JPH03205918A - 論理回路 - Google Patents
論理回路Info
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- JPH03205918A JPH03205918A JP2000692A JP69290A JPH03205918A JP H03205918 A JPH03205918 A JP H03205918A JP 2000692 A JP2000692 A JP 2000692A JP 69290 A JP69290 A JP 69290A JP H03205918 A JPH03205918 A JP H03205918A
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Landscapes
- Logic Circuits (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
[産業上の利用分野]
本発明は、半導体集積回路技術さらには論理ゲートの出
力振幅の拡張方式に適用して有効な技術に関し、例えば
論理部がCMOS回路からなり出力段がバイポーラトラ
ンジスタからなるいわゆるB i−CMOS論理回路に
利用して有効な技術に関する。
力振幅の拡張方式に適用して有効な技術に関し、例えば
論理部がCMOS回路からなり出力段がバイポーラトラ
ンジスタからなるいわゆるB i−CMOS論理回路に
利用して有効な技術に関する。
[従来の技術]
現在、半導体集積回路のプロセス技術は、1μmプロセ
スからサブミクロン(0.5μm)プロセスへ移行しつ
つあり、今後益々半導体デバイスの微細化が進むと予想
される。
スからサブミクロン(0.5μm)プロセスへ移行しつ
つあり、今後益々半導体デバイスの微細化が進むと予想
される。
ところで、MOSFETを有するLSIにおいては、素
子の微細化が進むと、従来のLSIと同一電源電圧(5
V)のままでは、スケーリング則に反してMO S F
ETに高い電圧が印加されることとになるため、短チ
ャンネル効果やホットキャリアの増大、ゲート絶縁膜の
耐圧低下等の多くの問題が生じる。従って、サブミクロ
ンプロセスのデバイスでは、5vの電源電圧の使用が困
難となる。
子の微細化が進むと、従来のLSIと同一電源電圧(5
V)のままでは、スケーリング則に反してMO S F
ETに高い電圧が印加されることとになるため、短チ
ャンネル効果やホットキャリアの増大、ゲート絶縁膜の
耐圧低下等の多くの問題が生じる。従って、サブミクロ
ンプロセスのデバイスでは、5vの電源電圧の使用が困
難となる。
一方、バイボーラトランジスタの高速性と、CMOS回
路の低消費電力、高集積度の両方の長所を持つ回路とし
て、論理部lをCMOS回路で構成し、このCMOS回
路で2つのバイボーラトランジスタからなるトーテムポ
ール型出力段を駆動するようにしたBi−CMOS論理
回路が提案されている(「日経エレクトロニクスJ
1986年12月15日号、第129頁〜第146頁参
照)。
路の低消費電力、高集積度の両方の長所を持つ回路とし
て、論理部lをCMOS回路で構成し、このCMOS回
路で2つのバイボーラトランジスタからなるトーテムポ
ール型出力段を駆動するようにしたBi−CMOS論理
回路が提案されている(「日経エレクトロニクスJ
1986年12月15日号、第129頁〜第146頁参
照)。
[発明が解決しようとする課題]
従来のBi−CMOS論理回路にあっては、出力のハイ
レベルが電源電圧Vccよりもバイポーラトランジスタ
のベース・エミッタ間電圧VBE分低く、また出力のロ
ウレベルが電源電圧がVsSよりもVBE分高くなって
しまうため、出力が電源電圧の幅(Vcc−Vss)い
っぱいに振れずCMOS回路に比べて出力振幅が小さく
なっていた。
レベルが電源電圧Vccよりもバイポーラトランジスタ
のベース・エミッタ間電圧VBE分低く、また出力のロ
ウレベルが電源電圧がVsSよりもVBE分高くなって
しまうため、出力が電源電圧の幅(Vcc−Vss)い
っぱいに振れずCMOS回路に比べて出力振幅が小さく
なっていた。
そのため、プロセスの微細化に伴って電源電圧Vccを
下げると、出力振幅が益々狭くなって電源電圧マージン
が下がるとともに、ノイズマージンも少なくなって出力
信号に小さなノイズがのっただけで次段の論理ゲートの
しきい値レベルを超えてしまい誤動作を起したり、次段
のCMOS回路にリーク電流(貫通電流)が流れてしま
うという問題点があることが分かった。
下げると、出力振幅が益々狭くなって電源電圧マージン
が下がるとともに、ノイズマージンも少なくなって出力
信号に小さなノイズがのっただけで次段の論理ゲートの
しきい値レベルを超えてしまい誤動作を起したり、次段
のCMOS回路にリーク電流(貫通電流)が流れてしま
うという問題点があることが分かった。
本発明の目的は、Bi−CMOS論理回路の出力振幅を
拡げ、もって電源電圧マージンおよびノイズマージンを
向上させることにある。
拡げ、もって電源電圧マージンおよびノイズマージンを
向上させることにある。
この発明の前記ならびにそのほかの目的と新規な特徴に
ついては、本明細書の記述および添附図面から明らかに
なるであろう。
ついては、本明細書の記述および添附図面から明らかに
なるであろう。
[課題を解決するための手段コ
本願において開示される発明のうち代表的なものの概要
を説明すれば、下記のとおりである。
を説明すれば、下記のとおりである。
すなわち、Bi−CMOS論理回路において入力論理部
とトーテムポール型出力段との間に、コンデンサを有す
るブートストラップ回路と入力信号を遅延する遅延回路
のような入力変化検出手段とを設け、出力段のプルアッ
プ側トランジスタがオフ状態からオン状態に変わって出
力レベルが電源電圧Vcc−Vsεに近づいたとき遅延
回路からの信号によってブートストラップ回路を起動さ
せ、プルアップ側トランジスタのベース電圧を押し上げ
るようにするものである。
とトーテムポール型出力段との間に、コンデンサを有す
るブートストラップ回路と入力信号を遅延する遅延回路
のような入力変化検出手段とを設け、出力段のプルアッ
プ側トランジスタがオフ状態からオン状態に変わって出
力レベルが電源電圧Vcc−Vsεに近づいたとき遅延
回路からの信号によってブートストラップ回路を起動さ
せ、プルアップ側トランジスタのベース電圧を押し上げ
るようにするものである。
[作用]
上記した手段によれば、出力信号のロウレベルからハイ
レベルの遷移の際に、上記出力段のプルアップ側のトラ
ンジスタのベース電位がブートストラップ回路のコンデ
ンサのカップリングによって電源電圧Vccよりも高く
押し上げられるため、出力レベルが電源電圧Vccまで
十分に上昇するようになり、Bi−CMOS論理回路の
電源電圧マージンおよびノイズマージンを向上させると
いう上記目的を達成することができる。
レベルの遷移の際に、上記出力段のプルアップ側のトラ
ンジスタのベース電位がブートストラップ回路のコンデ
ンサのカップリングによって電源電圧Vccよりも高く
押し上げられるため、出力レベルが電源電圧Vccまで
十分に上昇するようになり、Bi−CMOS論理回路の
電源電圧マージンおよびノイズマージンを向上させると
いう上記目的を達成することができる。
[実施例コ
第1図には本発明に係るBi−CMOS論理回路の一実
施例が示されている。
施例が示されている。
この実施例は、インバータ回路に適用したもので、入力
論理部lは、トーテムポール型出力段2のプルアップ側
のトランジスタT1を駆動するためのCMOSインバー
タlaと、プルダウン側のトランジスタT,を駆動する
ためのNMOSインバータ1bとにより構成されている
。このうち、NMOSインバータlbは入力信号INが
ゲート端子に印加された駆動用MOSFET Mll
とCMOSインバータ1aの出力信号がゲート端子に印
加された負荷MOSFET Ml2とからなり、MO
SFET MllとM12は、回路の出力端子OUT
と接地点Vssとの間に直列接続されている。
論理部lは、トーテムポール型出力段2のプルアップ側
のトランジスタT1を駆動するためのCMOSインバー
タlaと、プルダウン側のトランジスタT,を駆動する
ためのNMOSインバータ1bとにより構成されている
。このうち、NMOSインバータlbは入力信号INが
ゲート端子に印加された駆動用MOSFET Mll
とCMOSインバータ1aの出力信号がゲート端子に印
加された負荷MOSFET Ml2とからなり、MO
SFET MllとM12は、回路の出力端子OUT
と接地点Vssとの間に直列接続されている。
一方、トランジスタT1を駆動するCMOSインバータ
1aはPチャンネルMOSFET Ml,M2とNチ
ャンネルMOSFET M3,M4が、電源電圧Vc
c−Vss間に直列接続されてなり、このうちPチャン
ネルMOSFET MlとNチャンネルMOSFET
MM4のゲート端子に入力信号INが印加されてい
る。
1aはPチャンネルMOSFET Ml,M2とNチ
ャンネルMOSFET M3,M4が、電源電圧Vc
c−Vss間に直列接続されてなり、このうちPチャン
ネルMOSFET MlとNチャンネルMOSFET
MM4のゲート端子に入力信号INが印加されてい
る。
また、CMOSインバータlaとプルアップ側トランジ
スタTのベース端子との間には、スイッチMOSFET
M31〜M34とコンデンサC1とからなるブート
ストラップ回路3が設けられている。
スタTのベース端子との間には、スイッチMOSFET
M31〜M34とコンデンサC1とからなるブート
ストラップ回路3が設けられている。
さらに、この実施例では、特に制限されないが入力信号
INを反転しかつ遅延するデイレイ回路4と、このディ
レイ回路4の出力を反転するインバータ5とが設けられ
、ディレイ回路4とインバータ5の出力信号によって上
記MOSFET M2,M5およびM31〜M34が
オン・オフ制御されるようになっている。
INを反転しかつ遅延するデイレイ回路4と、このディ
レイ回路4の出力を反転するインバータ5とが設けられ
、ディレイ回路4とインバータ5の出力信号によって上
記MOSFET M2,M5およびM31〜M34が
オン・オフ制御されるようになっている。
ブートストラップ回路3は、これを構成するMOSFE
T M31〜M34のうちM31〜M33がPチャン
ネル型でM34のみがNチャンネル型とされており、コ
ンデンサC1の一方の端子はMOSFET M31と
M32を介して電源電圧VccとトランジスタT,のベ
ース端子に接続可能にされている。また、コンデンサC
1の他方の端子はMOSFET M33とM34を介
して電源電圧VccまたはVssに接続可能にされてい
る。そして、上記MOSFET M31とM32は、
ディレイ回路4とインバータ5の出力信号によって互い
に相補的にオン・オフされ、MOSFET M33と
M34はインバータ4の出力信号によって互いに相補的
にオン・オフ制御されるように構成されている。
T M31〜M34のうちM31〜M33がPチャン
ネル型でM34のみがNチャンネル型とされており、コ
ンデンサC1の一方の端子はMOSFET M31と
M32を介して電源電圧VccとトランジスタT,のベ
ース端子に接続可能にされている。また、コンデンサC
1の他方の端子はMOSFET M33とM34を介
して電源電圧VccまたはVssに接続可能にされてい
る。そして、上記MOSFET M31とM32は、
ディレイ回路4とインバータ5の出力信号によって互い
に相補的にオン・オフされ、MOSFET M33と
M34はインバータ4の出力信号によって互いに相補的
にオン・オフ制御されるように構成されている。
上記ディレイ回路4は、例えば第2図に示すようにCM
OSインバータINV,,INV,,INV,を縦続接
続させ、初段のインバータINV,の出力端子と接地点
との間に容量C1を接続したものを使用することができ
る。
OSインバータINV,,INV,,INV,を縦続接
続させ、初段のインバータINV,の出力端子と接地点
との間に容量C1を接続したものを使用することができ
る。
デイレイ回路4はインバータの段数や容量C3の大きさ
を適宜設定することにより、出力トランジスタT1がオ
フからオンへ変わって出力レベルがVssからVcc−
VBEへ変化するのに要する時間と同程度の遅延時間t
pdを有するようにされている。
を適宜設定することにより、出力トランジスタT1がオ
フからオンへ変わって出力レベルがVssからVcc−
VBEへ変化するのに要する時間と同程度の遅延時間t
pdを有するようにされている。
一方、コンデンサC,の容量値は出力端子の負荷容量C
Lに応じて決定される。具体的には、C,=Cし (V
BE/VCC) ・ (1/hcr)となるように決
定してやればよい。
Lに応じて決定される。具体的には、C,=Cし (V
BE/VCC) ・ (1/hcr)となるように決
定してやればよい。
VCC:5V,VBE:0.8V,hcr:50,CL
=5pFとすると、C,#20fF程度とすればよい。
=5pFとすると、C,#20fF程度とすればよい。
従ってコンデンサCIはMOSFETのゲート容量を利
用することができる。
用することができる。
次に上記実施例の回路の動作を第3のタイミングチャー
トを用いて説明する。
トを用いて説明する。
入力信号INがハイレベルからロウレベルに変化すると
、MOSFET Mlがオフからオン状態へ、またM
4がオンからオフ状態へ移行する。
、MOSFET Mlがオフからオン状態へ、またM
4がオンからオフ状態へ移行する。
このとき、ディレイ回路4の出力は元のロウレベルのま
まであるため、MOSFET M2はオン、M3はオ
フしている。従って、ノードn1の電位Vn,はVss
からVccまで上昇する。これによって出力トランジス
タT1がオフからオンへ、また出力トランジスタT,は
オンからオフへ移行するので、出力信号OUTはVss
からVcc−VBEへ向かって徐々に上昇する。
まであるため、MOSFET M2はオン、M3はオ
フしている。従って、ノードn1の電位Vn,はVss
からVccまで上昇する。これによって出力トランジス
タT1がオフからオンへ、また出力トランジスタT,は
オンからオフへ移行するので、出力信号OUTはVss
からVcc−VBEへ向かって徐々に上昇する。
一方、このときMOSFE.T M31とM33がオ
ン、MOSFET M32とM34がオフされている
ため、コンデンサC1の両端子間にはVcc−Vssが
印加され、チャージアップされている。そして、デイレ
イ回路4の遅延時間tpdに相当する時間が経過すると
、MOSFET M2,M3がともにオフされるとと
もに、MOSFET M31,M34がオフ、またM
OSFETM31とM32がオンされる。その結果、ノ
ードn,がフローティングにされ、コンデンサC1のV
ccに接続されていた端子がノードn1に接続され、V
ssに接続されていた端子がVccに接続されるため、
カップリングによってノードn,の電位Vn,が押し上
げられ、出力トランジスタT,が強くオンされる。これ
によって、出力信号OUTはVCC−VBEからさらに
上昇シテvCCまで達するようになる。
ン、MOSFET M32とM34がオフされている
ため、コンデンサC1の両端子間にはVcc−Vssが
印加され、チャージアップされている。そして、デイレ
イ回路4の遅延時間tpdに相当する時間が経過すると
、MOSFET M2,M3がともにオフされるとと
もに、MOSFET M31,M34がオフ、またM
OSFETM31とM32がオンされる。その結果、ノ
ードn,がフローティングにされ、コンデンサC1のV
ccに接続されていた端子がノードn1に接続され、V
ssに接続されていた端子がVccに接続されるため、
カップリングによってノードn,の電位Vn,が押し上
げられ、出力トランジスタT,が強くオンされる。これ
によって、出力信号OUTはVCC−VBEからさらに
上昇シテvCCまで達するようになる。
なお、この実施例の回路は、トランジスタT1が強くオ
ンされたときにコンデンサC1のチャージ電荷がトラン
ジスタT,を通って出力端子へ抜けるので次段の回路が
CMOS回路のように入力ハイインピーダンスの回路で
ある場合に有効である。あるいは、メモリのワード線を
駆動する場合にも利用できる。
ンされたときにコンデンサC1のチャージ電荷がトラン
ジスタT,を通って出力端子へ抜けるので次段の回路が
CMOS回路のように入力ハイインピーダンスの回路で
ある場合に有効である。あるいは、メモリのワード線を
駆動する場合にも利用できる。
この実施例では、出力のハイレベル側に対してのみ対策
を施しているので、従来の回路に比べて出力振幅の中心
が少し高めになる。従って、次段のCMOS回路のロジ
ックスレッショールド電圧がV c c / 2よりも
V B E / 2だけ高くなるようにP−MOSとN
−MOSの定数比を決定することで電源マージンやノイ
ズマージンがハイ側とロウ側でほぼ等しくなるようにす
ることができるる。
を施しているので、従来の回路に比べて出力振幅の中心
が少し高めになる。従って、次段のCMOS回路のロジ
ックスレッショールド電圧がV c c / 2よりも
V B E / 2だけ高くなるようにP−MOSとN
−MOSの定数比を決定することで電源マージンやノイ
ズマージンがハイ側とロウ側でほぼ等しくなるようにす
ることができるる。
また、この実施例の回路をメモリのワード線ドライバに
利用すれば、ワード線をVccまで十分に高く持ち上げ
たり、あるいはトランジスタT,のコレクタ電圧をVc
c十αとすることでVcc以上に上昇させることができ
るので、メモリセルの書込み不良を防止したり反転によ
る誤動作を防止することができる。
利用すれば、ワード線をVccまで十分に高く持ち上げ
たり、あるいはトランジスタT,のコレクタ電圧をVc
c十αとすることでVcc以上に上昇させることができ
るので、メモリセルの書込み不良を防止したり反転によ
る誤動作を防止することができる。
第4図には、ブートストラップ回路3の他の実施例が示
されている。
されている。
この実施例ではMOSFET M33とM34との間
に抵抗としてMOSFET M35をまた、コンデン
サC,とMOSFET M35との間にP−MOS
M36をそれぞれ接続し、ソース・ドレイン間の電圧
降下をダイオード接続のMOSFET M37〜M3
9で検知して起動時の電流工。が過大になったときP−
MOS M36をオフさせることで、ベース電位の急
峻な上昇による出力トランジスタT,の飽和を防止する
ようになっている。M40はリーク用のMOSFETで
ある。
に抵抗としてMOSFET M35をまた、コンデン
サC,とMOSFET M35との間にP−MOS
M36をそれぞれ接続し、ソース・ドレイン間の電圧
降下をダイオード接続のMOSFET M37〜M3
9で検知して起動時の電流工。が過大になったときP−
MOS M36をオフさせることで、ベース電位の急
峻な上昇による出力トランジスタT,の飽和を防止する
ようになっている。M40はリーク用のMOSFETで
ある。
なお、ブートストラップ回路は上記実施例のもので限定
されずに種々の変形例が考えられる。要するにブートス
トラップ回路は、出力のハイレベルの変化の際にベース
電位を持ち上げることができるものであればよい。
されずに種々の変形例が考えられる。要するにブートス
トラップ回路は、出力のハイレベルの変化の際にベース
電位を持ち上げることができるものであればよい。
また、上記実施例では、インバータ回路を例とって説明
したが、入力MOSFET Mlと並列にP−MOS
を、さらに入力MOSFET M4と直列にN−MO
Sをそれぞれ1または2以上接続してなるNANDゲー
トにも適用できることは勿論である。
したが、入力MOSFET Mlと並列にP−MOS
を、さらに入力MOSFET M4と直列にN−MO
Sをそれぞれ1または2以上接続してなるNANDゲー
トにも適用できることは勿論である。
以上説明したように上記実施例は、Bi−CMOS論理
回路において、入力論理部とトーテムポール型出力段と
の間に、コンデンサを有するブートストラップ回路と入
力信号を遅延する遅延回路のような入力変化検出手段と
を設け、出力段のプルアップ側トランジスタがオフ状態
からオン状態に変わって出力レベルが電源電圧Vcc−
VBEに近づいたとき遅延回路からの信号によってブー
トストラップ回路を起動させ、プルアップ側トランジス
タのベース電圧を押し上げるようにしたので、出力信号
のロウレベルからハイレベルの遷移の際に上記出力段の
プルア−ツプ側のトランジスタのベース電位がブートス
トラップ回路のコンデンサのカップリングによって電源
電圧Vccよりも高く押し上げられるため、出力レベル
が電源電圧Vccまで十分に上昇するようになり、Bi
−CMOS論理回路の電源電圧マージンおよびノイズマ
ージンが向上するという効果がある。
回路において、入力論理部とトーテムポール型出力段と
の間に、コンデンサを有するブートストラップ回路と入
力信号を遅延する遅延回路のような入力変化検出手段と
を設け、出力段のプルアップ側トランジスタがオフ状態
からオン状態に変わって出力レベルが電源電圧Vcc−
VBEに近づいたとき遅延回路からの信号によってブー
トストラップ回路を起動させ、プルアップ側トランジス
タのベース電圧を押し上げるようにしたので、出力信号
のロウレベルからハイレベルの遷移の際に上記出力段の
プルア−ツプ側のトランジスタのベース電位がブートス
トラップ回路のコンデンサのカップリングによって電源
電圧Vccよりも高く押し上げられるため、出力レベル
が電源電圧Vccまで十分に上昇するようになり、Bi
−CMOS論理回路の電源電圧マージンおよびノイズマ
ージンが向上するという効果がある。
以上本発明者によってなされた発明を実施例に基づき具
体的に説明したが、本発明は上記実施例に限定されるも
のではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能
であることはいうまでもない。例えば上記実施例では、
入力論理部1のCMOSインバータ1a内に入力MOS
FET MlとM4との間にMOSFET M2と
M3が直列接続されているが、MOSFET M2と
M3のうちM3は省略することができる。ただし、MO
SFET M2とM3を入れておいて、ブートストラ
ップ回路を起動させるときノードn1を完全にVssか
ら切離すようにした方が、例えば入力信号INにノイズ
がのってMOSFET M4が瞬間的にオンされたと
しても電荷が抜けてノードn3の電位が下がるのを防止
できるので望ましい。
体的に説明したが、本発明は上記実施例に限定されるも
のではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能
であることはいうまでもない。例えば上記実施例では、
入力論理部1のCMOSインバータ1a内に入力MOS
FET MlとM4との間にMOSFET M2と
M3が直列接続されているが、MOSFET M2と
M3のうちM3は省略することができる。ただし、MO
SFET M2とM3を入れておいて、ブートストラ
ップ回路を起動させるときノードn1を完全にVssか
ら切離すようにした方が、例えば入力信号INにノイズ
がのってMOSFET M4が瞬間的にオンされたと
しても電荷が抜けてノードn3の電位が下がるのを防止
できるので望ましい。
以上の説明では主として本発明者によってなされた発明
をその背景となった利用分野であるB]−CMOS論理
回路に適用した場合について説明したが、この発明はそ
れに限定されるものでなく、トーテムポール型出力段を
有する論理回路一般に利用できる。
をその背景となった利用分野であるB]−CMOS論理
回路に適用した場合について説明したが、この発明はそ
れに限定されるものでなく、トーテムポール型出力段を
有する論理回路一般に利用できる。
[発明の効果コ
本願において開示される発明のうち代表的なものによっ
て得られる効果を簡単に説明すれば下記のとおりである
。
て得られる効果を簡単に説明すれば下記のとおりである
。
すなわち、Bi−CMOS論理回路の出力振幅を拡げ、
もって電源電圧マージンおよびノイズマージンを向上さ
せ、出力信号に小さなノイズがのっただけで次段の論理
ゲートのしきい値レベルを超えてしまい誤動作を起した
り、次段のCMO S回路にリーク電流(貫通電流)が
流れるのを防止することができる。
もって電源電圧マージンおよびノイズマージンを向上さ
せ、出力信号に小さなノイズがのっただけで次段の論理
ゲートのしきい値レベルを超えてしまい誤動作を起した
り、次段のCMO S回路にリーク電流(貫通電流)が
流れるのを防止することができる。
第1図は本発明をBi−CMOSインバータに適用した
場合の一実施例を示す回路図、第2図はその遅延手段の
一例を示す回路1ll威図,第3図は第1図の回路の動
作を示すタイミングチャート、 第4図はブートストラップ回路の他の例を示す回路図で
ある。 l・・・・入力論理部、2・・・・トーテムポール型出
力段、3・・・・プートストラップ回路、4・・・・入
力変化検出手段(遅延回路)。
場合の一実施例を示す回路図、第2図はその遅延手段の
一例を示す回路1ll威図,第3図は第1図の回路の動
作を示すタイミングチャート、 第4図はブートストラップ回路の他の例を示す回路図で
ある。 l・・・・入力論理部、2・・・・トーテムポール型出
力段、3・・・・プートストラップ回路、4・・・・入
力変化検出手段(遅延回路)。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1、入力論理部と、トーテムポール型出力段とからなる
論理回路において、上記入力論理部と出力段との間にブ
ートストラップ回路と、入力信号の変化を検出する入力
変化検出手段とが設けられ、入力変化検出手段から所定
の遅延時間をもって出力される信号によって上記ブート
ストラップ回路が起動され、出力段のトランジスタのベ
ース電位を持ち上げるように構成されていることを特徴
とする論理回路。 2、上記入力論理部はCMOS回路で構成されているこ
とを特徴とする請求項1記載の論理回路。 3、上記ブートストラップ回路は、コンデンサとこのコ
ンデンサの一方の端子を電源電圧端子または出力トラン
ジスタのベース端子に、また他方の端子を2つの電源電
圧端子に交互に接続させるスイッチ手段とにより構成さ
れていることを特徴とする請求項1または2記載の論理
回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2000692A JPH03205918A (ja) | 1990-01-08 | 1990-01-08 | 論理回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2000692A JPH03205918A (ja) | 1990-01-08 | 1990-01-08 | 論理回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH03205918A true JPH03205918A (ja) | 1991-09-09 |
Family
ID=11480811
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2000692A Pending JPH03205918A (ja) | 1990-01-08 | 1990-01-08 | 論理回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH03205918A (ja) |
-
1990
- 1990-01-08 JP JP2000692A patent/JPH03205918A/ja active Pending
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