JPH0321925B2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPH0321925B2 JPH0321925B2 JP56092740A JP9274081A JPH0321925B2 JP H0321925 B2 JPH0321925 B2 JP H0321925B2 JP 56092740 A JP56092740 A JP 56092740A JP 9274081 A JP9274081 A JP 9274081A JP H0321925 B2 JPH0321925 B2 JP H0321925B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- phase
- capacitor
- control element
- trigger
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M5/00—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
- H02M5/02—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC
- H02M5/04—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC by static converters
- H02M5/22—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M5/25—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M5/257—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
［技術分野］
本発明は、操作部の出力に基づいて制御部で位
相制御を行う位相制御回路に関するものである。
相制御を行う位相制御回路に関するものである。
［背景技術］
従来のこの種の位相制御回路としては第１図に
示すものがある。この位相制御回路は、交流電源
（以下、単に電源と呼ぶ。）５電圧を任意に位相制
御して作成した位相制御信号を出力する操作部１
と、負荷３と直列に電源５に接続された主制御素
子Q2の点弧角を上記操作部１の出力により制御
して位相制御を行う制御部２′とで構成してある。
上記操作部１は、制御素子Q4、トリガ素子Q3、
コンデンサC1及び可変抵抗VRで構成してあり、
可変抵抗VRの設定に応じて制御素子Q4の点弧角
を制御して位相制御信号を作成するものである。
また上記制御部２′は、上記操作部１の出力によ
り抵抗R2を介して充電されるトリガコンデンサ
Ｃと、このトリガコンデンサＣの充電電圧が所定
電圧に達したときにブレークオーバするトリガ素
子Ｔと、電源５の電圧を降圧するトランス４と、
上記トリガ素子８がブレークオーバしたときに点
弧する補助制御素子Q1と、この補助制御素子Q1
及び電流制限抵抗R3と共に上記トランス４の２
次出力に直列に接続され補助制御素子Q1の導通
により両端に発生する電圧で上記制御素子Q2を
点弧するトリガ抵抗（以下、単に抵抗と呼ぶ。）
R1とを備えている。
示すものがある。この位相制御回路は、交流電源
（以下、単に電源と呼ぶ。）５電圧を任意に位相制
御して作成した位相制御信号を出力する操作部１
と、負荷３と直列に電源５に接続された主制御素
子Q2の点弧角を上記操作部１の出力により制御
して位相制御を行う制御部２′とで構成してある。
上記操作部１は、制御素子Q4、トリガ素子Q3、
コンデンサC1及び可変抵抗VRで構成してあり、
可変抵抗VRの設定に応じて制御素子Q4の点弧角
を制御して位相制御信号を作成するものである。
また上記制御部２′は、上記操作部１の出力によ
り抵抗R2を介して充電されるトリガコンデンサ
Ｃと、このトリガコンデンサＣの充電電圧が所定
電圧に達したときにブレークオーバするトリガ素
子Ｔと、電源５の電圧を降圧するトランス４と、
上記トリガ素子８がブレークオーバしたときに点
弧する補助制御素子Q1と、この補助制御素子Q1
及び電流制限抵抗R3と共に上記トランス４の２
次出力に直列に接続され補助制御素子Q1の導通
により両端に発生する電圧で上記制御素子Q2を
点弧するトリガ抵抗（以下、単に抵抗と呼ぶ。）
R1とを備えている。
ところで、操作部１で電源５で可変抵抗VRを
介してコンデンサC1を充電し、このコンデンサ
C1の両端電圧がトリガ素子Q3のブレークオーバ
電圧に達したとき、トリガ素子Q3がブレークオ
ーバして制御素子Q4を点弧するもので、上記可
変抵抗VRの抵抗値を調整し、制御素子Q4の点弧
角を制御して位相制御信号を作成する。
介してコンデンサC1を充電し、このコンデンサ
C1の両端電圧がトリガ素子Q3のブレークオーバ
電圧に達したとき、トリガ素子Q3がブレークオ
ーバして制御素子Q4を点弧するもので、上記可
変抵抗VRの抵抗値を調整し、制御素子Q4の点弧
角を制御して位相制御信号を作成する。
ここで、可変抵抗VRの抵抗値が大きい場合に
は制御素子Q4の点弧角が小さくなり、第２図ｂ
に示す出力電圧V3が制御部２′に与えられる。ま
た、可変抵抗VRにの抵抗値が小さい場合には制
御素子Q4の点弧角が大きくなり、第２図ｃに示
す出力電圧V3が制御部２′に与えられる。なお、
第２図ａは電源５の電圧波形を示す。上記第２図
ｂ，ｃに示す夫々の位相制御状態で可変抵抗VR
を同じ値だけ変化させた場合、同図ｂ，ｃ中の
イ，ロで示すようにその時間軸の変化幅は同じに
なるため、第２図ｂの場合の電圧変化分は第２図
ｃの場合の電圧変化分よりも大きくなる。従つ
て、操作部１によりランプのような負荷３の調光
を行う場合には、操作部１の可変抵抗VRに対す
る光出力が第３図に示すようにＳ字カーブとな
り、操作性が悪いという問題があつた。
は制御素子Q4の点弧角が小さくなり、第２図ｂ
に示す出力電圧V3が制御部２′に与えられる。ま
た、可変抵抗VRにの抵抗値が小さい場合には制
御素子Q4の点弧角が大きくなり、第２図ｃに示
す出力電圧V3が制御部２′に与えられる。なお、
第２図ａは電源５の電圧波形を示す。上記第２図
ｂ，ｃに示す夫々の位相制御状態で可変抵抗VR
を同じ値だけ変化させた場合、同図ｂ，ｃ中の
イ，ロで示すようにその時間軸の変化幅は同じに
なるため、第２図ｂの場合の電圧変化分は第２図
ｃの場合の電圧変化分よりも大きくなる。従つ
て、操作部１によりランプのような負荷３の調光
を行う場合には、操作部１の可変抵抗VRに対す
る光出力が第３図に示すようにＳ字カーブとな
り、操作性が悪いという問題があつた。
［発明の目的］
本発明は上述の点に鑑みて為されたものであ
り、その目的とるところは、操作部の可変抵抗の
設定に対する負荷の位相制御状態の変化が直線的
になる位相制御回路を提供することにある。
り、その目的とるところは、操作部の可変抵抗の
設定に対する負荷の位相制御状態の変化が直線的
になる位相制御回路を提供することにある。
［発明の開示］
実施例 １
本発明の一実施例を第４図乃至第６図に示す。
本実施例の制御部２では、トランス４の２次出力
に抵抗R2を介してトリガコンデンサＣを直列に
接続すると共に、トリガコンデンサＣの両端に補
助制御素子Q1と抵抗R1との直列回路を接続し、
抵抗R1とトリガコンデンサＣとの接続点と補助
制御素子Q1のゲートとの間にトリガ素子Ｔを接
続してある。ここで、補助制御素子Q1、トリガ
素子Ｔ、抵抗R1が主制御素子Q2の開閉を制御
（点弧制御）する開閉制御回路を構成することに
なる。なお、トリガ素子Ｔのブレークオーバ電圧
VBOはトランス４の２次電圧V1の波高値よりも高
くしてある。また、操作部１の出力は抵抗R3を
介してトリガコンデンサＣに接続してある。その
他の構成は第１図の回路と同じである。
本実施例の制御部２では、トランス４の２次出力
に抵抗R2を介してトリガコンデンサＣを直列に
接続すると共に、トリガコンデンサＣの両端に補
助制御素子Q1と抵抗R1との直列回路を接続し、
抵抗R1とトリガコンデンサＣとの接続点と補助
制御素子Q1のゲートとの間にトリガ素子Ｔを接
続してある。ここで、補助制御素子Q1、トリガ
素子Ｔ、抵抗R1が主制御素子Q2の開閉を制御
（点弧制御）する開閉制御回路を構成することに
なる。なお、トリガ素子Ｔのブレークオーバ電圧
VBOはトランス４の２次電圧V1の波高値よりも高
くしてある。また、操作部１の出力は抵抗R3を
介してトリガコンデンサＣに接続してある。その
他の構成は第１図の回路と同じである。
以下、負荷３としてランプを使用した場合の本
実施例の動作を説明する。なお、以下の説明では
位相制御信号V3の位相角が90゜までの場合につい
て説明する。まず、第５図ａに示す操作部１の出
力である位相制御信号V3が制御部２に入力され
た場合、制御素子Q4の非導通期間θ1においてト
ランス４の２次出力が抵抗R2を介してトリガコ
ンデンサＣに供給され、トリガコンデンサＣは充
電される。なお、このときトリガコンデンサＣは
上述したようにトリガ素子Ｔのブレークオーバ電
圧VBO以上に充電されることはない。そして、制
御素子Q4の導通により操作部１から例えば正電
位の位相制御信号V3が供給されると、この時点
からトリガコンデンサＣは位相制御信号V3とト
ランス４の２次出力との合成電圧により充電さ
れ、第５図ｃの破線で示すようにトリガコンデン
サＣの両端電圧VCは上昇する。ここで、このト
リガコンデンサＣの両端電圧VCがトリガ素子Ｔ
のブレークオーバ電圧VBOに達すると、トリガ素
子Ｔがブレークオーバする。すると、補助制御素
子Q1にゲート電流が供給されて補助制御素子Q1
が点弧し、同時に主制御素子Q2も点弧する。と
ころで、このように補助制御素子Q1がオンする
と、その時点でトリガコンデンサＣの電荷は補助
制御素子Q1を介して放電されるので、トリガコ
ンデンサＣの両端電圧VCは第５図ｂに示すよう
に略トリガ素子Ｔのオン電圧VONまで低下する。
つまりは、上記補助制御素子Q1は第５図ｃに示
す位相角α1で点弧する。この場合には制御素子
Q4の非導通期間θ1が大きいので、調光量が大き
くなつて負荷３は暗く点灯する。
実施例の動作を説明する。なお、以下の説明では
位相制御信号V3の位相角が90゜までの場合につい
て説明する。まず、第５図ａに示す操作部１の出
力である位相制御信号V3が制御部２に入力され
た場合、制御素子Q4の非導通期間θ1においてト
ランス４の２次出力が抵抗R2を介してトリガコ
ンデンサＣに供給され、トリガコンデンサＣは充
電される。なお、このときトリガコンデンサＣは
上述したようにトリガ素子Ｔのブレークオーバ電
圧VBO以上に充電されることはない。そして、制
御素子Q4の導通により操作部１から例えば正電
位の位相制御信号V3が供給されると、この時点
からトリガコンデンサＣは位相制御信号V3とト
ランス４の２次出力との合成電圧により充電さ
れ、第５図ｃの破線で示すようにトリガコンデン
サＣの両端電圧VCは上昇する。ここで、このト
リガコンデンサＣの両端電圧VCがトリガ素子Ｔ
のブレークオーバ電圧VBOに達すると、トリガ素
子Ｔがブレークオーバする。すると、補助制御素
子Q1にゲート電流が供給されて補助制御素子Q1
が点弧し、同時に主制御素子Q2も点弧する。と
ころで、このように補助制御素子Q1がオンする
と、その時点でトリガコンデンサＣの電荷は補助
制御素子Q1を介して放電されるので、トリガコ
ンデンサＣの両端電圧VCは第５図ｂに示すよう
に略トリガ素子Ｔのオン電圧VONまで低下する。
つまりは、上記補助制御素子Q1は第５図ｃに示
す位相角α1で点弧する。この場合には制御素子
Q4の非導通期間θ1が大きいので、調光量が大き
くなつて負荷３は暗く点灯する。
次に、第５図ｄに示すように位相制御信号V3
の位相角が小さい場合について説明する。このと
きには、制御素子Q4の非導通期間θ2におけるト
リガコンデンサＣの両端電圧VCは第５図ｅに示
すように低くなる。そして、例えば正電位の位相
制御信号V3が供給されると、トリガコンデンサ
Ｃは位相制御信号V3とトランス４の２次出力と
の合成電圧により充電される。しかし、この場合
には上記位相制御信号V3が印加さたときのトリ
ガコンデンサＣの両端電圧VCＶが低いため、第
５図ｆ中の破線で示すようにトリガコンデンサＣ
の両端電圧VCがトリガ素子Ｔのブレークオーバ
電圧VBOに達するまでに時間がかかり、補助制御
素子Q1は位相角α2で点弧することになる。ここ
で、この位相制御信号V3の位相角がθ2である場
合と、上記位相角がθ1である場合を比較すると、
α1−θ1＜α2−θ2の関係が成り立つことが分かる。
即ち、位相制御信号V3の位相角が小さい、つま
りは可変抵抗VRの抵抗値が小さいときには、主
制御素子Q2の点弧角の変化分を大きくでき、ま
た位相制御信号V3の位相角が大きいときには主
制御素子Q2の点弧角の変化を小さくできる。な
お、上述の説明では位相制御信号V3の位相角が0゜
から90゜までの場合について説明したが、位相角
が180゜付近の場合においてもトランス４の２次出
力で充電されるトリガコンデンサＣの両端電圧は
低くなるので、位相角90゜から180゜までの場合に
ついても同様のことが言え。さらに、電源５の負
のサイクルのときも同様である。即ち、電源５の
瞬時電圧が高い時点での位相制御においては、ト
リガコンデンサＣのトランス４による充電電圧が
高くなり、この充電電圧に重畳される位相制御信
号V3の変化に対する負荷３の位相制御状態の変
化を小さくでき、また電源５の瞬時電圧が低い時
点での位相制御においては、トリガコンデンサＣ
のトランス４による充電電圧が低くなり、この充
電電圧に重畳される位相制御信号V3の変化に対
する負荷３の位相制御状態の変化を大きくでき
る。従つて、操作部１の可変抵抗VRの設定に対
する負荷３であるランプの調光特性を第６図に示
すように直線的にできる。
の位相角が小さい場合について説明する。このと
きには、制御素子Q4の非導通期間θ2におけるト
リガコンデンサＣの両端電圧VCは第５図ｅに示
すように低くなる。そして、例えば正電位の位相
制御信号V3が供給されると、トリガコンデンサ
Ｃは位相制御信号V3とトランス４の２次出力と
の合成電圧により充電される。しかし、この場合
には上記位相制御信号V3が印加さたときのトリ
ガコンデンサＣの両端電圧VCＶが低いため、第
５図ｆ中の破線で示すようにトリガコンデンサＣ
の両端電圧VCがトリガ素子Ｔのブレークオーバ
電圧VBOに達するまでに時間がかかり、補助制御
素子Q1は位相角α2で点弧することになる。ここ
で、この位相制御信号V3の位相角がθ2である場
合と、上記位相角がθ1である場合を比較すると、
α1−θ1＜α2−θ2の関係が成り立つことが分かる。
即ち、位相制御信号V3の位相角が小さい、つま
りは可変抵抗VRの抵抗値が小さいときには、主
制御素子Q2の点弧角の変化分を大きくでき、ま
た位相制御信号V3の位相角が大きいときには主
制御素子Q2の点弧角の変化を小さくできる。な
お、上述の説明では位相制御信号V3の位相角が0゜
から90゜までの場合について説明したが、位相角
が180゜付近の場合においてもトランス４の２次出
力で充電されるトリガコンデンサＣの両端電圧は
低くなるので、位相角90゜から180゜までの場合に
ついても同様のことが言え。さらに、電源５の負
のサイクルのときも同様である。即ち、電源５の
瞬時電圧が高い時点での位相制御においては、ト
リガコンデンサＣのトランス４による充電電圧が
高くなり、この充電電圧に重畳される位相制御信
号V3の変化に対する負荷３の位相制御状態の変
化を小さくでき、また電源５の瞬時電圧が低い時
点での位相制御においては、トリガコンデンサＣ
のトランス４による充電電圧が低くなり、この充
電電圧に重畳される位相制御信号V3の変化に対
する負荷３の位相制御状態の変化を大きくでき
る。従つて、操作部１の可変抵抗VRの設定に対
する負荷３であるランプの調光特性を第６図に示
すように直線的にできる。
実施例 ２
本発明の他の実施例を第７図に示す。この位相
制御回路は補助制御素子Q1を用いることなく、
トリガ素子Ｔで直接に主制御素子Q1を点弧する
ようにしたもので、トリガ素子Ｔで開閉制御回路
を構成してある。本実施例では、トランス４の２
次出力に抵抗R2を介してトリガコンデンサＣを
接続し、抵抗R2とトリガコンデンサＣとの接続
点と主制御素子Q2のゲートとの間にトリガ素子
Ｔを接続してある。また、操作部１の出力は抵抗
R3を介してトリガコンデンサＣに供給するよう
にしてある。本実施例の場合にも上記第１の実施
例と同様に操作部１の可変抵抗VRの設定に対す
る負荷３の位相制御状態の変化が直線的になる。
制御回路は補助制御素子Q1を用いることなく、
トリガ素子Ｔで直接に主制御素子Q1を点弧する
ようにしたもので、トリガ素子Ｔで開閉制御回路
を構成してある。本実施例では、トランス４の２
次出力に抵抗R2を介してトリガコンデンサＣを
接続し、抵抗R2とトリガコンデンサＣとの接続
点と主制御素子Q2のゲートとの間にトリガ素子
Ｔを接続してある。また、操作部１の出力は抵抗
R3を介してトリガコンデンサＣに供給するよう
にしてある。本実施例の場合にも上記第１の実施
例と同様に操作部１の可変抵抗VRの設定に対す
る負荷３の位相制御状態の変化が直線的になる。
［発明の効果］
本発明は上述のように、負荷と直列に交流電源
に接続され開閉によつて交流電源から負荷への電
力の供給を制御する主制御素子と、この主制御素
子の開閉を制御する開閉制御回路と、充電電圧を
開閉制御回路に動作電圧として与え充電電圧が所
定電圧以上である場合に開閉制御回路が主制御素
子を閉制御するコンデンサと、交流電源電圧を降
圧した電圧で上記コンデンサを上記所定電圧以下
に充電するトランスと、交流電源電圧を任意に位
相制御して作成した位相制御信号をトランスの降
圧電圧に重畳して上記コンデンサに印加する操作
部とを備えており、開閉制御回路が主制御素子を
閉制御する所定電圧よりも低い電圧に、トランス
で交流電源電圧を降圧した電圧によりコンデンサ
を充電すると共に、交流電源電圧を任意に位相制
御して作成した位相制御信号をトランスの降圧電
圧に重畳してコンデンサに印加しているので、交
流電源の瞬時電圧が高い時点での位相制御におい
ては、コンデンサのトランスにより充電電圧が高
くなり、この充電電圧に重畳される位相制御信号
の変化に対する負荷の位相制御状態の変化を小さ
くでき、また交流電源の瞬時電圧が低い時点での
位相制御においては、コンデンサのトランスによ
り充電電圧が低くなり、この充電電圧に重畳され
る位相制御信号の変化に対する負荷の位相制御状
態の変化を大きくできる。つまりは、操作部から
出力される位相制御信号に対する負荷の位相制御
状態の変化を直線的にすることができ、操作性が
良くなる。
に接続され開閉によつて交流電源から負荷への電
力の供給を制御する主制御素子と、この主制御素
子の開閉を制御する開閉制御回路と、充電電圧を
開閉制御回路に動作電圧として与え充電電圧が所
定電圧以上である場合に開閉制御回路が主制御素
子を閉制御するコンデンサと、交流電源電圧を降
圧した電圧で上記コンデンサを上記所定電圧以下
に充電するトランスと、交流電源電圧を任意に位
相制御して作成した位相制御信号をトランスの降
圧電圧に重畳して上記コンデンサに印加する操作
部とを備えており、開閉制御回路が主制御素子を
閉制御する所定電圧よりも低い電圧に、トランス
で交流電源電圧を降圧した電圧によりコンデンサ
を充電すると共に、交流電源電圧を任意に位相制
御して作成した位相制御信号をトランスの降圧電
圧に重畳してコンデンサに印加しているので、交
流電源の瞬時電圧が高い時点での位相制御におい
ては、コンデンサのトランスにより充電電圧が高
くなり、この充電電圧に重畳される位相制御信号
の変化に対する負荷の位相制御状態の変化を小さ
くでき、また交流電源の瞬時電圧が低い時点での
位相制御においては、コンデンサのトランスによ
り充電電圧が低くなり、この充電電圧に重畳され
る位相制御信号の変化に対する負荷の位相制御状
態の変化を大きくできる。つまりは、操作部から
出力される位相制御信号に対する負荷の位相制御
状態の変化を直線的にすることができ、操作性が
良くなる。
第１図は従来の回路図、第２図ａ〜ｃは同上の
動作説明図、第３図は同上の負荷がランプである
場合の可変抵抗の抵抗値に対する光出力の特性
図、第４図は本発明の一実施例の回路図、第５図
ａ〜ｆは同上の動作説明図、第６図は同上の負荷
がランプである場合の可変抵抗の抵抗値に対する
光出力の特性図、第７図は他の実施例の回路図で
ある。 １は操作部、２は制御部、３は負荷、４はトラ
ンス、５は交流電源、Q2は主制御素子、Ｔはト
リガ素子、Ｃはトリガコンデンサ、VRは可変抵
抗である。
動作説明図、第３図は同上の負荷がランプである
場合の可変抵抗の抵抗値に対する光出力の特性
図、第４図は本発明の一実施例の回路図、第５図
ａ〜ｆは同上の動作説明図、第６図は同上の負荷
がランプである場合の可変抵抗の抵抗値に対する
光出力の特性図、第７図は他の実施例の回路図で
ある。 １は操作部、２は制御部、３は負荷、４はトラ
ンス、５は交流電源、Q2は主制御素子、Ｔはト
リガ素子、Ｃはトリガコンデンサ、VRは可変抵
抗である。
Claims (1)
- １ 負荷と直列に交流電源に接続され開閉によつ
て交流電源から負荷への電力の供給を制御する主
制御素子と、この主制御素子の開閉を制御する開
閉制御回路と、充電電圧を開閉制御回路に動作電
圧として与え充電電圧が所定電圧以上である場合
に開閉制御回路が主制御素子を閉制御するコンデ
ンサと、交流電源電圧を降圧した電圧で上記コン
デンサを上記所定電圧以下に充電するトランス
と、交流電源電圧を任意に位相制御して作成した
位相制御信号をトランスの降圧電圧に重畳して上
記コンデンサに印加する操作部とを備えた位相制
御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9274081A JPS5812022A (ja) | 1981-06-15 | 1981-06-15 | 位相制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9274081A JPS5812022A (ja) | 1981-06-15 | 1981-06-15 | 位相制御回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5812022A JPS5812022A (ja) | 1983-01-24 |
| JPH0321925B2 true JPH0321925B2 (ja) | 1991-03-25 |
Family
ID=14062807
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9274081A Granted JPS5812022A (ja) | 1981-06-15 | 1981-06-15 | 位相制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5812022A (ja) |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3873906A (en) * | 1973-10-29 | 1975-03-25 | Rca Corp | Signal conversion circuits |
| JPS5344915Y2 (ja) * | 1974-07-31 | 1978-10-27 | ||
| JPS5268947A (en) * | 1975-12-05 | 1977-06-08 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Remote control apparatus |
| JPS587832Y2 (ja) * | 1976-07-14 | 1983-02-10 | 池田電機株式会社 | 位相制御回路 |
-
1981
- 1981-06-15 JP JP9274081A patent/JPS5812022A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5812022A (ja) | 1983-01-24 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4904907A (en) | Ballast circuit for metal halide lamp | |
| JPH0346960B2 (ja) | ||
| EP0253163B1 (en) | Arc lamp power supply | |
| US4160192A (en) | Delayed turn-off switching circuit | |
| US4219761A (en) | Incandescent lamp dimmer providing control voltage IES square law compliance correction | |
| JP3842823B2 (ja) | 回路装置 | |
| JPH0321925B2 (ja) | ||
| JPS5941599Y2 (ja) | 位相制御式放電灯調光装置 | |
| EP0104744A2 (en) | Regulation circuit | |
| JPS5829919Y2 (ja) | 放電灯調光装置 | |
| JPS5834833B2 (ja) | 閃光装置 | |
| JPS6324639Y2 (ja) | ||
| JPS6244480Y2 (ja) | ||
| JPH0722603Y2 (ja) | 点火装置 | |
| JPH0311075B2 (ja) | ||
| JPH048914B2 (ja) | ||
| JPS6314480B2 (ja) | ||
| JPH0419329Y2 (ja) | ||
| JPS5824919B2 (ja) | 放電灯点灯装置 | |
| JPH02276461A (ja) | 位相制御回路 | |
| JPH0367318B2 (ja) | ||
| JPH0328794B2 (ja) | ||
| JPS5953678B2 (ja) | 位相制御式放電灯調光装置 | |
| JPH0118559B2 (ja) | ||
| JPS6241397B2 (ja) |