JPH0321993B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はデイジタル変調信号の読取装置に関
し、PCM（パルス符号変調）信号の記録媒体への
記録に際しハイレベルとローレベルの単位時間当
りに占める時間率が共にほぼ等しくなる如き変調
方式によつてなされた記録情報の読取装置に関す
る。

PCM信号等のデイジタル情報信号を記録媒体
へ記録するに際して所定の変調処理がなされる
が、この場合ハイレベルとローレベルの単位時間
当りに占める時間率が共にほぼ等しくなる如き変
調方式が採られることがある。これは、再生出力
中に直流分を含まない利点がある。かゝるデイジ
タル変調信号の再生では、記録媒体における有限
の周波数特性のためにピツクアツプによる再生
RF（高周波）信号は矩形波とならずサイン状の歪
んだ波形となる。従つて、このサイン状の歪波を
元の矩形波に波形整形するために、レベル比較器
を設けてピツクアツプによる再生RF信号を例え
ば零レベル比較している。

こゝで、例えばレーザデイスクのようにピツト
のある状態をデイジタル変調信号のローレベルに
またピツトの無い状態をハイレベルに夫々対応さ
せてこれを光学的に読取る方式の記録再生系で
は、再生時に照射光の反射光量を用いてピツトの
有無を検知して２値レベルを検出するものである
から、再生信号のハイレベルとローレベルとのピ
ーク値が対称となり得ない。この再生出力を比較
レベルが一定なレベル比較器においてレベル比較
しても、正確な元のデイジタル情報とすることは
できない。

そこで、第１図に示すように、波形整形用のレ
ベル比較器１の出力に含有される直流分を積分器
２において検知し、この直流成分に応じた出力を
差動アンプ３により得、この出力をレベル比較器
１の比較レベルとするようにしている。すなわ
ち、レベル比較器１の出力に含まれる直流成分が
正方向に増大すれば、再生入力のハイレベルの時
間率が大となつており、よつて比較器１の比較レ
ベルをそれに応じて上昇させれば、ハイレベルと
ローレベルの時間率は略等しくなる。また、逆に
比較器１の出力に含まれる直流成分が負方向に増
大すれば、再生入力のハイレベルの時間率が小と
なつているから、比較器１の比較レベルをそれに
応じて下降させるようにするものであり、ATC
（自動閾値制御）回路と指称される。かゝるATC
回路の詳細については、本件出願人による特願昭
56−215207号明細書（特開昭58−114317号公報参
照）に示されている。

第２図は上述したATC回路１０の出力を用い
て、ピツクアツプ情報検出点と記録トラツクとの
当該トラツク直交（デイスク半径）方向の離間状
態を表わすいわゆるトラツキングエラー信号を発
生する回路のブロツク図である。４はいわゆる４
分割型の受光素子であり、ピツクアツプ情報検出
用スポツト光の記録デイスクからの反射光がこの
４分割受光面上に照射される。５及び６は、互い
に対角的に配置された受光素子の出力和を受ける
加算器であり、加算器７においてこれら加算器５
及び６の出力は更に加算処理される。この加算器
７の出力すなわち受光素子４の総出力和(A)は、
ATC回路１０に入力され波形整形されて再生出
力となると共に微分回路９及び１１へ入力され
る。両微分出力は夫々サンプルホールド回路１
２，１３のサンプリングパルス(C)、(D)となり、差
動アンプ１４の出力(B)をサンプルホールドする。

差動アンプ１４は加算器５，６の各出力の減算
をなすものであり、この差出力(B)がサンプルホー
ルド回路１２，１３へ入力されている。両サンプ
ルホールド回路１２，１３の各ホールド出力(E)、
(F)は差動アンプ１５に入力され、その差出力(G)が
トラツキングエラー信号となるものである。

第３図は第２図のブロツクの動作波形図であ
り、図Ａ〜Ｇは第２図のブロツクの各部信号(A)〜
(G)と夫々対応している。通常再生モードにおい
て、ピツクアツプ(4)による再生RF信号(A)が、ト
ラツキングずれにより第３図Ａの如くレベル変動
している場合につき示されている。差動アンプ１
４の出力(B)は同図Ｂのようになり、信号(A)とは
90゜位相差を有している。ATC回路１０の出力の
ゼロクロス点が微分回路９，１１において検出さ
れて図Ｃ，Ｄの如くなる。この両パルス(C)、(D)に
より波形(B)がサンプリングされホールドされるこ
とから、両ホールド出力は図Ｅ，Ｆの如くなる。
よつて、両ホールド出力の差動アンプ１５による
差信号は図Ｇの如くなり、再生RFレベル(A)が最
大の時に出力(G)は最小（零）となり、再生RFレ
ベルが小となるに従つてそれに対応して絶対値レ
ベルは増大している。すなわち、信号(G)によりピ
ツクアツプのトラツキング状態が検出可能となる
ものである。

かゝる回路構成において、情報検出点をデイス
ク半径方向へ早送り移動制御する場合にもトラツ
キングエラー信号を発生させる必要があるが、
ATC回路１０の時定数は一般に数10msと極めて
大きな値とされていることからその応答は悪く、
よつて早送り移動中においてトラツキングエラー
信号を発生させることができない。その理由を以
下に第４図の波形を用いて述べるに、第４図はト
ラツキングサーボループをオープンとしつつ早送
り移動制御を行つた場合の再生RF信号波形であ
り、そのエンベロープは10〜20KHz程度とつてお
り、よつて、このRFエンベロープに対しATC回
路１０は応答し得ないことになる。そのために、
ATC回路１０のコンパレータレベルは図中の一
点鎖線にて示すような略一定値となつてほとんど
変動しない。従つて、記録トラツク間における
RF信号のレベルが低下した期間ではATC回路１
０のコンパレータ１が動作しないために、その間
は波形整形出力は得られず正確なトラツキングエ
ラー信号は得られない。

本発明の目的は、通常再生時のみならず早送り
動作時にもトラツキングエラー信号を正確に得る
ことができるデイジタル変調信号読取装置を提供
することである。

本発明によるデイジタル変調信号読取装置は、 ハイレベルとローレベルの単位時間当り占有時
間率が共に略等しくなる如き変調方式により記録
されたデイジタル情報のピツクアツプによる再生
信号を所定比較レベルと比較することにより波形
整形して出力する第１の比較手段と、この波形整
形出力の直流分を検出してこの直流分に応じて前
記所定比較レベルを制御する手段と、前記再生信
号の高域成分を所定基準レベルと比較する第２の
比較手段と、前記第１及び第２の比較手段の出力
の１つを装置動作モードに応じて択一的に出力す
るスイツチ手段とを含むことを特徴としている。

以下に図面を用いて本発明について説明する。

第５図は本発明の一実施例の回路図であつて、
第２図と同等部分は同一符号により示されてい
る。本例では、ATC回路１０と並列に、HPF
（ハイパスフイルタ）１６とレベル比較器１７と
の縦続回路を別に設け、ATC回路１０の出力と
レベル比較器１７の出力とをスイツチ回路８に入
力するようにしている。このスイツチ回路８を装
置動作モード指令信号により制御するものであ
り、通常再生モード時にはATC回路１０の出力
を選択し、また早送りモード時にはレベル比較器
１７の出力を選択して、微分回路９，１１へ送出
するように構成している。他の構成については第
２図のそれと同等であり説明は省略する。

HPF１６の下限周波数を例えば20KHzより大
とすれば、早送り動作時における第４図に示した
RF信号のエンベロープの周波数である10〜20K
Hz以下の低減成分が除去されて、レベル比較器１
７へ入力される。第６図は、第４図に示した加算
器７の出力(A)がHPF１６を経た信号波形を示し
ている。よつて、次段のレベル比較器１７の比較
レベルを第６図のRF信号振巾の中央に設定すれ
ば、レベル比較器１７の出力には波形整形された
信号が得られて、これがスイツチ８により選択さ
れるから、微分回路９，１１において正確なRF
信号の立上り及び立下りエツジ（ゼロクロス点）
が検出される。従つて、正確なトラツキングエラ
ー信号が得られるのである。

第７図は第５図の回路の一部具体例を示す図で
あり、第５図と同等部分は同一符号により示され
ている。信号選択用のスイツチ回路８は、トラン
ジスタQ₁，Q₂及び電流源I₁を有する電流切換型
の差動スイツチ回路であり、トランジスタQ₂の
ベースには動作モード指令信号が抵抗R₁を介し
て印加されている。トランジスタQ₁のベースに
はバイアスが付与され、このバイアスはまたトラ
ンジスタQ₃のベース・エミツタ間接合を介して
トランジスタQ₂のベースバイアスともなつてい
る。差動スイツチ回路８の１対のコレクタ出力は
カレントミラー回路１８，１９の各入力となり、
これら入力電流に対応した電流を両カレントミラ
ー回路１８，１９は吸引するようになつている。

両カレントミラー回路１８，１９の出力吸引電
流を夫々電流源とする差動回路１ａ，１７ａが
夫々設けられており、差動回路１ａはトランジス
タQ₄，Q₅を有し、トランジスタQ₄のベースには
ピツクアツプによる再生RF信号が印加されてい
る。差動回路１７ａはトランジスタQ₆，Q₇を有
し、トランジスタQ₆のベースには再生RF信号の
HPF１６を経た信号が印加されている。トラン
ジスタQ₄，Q₆，Q₇の各ベースには抵抗R₄，R₅，
R₆を夫々介してバイアスが付与されている。そ
して、両差動回路１ａ，１７ａの各１対の出力は
夫々抵抗R₂，R₃を介して共通となつており、こ
れら共通出力はアンプ２０を介して再生整形出力
となると共にスイツチ出力となり、第５図の微分
回路９，１１への入力となるものである。

また、アンプ２０の出力は積分器２を経てレベ
ル比較器３へ印加され、その比較出力がトランジ
スタQ₅のベース入力となつている。

かゝる構成において、装置が通常再生モードに
あれば、動作モード指令信号はハイレベルとな
り、差動スイツチ回路８のトランジスタQ₁がオ
ンとなり、トランジスタQ₂はオフとなる。従つ
て、カレントミラー回路１８に電流が流入して、
差動回路１ａを活性化する。他方の差動回路１７
ａは非活性状態にある。よつて、ピツクアツプか
らの再生RF信号は、差動回路１ａ、アンプ２０、
積分器２、レベル比較器３からなるATC回路へ
入力されることになる。すなわち、差動回路１ａ
及びアンプ２０がATC回路の入力段のレベル比
較器として動作する。

装置が早送り動作モードにあれば、動作モード
指令信号がローレベルとなり、トランジスタQ₂
がオフとなつてカレントミラー回路１９にのみ電
流が流入する。これにより、差動回路１７ａのみ
が活性化されて、再生RF信号はHPF１６を介し
て更には差動回路１７ａ、アンプ２０を経て波形
整形されスイツチ出力として導出されることにな
る。すなわち、差動回路１７ａ及びアンプ２０が
第５図のレベル比較器１７として動作する。

第８図は第５図の回路の一部の他の具体例を示
す図であり、第５，７図と同等部分は同一符号に
より示されておりその説明は省略する。ATC回
路１０のレベル比較器３は差動トランジスタQ₈，
Q₉を有し、その電流源は、差動スイツチ回路８
のトランジスタQ₁のコレクタ電流を入力とする
カレントミラー回路１８の出力吸入電流である。
トランジスタQ₉のコレクタ電流を入力とするカ
レントミラー回路２１が設けられており、このミ
ラー出力はカレントミラー回路１８へ流入する。
またミラー回路２１の出力端と所定バイアスとの
間には抵抗R₇が設けられており、この抵抗R₇に
よる電圧が差動回路１ａ，１７ａの各トランジス
タQ₅，Q₇のベース入力となつている。トランジ
スタQ₉のベースには積分器２の出力が印加され
ており、トランジスタQ₈のベースにはバイアス
が抵抗R₈を介して供給されている。

かゝる構成において、通常再生モードの場合、
差動スイツチ回路８のトランジスタQ₁がオンと
なり、カレントミラー回路１８，２１が夫々活性
化されるから、差動回路１ａ，３が活性状態とな
る。よつて、差動回路１ａ、アンプ２０、積分器
２及び差動回路３がATC回路１０を構成する。

一方、早送り動作モードでは、差動トランジス
タQ₂がオンとなりカレントミラー回路１９のみ
が活性化されるから、差動回路１７ａのみが動作
状態となる。この時トランジスタQ₇のベース基
準電圧は抵抗R₇によるバイアスで決定される。
よつて、再生RF信号は、HPF１６、差動回路１
７ａ、アンプ２０を介して波形整形されてスイツ
チ出力となる。

このように、本発明によれば早送り動作時にも
必要とされるトラツキングエラー信号を正確に得
ることができると共に、第７、８図の構成とすれ
ばATC回路１０のレベル比較器１と他のレベル
比較器１７とを同一の差動スイツチ構成とし得る
ので集積回路化が容易でかつ装置の小型化とな
る。

【図面の簡単な説明】

第１図はデイジタル変調信号読取装置の入力段
のATC回路を示す図、第２図はピツクアツプ再
生RF信号を用いてトラツキングエラー信号を得
るためのデイジタル変調信号読取装置の入力回路
図、第３図は第２図の回路の各部動波形図、第４
図は早送り動作時の再生RF信号波形図、第５図
は本発明の実施例回路図、第６図は第５図の
HPF１６の出力波形図、第７図及び第８図は第
５図の回路の１部具体例を示す図である。 主要部分の符号の説明、１，３，１７……レベ
ル比較器、２……積分器、８……スイツチ回路、
１８，１９，２１……カレントミラー回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ ハイレベルとローレベルの単位時間当り占有
   時間率が共に略等しくなる如き変調方式により記
   録されたデイジタル情報のピツクアツプによる再
   生信号を所定比較レベルと比較することにより波
   形整形して出力する第１の比較手段と、この波形
   整形出力の直流分を検出してこの直流分に応じて
   前記所定比較レベルを制御する手段と、前記再生
   信号の高域成分を所定基準レベルと比較する第２
   の比較手段と、前記第１又は第２の比較手段のい
   ずれかを装置の動作モードに応じて選択して出力
   するスイツチ手段とを含むデイジタル変調信号読
   取装置。 ２ 前記スイツチ手段は、前記動作モードの指令
   信号に応じて制御される差動スイツチ回路からな
   り、前記第１及び第２の比較手段は、前記差動ス
   イツチ回路の１対の出力により夫々活性非活性制
   御される第１及び第２の差動回路から夫々なるこ
   とを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の装
   置。