ライン遅延、
２６３ライン遅延を用いることもできる。（ａ）の処理
を行うためには、送信側、受信側の各遅延調整部を、そ
れぞれ第６図（ｂ）　、　（ｃ）に示すように変更する
ことで可能となる。

送信側では、第６図（ｂ）に示すように入力端子６００
より入力された信号は、１ライン遅延回路６０１．２６
１ライン遅延回路６０２．２６２ライン遅延回路６０３
により遅延され、それぞれ、出力端子６０４〜６０７に
より出力される。

一方、受信側では、第６図（Ｃ）に示すように入力端子
６１０〜６１３より入力された信号は、１ライン遅延回
路６１４．２６２ライン遅延回路６１５．２６３ライン
遅延回路６１６により出力し、セレクタ６１７により直
列のデータに変換し出力端子６１８より出力される。

このように文献１の方式のサイド部信号の伝送に、本発
明による多重技術を用いれば、直交変換を用いレベルの
小さい高次の成分を周波数多重を行い、レベルの大きい
低次の成分は垂直のオーバースキャン部に時分割多重し
伝送するため、現行受像機への妨害が著しく減少する。

特に、サイド部に垂直相関の大きい例えば、縦線の画像
では、垂直方向の直交変換の高次の項はＯとなるため、
画面全体に周波数多重する成分が減少し、現行受像機へ
の妨害はほとんどなくなる。水平相関の大きい例えば、
横線の画像はほとんど水平オーバースキャン部に多重す
ることができるため、上記効果はきわめて大きい。

また、あらかじめ垂直方向の直交変換を行った後、低次
の項と高次の項にわけ、それぞれ別のチャンネルで伝送
するため、チャンネル間で伝送特性に差が生じた時でも
、各走査線間でレベル差が生じない。

以上の実施例では、直交変換の次数を４次としたが、さ
らにそれ以上、あるいは以下の次数においても適用可能
であり、本実施例で用いたアダマール変換以外の直交変
換も適用可能であることは勿論である。

また、本実施例では、ワイド画像伝送方式を例にとり、
Ｃ信号の共役領域を利用して多重する場合について示し
たが、例えばＹ信号の斜め高域部、ＲＦ伝送のためのキ
ャリアの直交領域等を使用する場合においても適用可能
である。

尚、上記実施例では、アスペクト化のための付加情報の
伝送装置について説明しているが、本発明を高精細化の
ための付加情報の伝送装置に応用することもできる。

［発明の効果］ 以上述べたように本発明によれば、現行受像機への周波
数多重によって生じる妨害を、再生画像の劣化を招くこ
となく低減することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係る付加信号多重送信装置の一実施例
を示すブロック図、第２図は本発明に係る付加信号多重
受信装置の一実施例を示すブロック図、第３図は本発明
に係る送信装置をワイド画像伝送方式に適用した一実施
例を示すブロック図、第４図は第３図の動作説明図、第
５図は本発明に係る受信装置をワイド画像伝送方式に適
用した一実施例を示すブロック図、第６図は本発明に係
る送信装置及び受信装置の他の実施例を示す説明図、第
７１！！！ｌはワイド画像伝送方式のエンコーダ側のブ
ロック図、第８図はワイド画像伝送方式のデコーダ側を
示すブロック図、第９図は第７図のＹ信号処理部を示す
ブロック図、第１０図は第９図のプリプロセッサを示す
ブロック図、第１１図はプリプロセッサ出力のスペクト
ル図、第１２図は垂直オーバースキャン部の説明図であ
る。 １２０．２４０・・・遅延調整部、 １３０．２３０・・・直交変換器、 １４０．２２０・・・周波数多重処理部、１５０．２５
０−・・時分割多重処理部。 第６図 （ｂ）直７髪換後 周波１ｆ１シΦ 第４図 （ｅ）９９山スペクトル （Ｃ−）申直固夜数

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）第１のテレビジョン信号に第２のテレビジョン信
   号を付加信号として多重し伝送する装置において、 前記第２のテレビジョン信号を垂直方向の画素間の演算
   によつて直交変換を行う手段と、 前記直交変換により得られた信号の内、低次の成分どう
   しを周波数多重処理する手段と、 前記直交変換により得られた信号の内、高次の成分どう
   しを時分割多重処理する手段と、 前記周波数多重処理された低次成分を前記第１のテレビ
   ジョン信号の垂直オーバースキャン部に時分割多重する
   手段と、 前記時分割多重処理された高次成分を前記第１のテレビ
   ジョン信号に周波数多重する手段とを具備したことを特
   徴とする付加信号多重送信装置。
2. （２）前記付加信号多重送信装置からの低次、高次の付
   加情報信号が多重された第１のテレビジョン信号を受信
   し、前記第１のテレビジョン信号と付加情報信号を分離
   する手段と、 分離された前記付加情報信号から、低次成分と高次成分
   を分離する手段と、 分離された低次成分に対して送信側の周波数多重処理と
   は逆の周波数多重処理を行い、複数の低次成分を取り出
   す手段と、 分離された高次成分に対して送信側の時分割多重処理と
   は逆の時分割多重処理を行い、複数の高次成分を取り出
   す手段と、 前記逆周波数多重処理及び前記逆時分割多重処理によつ
   て得られた複数の低次成分及び複数の高次成分に対して
   送信側の直交交換とは逆特性の直交交換を行う手段と、 前記逆直交変換により得られた信号に基づいて前記第２
   のテレビジョン信号を復元する手段とを具備したことを
   特徴とする付加信号多重受信装置。