JPH03241916A - サンプリングレート変換装置 - Google Patents

サンプリングレート変換装置

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JPH03241916A
JPH03241916A JP2039010A JP3901090A JPH03241916A JP H03241916 A JPH03241916 A JP H03241916A JP 2039010 A JP2039010 A JP 2039010A JP 3901090 A JP3901090 A JP 3901090A JP H03241916 A JPH03241916 A JP H03241916A
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sampling
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digital video
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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 以下の順序で本発明を説明する。
Ａ産業上の利用分野 Ｂ発明の概要 Ｃ従来の技術 り発明が解決しようとする課Ｓ（第３図及び第４図） Ｅｌｌｌｌを解決するための手段（第１図）１作用（第
１図） Ｇ実施例 （Ｇ１）実施例の原理 （Ｇ２）実施例によるサンプリングレート変換装置（第
１図及び第２図） （Ｇ３）他の実施例 Ｈ発明の効果 Ａ産業上の利用分野 本発明はサンプリングレート変換装置に関し、例えばＰ
ＡＬコンポーネントディジタルビデオ信号のサンプリン
グ周波数をＰＡＬコンポジットディジタルビデオ信号に
応じたサンプリング周波数に変換する場合に通用して好
適なものである。
Ｂ発明の概要 本発明は、第１のサンプリング周波数でサンプリングさ
れたディジタル信号のサンプリング周波数を第２のサン
プリング周波数に変換するサンプリングレート変換装置
において、初期値から第１、第２のサンプリング周波数
の周期性に基づく最大（１まで第２のサンプリング周波
数に応じた出力クロックを循環的にカウントし、この結
果得られるカウント値と最大値までカウントした回数で
なる最大値カウント回数及び第１、第２のサンプリング
周波数の周期性に応じて発生された係数補正値とに応じ
て係数アドレスを発生するようにしたことにより、サン
プリング周波数の周期性に基づく最大値までカウントす
る簡易な構成で第１のサンプリング周波数でサンプリン
グされたディジタル信号のサンプリング周波数を第２の
サンプリング周波数に変換し得る。
Ｃ従来の技術 従来、アナログ信号を所定のサンプリング周波数でサン
プリングし、この結果得られるディジタル信号を任意の
サンプリング周波数に変換するためディジタルフィルタ
槽底のサンプリングレート変換装置が用いられている。
一般にこのようなサンプリングレート変換装置は、その
伝送系の変換特性としてナイキスト周波数を厳守するた
め、高次のオーバーサンプリングフィルタで構成されて
いる。
Ｄ発明が解決しようとする課題 ところでこのようなサンプリングレート変換装置を用い
て、例えばディジタルビデオテープレコーダ（ＤＶＴＲ
）　におけるＳＭＰＴＥ　　Ｄ−１（６２５１５０）フ
ォーマットに基づ＜　ＰＡＬコンポーネントディジタル
ビデオ信号のサンプリング周波数を、ＳＭＰＴＥ　　Ｄ
−２（ＰＡＬ）フォーマットに基づ＜　ＰＡＬコンポジ
ットディジタルビデオ信号に応じたサンプリング周波数
に変換しようとする場合、サンプリング周波数を周波数
１３．５　（Ｍ）［ｚ）から周波数１７．７３４４７５
　［Ｍル〕にレート変換するため、ディジタルビデオ信
号間で直接サンプリング周波数を変換することができず
、近似的に長さが１６５００次程度の次数を有するオー
バーサンプリングフィルタを構成する必要がある。
逆にＰＡＬコンポジットディジタルビデオ信号のサンプ
リング周波数をＰＡＬコンポーネントディジタルビデオ
信号に応じたサンプリング周波数に変換する場合も、サ
ンプリング周波数を周波数１７．７３４４７５　　（Ｍ
　）ｔｚ　）から周波数１３．５　（Ｍ＆）にレート変
換するため、上述と同様の回路規模で専用のオーバーサ
ンプリングフィルタを構威する必要があり、全体として
回路規模が複雑かつ大型化することを避は得ない問題が
あった。
またこのような問題を解決するため、ＰＡＬコンポーネ
ントディジタルビデオ信号及びＰＡＬコンポジットディ
ジタルビデオ信号のサンプリング周波数の周波数１３．
５　（ＭＨｚ）及び１７．７３４４７５　（Ｍ七〕の関
係に基づいて、長さ２５６次程度でなる比較的簡易なオ
ーバーサンプリングフィルタを構威し、出力欄のタイミ
ングに応じて例えば１９４サンプル点毎に位相をシフト
するようになされたサンプリングレート変換装置が提案
されている（特願昭６３−１４３４０８号）。
すなわち第３図に示すように、このサンプリングレート
変換装置１において、例えばＰＡＬコンポーネントディ
ジタルビデオ信号のサンプリング周波数を、ＰＡＬコン
ポジットディジタルビデオ信号に応じたサンプリング周
波数に変換する場合には、まずＰＡＬコンポーネントデ
イジタルビデオ信号ＳＩＭＤＩ及びそのサンプリング周
波数に応した入力クロック信号ＣＫ、がタイミング調整
回路２に入力される。
またこれに加えてＰＡＬコンポーネントディジタルビデ
オ信号Ｓ１．４□の１フレ一ム分に応じたフレームパル
スＰ２□がフェーズロックドループ（ＰＬＬ）回路３及
びカウンタ回路４のリセット端に入力される。
このＰＬＬ回路３はその出力がＰＡＬコンポジットディ
ジタルビデオ信号の１フレ一ム分のサンプル数（＝　７
０９３７９　）に対応する分周比（＝　１／７０９３７
９）でなる分周回路５を通じて帰還されている。
これによりＰＬＬ回路３はＰＡＬコンポーネントディジ
タルビデオ信号のフレームパルスＰ２□に正しく同期し
、ＰＡＬコンポジットディジタルビデオ信号のサンプリ
ング周波数に応じた出力クロック信号ＣＫ、ｔを発生す
ると共にこれをカウンタ回路４のカウント入力端、タイ
ミング調整回路２及びオーバーサンプリングフィルタ６
に供給する。
カウンタ回路４はフレームパルスｐＨ＋　に応シてリセ
ットされると共に、ＰＬＬ回路３から入力される出力ク
ロック信号ＣＫ、をｌフレーム分毎にカウントし、この
結果値「０」〜値ｒ　７０９３７８　Ｊでなるカウント
データＤＣＮＴを順次係数アドレス制御回路７に送出す
る。
係数アドレス制御回路７は入力されるカウントデータＩ
）ｃＮｔに基づいて、第４図に一部を示すオーバーサン
プリングフィルタ６の重付は手段でなる乗算回路８Ａ、
８Ｂ、・・・・・・に与える係数ｃ　ｏｔｖａ、Ｃａｒ
ｒｙ、　・・・・・・を、　ＲＯＭ　（ｒｅａｄ　　ｏ
ｎｌｙ　　ｍｅｍｏｒｙ）構成の係数発生回路９Ａ、９
Ｂ、・・・・・・から読み出すための係数アドレスデー
タＤ　Ｃｏｔを発生し、これを係数発生回路９Ａ、９Ｂ
、・・・・・・に送出する。
またこれに加えて係数アドレス制御回路７はカウントデ
ータＤ　ＣＭ？の値ｒＱ、〜値ｒ　７０９３７８　Ｊか
ら位相シフトの必要な１９４サンプル点毎のタイミング
を検出し、これをシフト制御信号Ｄ　ＳＦＴとしてタイ
ミング調整回路２及びオーバーサンプリングフィルタ６
に送出する。
この結果タイミング調整回路２は入力クロック信号ＧＫ
□、出力クロック信号ＣＫ、、及びシフト制御信号Ｄ　
ＳＦＴに基づいて、入力されるＰＡＬコンポーネントデ
ィジタルビデオ信号Ｓ１．１をオーバーサンプリングフ
ィルタ６に送出するタイミングを制御する。
またオーバーサンプリングフィルタ６はこのようにして
入力されるＰＡＬコンポーネントディジタルビデオ信号
５ＩＮＩＩＩを、シフト制御信号ＤＳＷＴ及び係数アド
レスデータＤ　Ｃｏｔに応じた係数Ｃｏ□１、Ｃｏ□１
、・・・・・・で乗算してオーバーサンプリングすると
共に、出力クロック信号ＣＫｏｔに基づいてリサンプリ
ングして出力し、このようにしてＰＡＬコンポーネント
ディジタルビデオ信号のサンプリング周波数をＰＡＬコ
ンポジットディジタルビデオ信号に応じたサンプリング
周波数に変換してなる出力ディジタルビデオ信号Ｓ。ｏ
ｙｓｘを得るようになされている。
なおここでオーバーサンプリングフィルタ６においては
、入力ディジタル信号ＳＩＮが出力クロック信号ＣＫ　
ａ□に応じた遅延時間を有するフリップフロップＩＯＡ
、ＩＯＢ、・・・・・・の直列回路に供給され、各フリ
ップフロップＩＯＡ、１０Ｂ、・・・・・・から送出さ
れる遅延ディジタル信号が、続くフリップフロップＩＯ
Ｂ、・・・・・・に入力されると共に対応する乗算回路
８Ａ、８Ｂ、・・・・・・に入力される。
また各乗算回路８Ａ、８Ｂ、・・・・・・には、それぞ
れ係数発生回路９Ａ、９Ｂ、・・・・・・から所定の係
数Ｃ０ＥＦＡ、Ｃｏｔｒｗ、・・・・・・が入力され、
この結果それぞれ遅延ディジタル信号が対応する係数Ｃ
０Ｅ０、ＣＯｔＷ富、・・・・・・と乗算される。
これによりその乗算結果が各加算回路１１Ａ、１１Ｂ、
・・・・・・に入力されて全加算され、この加算結果が
出力ディジタル信号ｓ　ｏｕｒとして送出される。
ところがかかる構成のサンプリングレート変換装置１に
おいては、カウンタ回路４が値ｒ□、〜値ｒ　７０９３
７８　ｉまでカウントする大規模な回路１１＊でなり、
従って係数アドレス制御回路７もカウンタ回路４からの
カウントデータ］）ｃｓｔを処理するため大規模な回路
構成になることを避は得す、結局サンプリングレート変
換装置１全体として大型化してしまう問題があった。
本発明は以上の点を考慮してなされたもので、簡易な構
成で第１のサンプリング周波数でサンプリングされたデ
ィジタル信号のサンプリング周波数を第２のサンプリン
グ周波数に変換し得るサンプリングレート変換装置を提
案しようとするものである。
８課題を解決するための手段 かかる課題を解決するため本発明においては、係数アド
レスＤ　ｃｏｔ＋に応じて重付は手段８Ａ、８Ｂ、・・
・・・・に与える係数Ｃ３ｔｒｓｓ　Ｃｏｔｒｗ、・・
・・・・を発生する係数発生手段９Ａ、９Ｂ、・・・・
・・を有するオーバーサンプリングフィルタ６を含んで
なり、第１のサンプリング周波数でサンプリングされた
ディジタル信号のサンプリング周波数を第２のサンプリ
ング周波数に変換するサンプリングレート変換装２２０
において、初期値から第１、第２のサンプリング周波数
の周期性に基づく最大値まで、第２のサンプリング周波
数に応した出力クロックＣＫ、、を循環的にカウントす
るカウンタ手段２１と、そのカウンタ手段２１から最大
値までカウントする毎に送出される最大値情報ＳＣＯを
カウントしてなる最大値カウント回数ＣＮＣ及び第１、
第２のサンプリング周波数の周期性に応じて係数補正値
ＤＮＣを発生する補正値発生手段２２．２６と、カウン
タ手段２１から入力されるカウント値Ｄｃ、ｌｖ＋及び
補正値発生手段２２．２６から入力される係数補正値Ｄ
ＩＩＣに応じて係数アドレスＤ　Ｃｏａ＋を発生する係
数アドレス発生手段２３．２４．２７とを設けるように
した。
１作用 初期値から第１、第２のサンプリング周波数の周期性に
基づく最大値まで第２のサンプリング周波数に応じた出
力クロックＣＫｏｚを循環的にカウントし、この結果得
られるカウント値Ｉ）ｃｓ□と最大値までカウントした
回数でなる最大値カウント回数ＣＮＣ及び第１、第２の
サンプリング周波数の周期性に応じて発生された係数補
正値Ｉ）ｘｃとに応じて係数アドレスＤｅＯ！＋を発生
するようにしたことにより、初期値から最大値までカウ
ントする簡易な構成で第１のサンプリング周波数でサン
プリングされたディジタル信号のサンプリング周波数を
第２のサンプリング周波数に変換し得る。
Ｇ実施例 以下図面について、本発明の一実施例を詳述する。
（Ｇ１）実施例の原理 この実施例のサンプリングレート変換装置においては、
ディジタルビデオテープレコーダ（ＤＶＴＲ）における
Ｓ　Ｍ　Ｐ　Ｔ　Ｅ　　Ｄ　−１（６２５１５０）フォ
ーマットに基づ＜　ＰＡＬコンポーネントディジタルビ
デオ信号のサンプリング周波数を、ＳＭＰＴＥ　　Ｄ−
２（ＰＡＬ）フォーマットに基づ＜ＰＡＬコンポジット
ディジタルビデオ信号に応じたサンプリング周波数に変
換し得るようになされている。
実際上このＤ　−１（６２５１５０）フォーマットに基
づ＜　ＰＡＬコンポーネントディジタルビデオ信号のサ
ンプリング周波数は、周波数１３．５　（ＭＨｚ）に規
定されており、これによりディジタルビデオ信号の１ラ
イン当たりのサンプル数は８６４サンプルとなり、従っ
て１フレームの総サンプル数は５４００００サンプルと
なる。
またＤ−２（ＰＡＬ）フォーマットに基づくＰＡＬコン
ポジットディジタルビデオ信号のサンプリング周波数は
、水平周波数ｆ、を周波数１５．６２５ｃＫ＆〕とおい
て次式 ％式％）） （１） に基づいて算出した副搬送波周波数ｒｓｃを４倍した周
波数１７．７３４４７５　ＣＭ　＆　）となり、これに
よりディジタルビデオ信号の１ライン当たりのサンプル
数は１１３５．００６４サンプルとなり、従って１フレ
−ムの総サンプル数は７０９３７９サンプルとなる。
このようにＰＡＬコンポーネントディジタルビデオ信号
と、ＰＡＬコンポジットディジタルビデオ信号との１ラ
イン当たりのサンプル数の比は８６４　：　１１３５．
００６４であり、適当な整数の関係を有していないこと
がわかる。
このため充分な長さを有するオーバーサンプリングフィ
ルタを用いてサンプリング周波数の変換を行う際、オー
バーサンプリングフィルタを係数切換式の＃Ｉｔｃとし
た場合には、オーバーサンプリングフィルタに与える係
数の組み合わせと、変換前及び変換後のサンプリング周
波数間の位相とが対応していなければならない。
ところが上述したように、変換前及び変換後のサンプリ
ング周波数間に比較的小さな整数比が存在しないため、
ｌフレーム毎のサンプル点をカウントする必要がある。
ここでＰＡＬコンポーネントディジタルビデオ信号のサ
ンプリング周期は次式 で算出され、またＰＡＬコンポジットディジタルビデオ
信号のサンプリング周期は次式 で算出される。
これによりフレームの先頭からＰＡＬコンポーネントデ
ィジタルビデオ信号のサンプリング周期に応じたサンプ
ル点と、ＰＡＬコンポジットディジタルビデオ信号のサ
ンプリング周期に応じたサンプル点との時間的なずれ量
を検出すれば、フレームの先頭からカウントしてＰＡＬ
コンポジットディジタルビデオ信号の４２３サンプル点
目に、ＰＡＬコンポーネントディジタルビデオ信号のサ
ンプル数は次式 ％式％） （４） で表される値になり、双方のサンプル点のタイミングが
接近する。
以後ＰＡＬコンポーネントディジタルビデオ信号及びＰ
ＡＬコンポジットディジタルビデオ信号のサンプリング
周期に応じた双方のサンプル点は、ＰＡＬコンポジット
ディジタルビデオ信号のサンプリング周期で４２３サン
プル点の倍数毎に接近する。
従ってこの実施例の場合には、ＰＡＬコンポジットディ
ジタルビデオ信号のサンプリング周期を基準にして４２
３サンプル点の間のオーバーサンプリングフィルタの係
数アドレスとデータシフト制御を保持すれば、ＰＡＬコ
ンポジットディジタルビデオ信号のサンプリング周期の
４２３サンプル点毎に次式 ％式％ （５） で表される時間分の補正を行うようにし、これにより４
２３サンプル点間の小さな範囲についてサンプル点をカ
ウントするカウンタを設け、位相シフト及び係数を発生
する際に上述した補正を行うようにしたことにより、簡
易な構成かつ高い精度でサンプリング周波数を変換し得
るようになされている。
（Ｇ２）実施例によるサンプリングレート変換装置第３
図との対応部分に同一符号を付して示す第１図において
、２０は全体として例えばＰＡＬコンポーネントディジ
タルビデオ信号のサンプリングミｔ数を、ＰＡＬコンポ
ジットディジタルビデオ信号に応じたサンプリング周波
数に変換するサンプリングレート変換装置を示す。
この実施例の場合、ＰＡＬコンポーネントデイジタルビ
デオ信号５ＩＮ１１＋の１フレーム毎に対応するフレー
ムパルスＰア、はＰＬＬ回路３、カウンタ回路２１のリ
セット端及び補正回数カウンタ回路２２のリセット入力
端に入力される。
カウンタ回路２１は従来の値’　７０９３７８　Ｊまで
カウントするカウンタ回路４に代え、（２）式〜（５）
式について上述した原理に基づいて、ＰＡＬコンポーネ
ントディジタルビデオ信号Ｓ工、の１フレームの聞出力
クロツク信号ＣＫＩｌｚを値「Ｏ」〜値ｒ　４２２Ｊま
で循環的にカウントするようになされている。
これによりカウンタ回路２１は１フレームの聞出力クロ
ツク信号ＣＫｏｔをカウントし、この結果得られる値「
Ｏ」〜値’　４２２ＪでなるカウントデータＤＣＮＴ＋
を係数アドレス発生回路２３に送出すると共に、値ｒ　
４２２Ｊを越える毎に発生する桁上げ信号Ｓ、。を補正
回数カウンタ回路２２に送出する。
この係数アドレス発生回路２３は入力されるカウントデ
ータＤ　ＣＮＴｌに応じて係数アドレスＡＤＲ，。え及
びシフトデータＤｓｒｖ＋を発生し、これをそれぞれ加
算回路２４及びシフト制御回路２５に送出する。
また補正回数カウンタ回路２２は１フレームの間、入力
される桁上げ信号ＳＣＯをカウントして補正回数データ
ＣｌＩｃを発生し、これを補正値乗算回路２６に送出す
る。
この補正値乗算回路２６は（５）式について上述した補
正値（＝０．００３９６７９５　（ｎｓｅｃ）　）を補
正回数データＣ，ｌｃに乗算して補正回数に基づく係数
アドレスＡＤＲ，。７の補正骨に応じた補正値データＤ
Ｎｅを算出しこれを加算回路２４に送出する。
これにより加算回路２４は入力される係数アドレスＡＤ
ＲｃｏＥ及び補正値データＤｕｅを加算して補正された
係数アドレスＡＤＲｃＯ□を発生し係数調整回路２７に
供給する。
この係数調整回路２７は入力される係数アドレスＡ　Ｄ
　Ｒｃ。ｔｌに基づいて係数アドレスデータＤ、。□を
発生し、これをオーバーサンプリングフィルタ６の係数
発生回路９Ａ、９Ｂ、・・・・・・に送出すると共に、
係数アドレスデータＤ、。□の１周期遅れ分をオーバー
フローとして検出し、この検出結果でなるオーバーフロ
ーデータＤ。、をシフト制御回路２５に送出する。
シフト制御回路２５は入力されるシフトデータＤ、Ｗ□
及びオーバーフローデータＤ。Ｆに基づいて、位相シフ
トの必要なサンプル点のタイミングを検出し、これをシ
フト制御信号Ｄ３□２としてタイミング調整回路２及び
オーバーサンプリングフィルタ６に送出する。
この結果タイミング調整回路２は人力クロック信号ＣＫ
４、出力クロック信号ＣＫＩｌ！及びシフト制御信号Ｄ
　、、Ｔ、に基づいて、入力されるＰＡＬコンポーネン
トディジタルビデオ信号ＳＩＮ□をオーバーサンプリン
グフィルタ６に送出するタイミングを制御する。
またオーバーサンプリングフィルタ６はこのようにして
入力されるＰＡＬコンポーネントディジタルビデオ信号
３１．４□を、シフト制御信号ｏｓｒｒｚ及び係数アド
レスデータＤＣＯ□に応じた係数Ｃｏｏ□、Ｃｏえ□、
・・・・・・で乗算してオーバーサンプリングすると共
に、出力クロック信号ＣＫｏｔに基づいてリサンプリン
グして出力し、このようにしてＰＡＬコンポーネントデ
ィジタルビデオ信号のサンプリング周波数をＰＡＬコン
ポジットディジタルビデオ信号に応じたサンプリング周
波数に変換してなる出力ディジタルビデオ信号Ｓ。、Ｊ
ア。を得るようになされている。
なおこのオーバーサンプリングフィルタ６は５０５倍の
オーバーサンプリングフィルタと同様の係数でなり、従
って１１５０５の分解能を有するようになされており、
実際上（５）式について上述した補正値（＝０．００３
９６７９５　（ｎｓｅｃ）　）は分解能の０．０２７０
６８倍となる。この値は１フレームの後端で４５回分（
すなわち、０．１７８　（ｎｓｅｃｌ　）の補正を行う
ことを意味し、このためｌフレーム毎にカウンタ回路２
１及び補正回数カウンタ回路２２をリセットしてイニシ
ャル状態に制御するようになされている。
またこのオーバーサンプリングフィルタ６のオ−バーサ
ンプリング動作は、例えば１１倍のオーバーサンプリン
グフィルタを想定した場合、まず第２図（Ａ）に示すよ
うな仮想アナログ信号ＳＶＶを第１のサンプリング周波
数［１（第２図（Ｂ））でサンプリングした人力ディジ
タル信号（第２図（Ａ）に記号「○」で示す）が人力さ
れる。
続いてオーバーサンプリングフィルタ６においては、第
２図（Ｃ）に示すように入力ディジタル信号を１１倍の
周波数ｆ、でオーバーサンプリングすると共に第２のサ
ンプリング周波数ｆ２　　（第２図（Ｄ））でリサンプ
リングし、このようにして第２図（Ａ）に記号「口」で
示す値でなる出力ディジタル信号を得るようになされて
いる。
以上の構成によれば、４２３サンプル点間の小さな範囲
についてサンプル点を順次カウントすると共に、この４
２３サンプル点毎に所定の補正を行うようにしたことに
より、カウンタ回路を値「０」〜値ｒ　４２２Ｊまでカ
ウントする簡易な回路構成で形成し得、かつ高い精度で
ＰＡＬコンポーネントディジタルビデオ信号のサンプリ
ング周波数をＰＡＬコンポジットディジタルビデオ信号
に応したサンプリング周波数に変換し得るサンプリング
レート変換装置２０を実現できる。
さらに上述の構成によれば、カウンタ回路２１を値ｒ□
、〜値ｒ　４２２Ｊまでカウントする簡易な回路構成で
形成したことにより、係数アドレス発生回路２３も簡易
な回路構成で実現でき、かくして従来のサンプリングレ
ート変換装置１（第３図）に比較して回路規模を約１／
１６７７にすることができ、全体として格段的に小型簡
略化し得るサンプリングレート変換装置を実現できる。
（Ｇ３）他の実施例 （１）上述の実施例においては、ＰＡＬコンポーネント
ディジタルビデオ信号のサンプリング周波数をＰＡＬコ
ンポジットディジタルビデオ信号に応したサンプリング
周波数に変換する場合について述べたが、本発明はこれ
に限らず、ＰＡＬコンポジットディジタルビデオ信号の
サンプリング周波数をＰＡＬコンポーネントディジタル
ビデオ信号に応じたサンプリング周波数に変換する場合
にも通用して好適なものである。
因にこの場合は（２）弐〜（４）式について上述した本
発明の原理より、ＰＡＬコンポーネントディジタルビデ
オ信号のサンプリング周期の３２２サンプル点毎に（５
）式について上述した補正値（＝０．００３９６７９５
　（ｎｓｅｃ）　）を加えるようにすれば、上述の実施
例と同様の効果を実現できる。
（２）上述の実施例においては、ＰＡＬコンポーネント
ディジタルビデオ信号又はＰＡＬコンポジットディジタ
ルビデオ信号のサンプリング周波数をＰＡＬコンポジッ
トディジタルビデオ信号又はＰＡＬコンポーネントディ
ジタルビデオ信号に応じたサンプリング周波数に変換す
る場合について述べたが、本発明はこれに限らず、ディ
ジタル信号のサンプリング周波数を、簡易な整数比の関
係にない新らたなサンプリング周波数に変換する場合に
広く適用して好適なものである。
Ｈ発明の効果 上述のように本発明によれば、初期値から第１、第２の
サンプリング周波数の周期性に基づく最大値まで第２の
サンプリング周波数に応じた出力クロックを循環的にカ
ウントし、この結果得られるカウント値と最大値までカ
ウントした回数でなる最大値カウント回数及び第１、第
２のサンプリング周波数の周期性に応じて発生された係
数補正値とに応じて係数アドレスを発生するようにした
ことにより、サンプリング周波数の周期性に基づく最大
値までカウントする簡易な構成かつ高い精度で第１のサ
ンプリング周波数でサンプリングされたディジタル信号
のサンプリング周波数を第２のサンプリング周波数に変
換し得るサンプリングレート変換装置を実現できる。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明によるサンプリングレート変換装置の一
実施例を示すブロック図、第２図はオーバーサンプリン
グ動作を示すタイミングチャート、第３図は従来のサン
プリングレート変換装置を示すブロック図、第４図はオ
ーバーサンプリングフィルタの一部を示すブロック図で
ある。 ■、２０・・・・・・サンプリングレート変換装置、２
・・・・・・タイミング調整回路、３・・・・・・ＰＬ
Ｌ回路、４．２１・・・・・・カウンタ回路、５・・−
・・・分周回路、６・・・・・・オーバーサンプリング
フィルタ、２２・・・・・・補正回数カウンタ回路、２
３・・・・・・係数アドレス発生回路、２４・・・・・
・加算回路、２５・・・・・・シフト制御回路、２６・
・・・・・補正値乗算回路、２７・・・・・・係数調整
回路。

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 　係数アドレスに応じて重付け手段に与える係数を発生
    する係数発生手段を有するオーバーサンプリングフィル
    タを含んでなり、第１のサンプリング周波数でサンプリ
    ングされたディジタル信号のサンプリング周波数を第２
    のサンプリング周波数に変換するサンプリングレート変
    換装置において、初期値から上記第１、第２のサンプリ
    ング周波数の周期性に基づく最大値まで、上記第２のサ
    ンプリング周波数に応じた出力クロックを循環的にカウ
    ントするカウンタ手段と、 当該カウンタ手段から上記最大値までカウントする毎に
    送出される最大値情報をカウントしてなる最大値カウン
    ト回数及び上記第１、第２のサンプリング周波数の上記
    周期性に応じて係数補正値を発生する補正値発生手段と
    、 上記カウンタ手段から入力されるカウント値及び上記補
    正値発生手段から入力される上記係数補正値に応じて上
    記係数アドレスを発生する係数アドレス発生手段と を具えることを特徴とするサンプリングレート変換装置
    。
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