JPH03154518A - 雑音除去装置 - Google Patents
雑音除去装置Info
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- JPH03154518A JPH03154518A JP29422489A JP29422489A JPH03154518A JP H03154518 A JPH03154518 A JP H03154518A JP 29422489 A JP29422489 A JP 29422489A JP 29422489 A JP29422489 A JP 29422489A JP H03154518 A JPH03154518 A JP H03154518A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明はディジタルオーディオ情報記録再生システムに
係り、特に当該システム内において行われる信号処理に
際して発生する量子化雑音を除去する雑音除去装置に関
する。
係り、特に当該システム内において行われる信号処理に
際して発生する量子化雑音を除去する雑音除去装置に関
する。
ディジタルオーディオ情報記録再生システムは、アナロ
グの原信号■ をA/D変換し、そのデRG イジタル信号を記録媒体(CD、DAT等)3に記録す
る記録系と、記録媒体3から再生したディジタル入力信
号D をD/A変換することによりアナログ出力信号A
を出力する再生系とに大ut 別される。
グの原信号■ をA/D変換し、そのデRG イジタル信号を記録媒体(CD、DAT等)3に記録す
る記録系と、記録媒体3から再生したディジタル入力信
号D をD/A変換することによりアナログ出力信号A
を出力する再生系とに大ut 別される。
再生系において、ディジタル入力信号D をアナログ出
力信号へ に変換するために、D/AOL+1 変換器が用いられる。良質な音楽情報を再生するために
はS/N比が問題となる。この雑音に関しD/A変換器
で問題となるのは量子化雑音であり、またD/A変換器
での変換誤差による高次高調波成分である。量子化雑音
は量子化数を増すことにより小さくすることができるが
、完全には消去できない雑音である。この量子化雑音は
、−様に分布するいわゆる白色雑音ではなく、特に小信
号時に耳ざわりな音となって聴感上に現われる。
力信号へ に変換するために、D/AOL+1 変換器が用いられる。良質な音楽情報を再生するために
はS/N比が問題となる。この雑音に関しD/A変換器
で問題となるのは量子化雑音であり、またD/A変換器
での変換誤差による高次高調波成分である。量子化雑音
は量子化数を増すことにより小さくすることができるが
、完全には消去できない雑音である。この量子化雑音は
、−様に分布するいわゆる白色雑音ではなく、特に小信
号時に耳ざわりな音となって聴感上に現われる。
さて、以上のような量子化雑音は、再生音の波形歪の原
因となり、音質の劣化要因となるため、除去ないしは低
減する必要がある。
因となり、音質の劣化要因となるため、除去ないしは低
減する必要がある。
そこで、量子化雑音を低減させる目的で用いられる雑音
除去回路としてディザ回路が知られている。ディザ回路
は、適当な振幅(例えば、量子化ステップ幅と同等の一
様振幅分布)をもつ白色雑音をディジタル入力信号り、
に重畳(加算)してn 量子化雑音等を白色化する回路である。このディザ回路
を用いた従来のD/A変換器の例を第5図に示す。
除去回路としてディザ回路が知られている。ディザ回路
は、適当な振幅(例えば、量子化ステップ幅と同等の一
様振幅分布)をもつ白色雑音をディジタル入力信号り、
に重畳(加算)してn 量子化雑音等を白色化する回路である。このディザ回路
を用いた従来のD/A変換器の例を第5図に示す。
第5図において、D/A変換器の前段には加算器7が設
けられている。ディジタル入力信号D1゜が入力される
と、ディザ信号発生回路5から発生したディジタルディ
ザ信号V が加算器7におりTH いて重畳される。この重畳信号はD/A変換器4に入力
され、D/A変換器4はディジタルディザ信号■ 成
分を含むディジタル入力信号り、をDTH+ n アナログ信号に変換する。この変換過程において、ディ
ジタルディザ信号V の作用により量子化TH 雑音等は白色化される。このD/A変換出力信号にはデ
ィジタルディザ信号V が含まれているTII ので抜き去る必要がある。そこで、ディザ信号発生回路
5からのディジタルディザ信号V をDTH D/A変換器6によりアナログ信号に変換してディザ信
号発生回路5の出力信号と信号形式を一致させた上で、
加算器8によりディジタルディザ信号V 成分を減算
して除去し、アナログ出力信DTI( 9八 を得る。
けられている。ディジタル入力信号D1゜が入力される
と、ディザ信号発生回路5から発生したディジタルディ
ザ信号V が加算器7におりTH いて重畳される。この重畳信号はD/A変換器4に入力
され、D/A変換器4はディジタルディザ信号■ 成
分を含むディジタル入力信号り、をDTH+ n アナログ信号に変換する。この変換過程において、ディ
ジタルディザ信号V の作用により量子化TH 雑音等は白色化される。このD/A変換出力信号にはデ
ィジタルディザ信号V が含まれているTII ので抜き去る必要がある。そこで、ディザ信号発生回路
5からのディジタルディザ信号V をDTH D/A変換器6によりアナログ信号に変換してディザ信
号発生回路5の出力信号と信号形式を一致させた上で、
加算器8によりディジタルディザ信号V 成分を減算
して除去し、アナログ出力信DTI( 9八 を得る。
ut
〔発明が解決しようとする課題〕
上述のように、ディザ回路は、ディザ信号を入力信号に
加え、D/A変換後にその成分を抜き去る回路であり、
量子化雑音の低減に有効な手段である。
加え、D/A変換後にその成分を抜き去る回路であり、
量子化雑音の低減に有効な手段である。
しかし、ディザ回路は簡単にいうとD/A変換すべきデ
ィジタル入力信号り、の信号パターンを1】 振動させるものである。これに対してD/A変換器4は
各ビットデータのそれぞれをスイッチング動作によりD
/A変換するものである。したがって、D/A変換器4
ではディジタルディザ信号■ を加えない場合に比べ
てより多くのスイッTH チング動作を行うことになる。この影響は、特に、ディ
ジタル入力信号り、がゼロレベルをクロスすn るとき顕著に現われる。というのは、ディジタル入力信
号り、がゼロレベル付近にあるときにはディジタルディ
ザ信号V の振動分だけゼロクロDTI( スする回数が増大し、MSB反転の繰返しによるいわゆ
るゼロクロス歪と称する高次高調波成分を含む雑音がよ
り多く発生することとなるからである。また、D/A変
換に際しては所定の変換時間(セットリングタイム)を
要するが、このセットリングタイム中に上位ビット側の
スイッチのONとなる時刻が他の下位ビット側のスイッ
チのOFFとなる時刻よりも遅れた場合、そのずれた時
間だけ信号データが“1”となる。この現象を、アナロ
グ波形で観察すると、ヒゲパルス状の雑音となって現わ
れる。この雑音をグリッチというが、グリッチもディザ
の加算によって増大する。
ィジタル入力信号り、の信号パターンを1】 振動させるものである。これに対してD/A変換器4は
各ビットデータのそれぞれをスイッチング動作によりD
/A変換するものである。したがって、D/A変換器4
ではディジタルディザ信号■ を加えない場合に比べ
てより多くのスイッTH チング動作を行うことになる。この影響は、特に、ディ
ジタル入力信号り、がゼロレベルをクロスすn るとき顕著に現われる。というのは、ディジタル入力信
号り、がゼロレベル付近にあるときにはディジタルディ
ザ信号V の振動分だけゼロクロDTI( スする回数が増大し、MSB反転の繰返しによるいわゆ
るゼロクロス歪と称する高次高調波成分を含む雑音がよ
り多く発生することとなるからである。また、D/A変
換に際しては所定の変換時間(セットリングタイム)を
要するが、このセットリングタイム中に上位ビット側の
スイッチのONとなる時刻が他の下位ビット側のスイッ
チのOFFとなる時刻よりも遅れた場合、そのずれた時
間だけ信号データが“1”となる。この現象を、アナロ
グ波形で観察すると、ヒゲパルス状の雑音となって現わ
れる。この雑音をグリッチというが、グリッチもディザ
の加算によって増大する。
結局、量子化雑音を低減するためのディザ回路であるに
も拘らず、二次的な雑音を誘発し、音質向上という本来
の目的を損うおそれがあった。
も拘らず、二次的な雑音を誘発し、音質向上という本来
の目的を損うおそれがあった。
そこで、本発明はスイッチング動作を伴う雑音を発生さ
せることなくディザ回路の機能を有効に発揮させつる雑
音除去装置を提供することを目的とする。
せることなくディザ回路の機能を有効に発揮させつる雑
音除去装置を提供することを目的とする。
上記課題を解決するために、本発明は、第1図に示すよ
うに、基準電圧発生回路101により生成される基準信
号V に基づいてディジタル人iEF 力信号り、の信号変換を行う信号変換回路100n の量子化雑音を除去する雑音除去装置であって、正弦波
ディザ信号■3を発生するディザ信号発生回路103と
、正弦波ディザ信号V、により基準信号V を変調し
、その変調ディザ信号vMODEF を信号変換回路100に与える変調回路102と、を備
えて構成される。ディザ信号除去回路104は信号変換
回路100の出力に含まれる正弦波ディザ信号V、を抜
き去るための回路である。
うに、基準電圧発生回路101により生成される基準信
号V に基づいてディジタル人iEF 力信号り、の信号変換を行う信号変換回路100n の量子化雑音を除去する雑音除去装置であって、正弦波
ディザ信号■3を発生するディザ信号発生回路103と
、正弦波ディザ信号V、により基準信号V を変調し
、その変調ディザ信号vMODEF を信号変換回路100に与える変調回路102と、を備
えて構成される。ディザ信号除去回路104は信号変換
回路100の出力に含まれる正弦波ディザ信号V、を抜
き去るための回路である。
本発明によれば、第1図において、ディザ信号発生回路
103から出力された正弦波ディザ信号V、は変調回路
102に与えられ、さらにこの変調回路102には基準
電圧発生回路101からの基準信号■ が与えられる
。変調回路102はEF 基準信号V を正弦波ディザ信号■、により変EF 調する。この変調方式は基準信号V の信号形EF 式により異なり、振幅変調(AM) 、周波数変調(F
M)が考えられる。変調された変調ディザ信号V は
信号処理回路100に与えられる。信OD 号処理回路100はこの変調ディザ信号vMoDによっ
て信号変換を行う。
103から出力された正弦波ディザ信号V、は変調回路
102に与えられ、さらにこの変調回路102には基準
電圧発生回路101からの基準信号■ が与えられる
。変調回路102はEF 基準信号V を正弦波ディザ信号■、により変EF 調する。この変調方式は基準信号V の信号形EF 式により異なり、振幅変調(AM) 、周波数変調(F
M)が考えられる。変調された変調ディザ信号V は
信号処理回路100に与えられる。信OD 号処理回路100はこの変調ディザ信号vMoDによっ
て信号変換を行う。
次に、本発明の実施例を図面に基づいて説明する。
基本構成例
第2図に本発明の実施例を示す。この実施例は、信号処
理回路100としてのD/A変換回路10に本発明を適
用したものである。
理回路100としてのD/A変換回路10に本発明を適
用したものである。
第2図において、雑音除去装置は基準電圧発生回路11
と、変調回路12と、正弦波ディザ信号発生回路13と
、ローパスフィルタ14とから構成される。
と、変調回路12と、正弦波ディザ信号発生回路13と
、ローパスフィルタ14とから構成される。
D/A変換回路10としては、R−2Rラダ一抵抗形D
/A変換回路、積分型D/A変換回路、重み抵抗形D/
A変換回路等の種々の方式のものについて本発明の適用
が可能である。
/A変換回路、積分型D/A変換回路、重み抵抗形D/
A変換回路等の種々の方式のものについて本発明の適用
が可能である。
基準電圧発生回路11はD/A変換回路10内に内蔵さ
れた回路を用いることができ、基準信号■ を出力す
る場合と、D/A変換回路10のEF 構成によってクロック信号を出力する場合とがあり、以
下基準信号■ を出力するものとして説EF 明する。基準電圧発生回路11の具体例については第4
図において後述する。
れた回路を用いることができ、基準信号■ を出力す
る場合と、D/A変換回路10のEF 構成によってクロック信号を出力する場合とがあり、以
下基準信号■ を出力するものとして説EF 明する。基準電圧発生回路11の具体例については第4
図において後述する。
変調回路12は基準信号V を正弦波ディザEF
信号発生回路13からの正弦波ディザ信号V、により振
幅変調し、変調ディザ信号V を出力す猛QD るものである。回路構成の具体例は同じく第4図におい
て後述する。
幅変調し、変調ディザ信号V を出力す猛QD るものである。回路構成の具体例は同じく第4図におい
て後述する。
正弦波ディザ信号発生回路13は、従来のようなディジ
タルディザ信号V ではなく、アナ口TH グディザ信号、すなわち正弦波のディザ信号vSを生成
する。あるいは、三角波ディザでもよく、時間の関数と
して表わされる信号を用いることができる。
タルディザ信号V ではなく、アナ口TH グディザ信号、すなわち正弦波のディザ信号vSを生成
する。あるいは、三角波ディザでもよく、時間の関数と
して表わされる信号を用いることができる。
ローパスフィルタ14はD/A変換回路10において変
換出力されるPMA波信号A に含まMA れている正弦波ディザ信号除去回路を除去するためのフ
ィルタである。正弦波ディザ信号■、の周波数を可聴周
波数より高くとることにより、なだらかな減衰特性のも
のを使用することができ、通常のアナログフィルタを用
いることが可能である。
換出力されるPMA波信号A に含まMA れている正弦波ディザ信号除去回路を除去するためのフ
ィルタである。正弦波ディザ信号■、の周波数を可聴周
波数より高くとることにより、なだらかな減衰特性のも
のを使用することができ、通常のアナログフィルタを用
いることが可能である。
次に動作を説明する。
所定ビット数のディジタル入力信号D がD/A変換回
路10の入力端に入力されると、D/A変換回路10は
ディジタル入力信号D1□に対応するアナログ信号を出
力する。
路10の入力端に入力されると、D/A変換回路10は
ディジタル入力信号D1□に対応するアナログ信号を出
力する。
このD/A変換動作において、従来では、D/A変換回
路10は、基準電圧発生回路11からの基準信号V
に基づいて、LSBからMSBにEF 向かって順次1.2.4.8.16.32、・・・12
8.256、・・・215というように重み付けされた
電流を作り、これらの各重み付は電流をディジタル入力
信号D のデータに応じてスイッチング加算してPMA
波信号A を生成するものでMA あった。そして、ディザ処理に際しては、第5図に示す
ように、D/A変換回路10の前段においてディジタル
入力信号D、にディジタルディザ信号V を加算し、
変換出力からアナログディザTH 信号vADを減算するものであった。したがって、従来
の場合、ディジタル入力信号り、と加算器7In の出力データの出カバターンとは異なるパターンとなる
。具体的には、例えばディジタル入力信号り、が MSB 2SB 3SB LSBl
0 0 ・・・ 1であっ
たとすると、 加算器7の出力データは MSB 2SB 3SB LSBl
0 1 ・・・ 0というようにデ
ータ内容が異なってくる。このことは、D/A変換回路
10内のスイッチング動作がディジタルディザ信号V
を加算しない場合TII と加算した場合とで異なることを意味する。
路10は、基準電圧発生回路11からの基準信号V
に基づいて、LSBからMSBにEF 向かって順次1.2.4.8.16.32、・・・12
8.256、・・・215というように重み付けされた
電流を作り、これらの各重み付は電流をディジタル入力
信号D のデータに応じてスイッチング加算してPMA
波信号A を生成するものでMA あった。そして、ディザ処理に際しては、第5図に示す
ように、D/A変換回路10の前段においてディジタル
入力信号D、にディジタルディザ信号V を加算し、
変換出力からアナログディザTH 信号vADを減算するものであった。したがって、従来
の場合、ディジタル入力信号り、と加算器7In の出力データの出カバターンとは異なるパターンとなる
。具体的には、例えばディジタル入力信号り、が MSB 2SB 3SB LSBl
0 0 ・・・ 1であっ
たとすると、 加算器7の出力データは MSB 2SB 3SB LSBl
0 1 ・・・ 0というようにデ
ータ内容が異なってくる。このことは、D/A変換回路
10内のスイッチング動作がディジタルディザ信号V
を加算しない場合TII と加算した場合とで異なることを意味する。
これに対して、本実施例では、基準信号vREFを正弦
波ディザ信号Vsにより変調回路12において振幅変調
し、その変調ディザ信号■ をOD D/A変換回路10における基準信号としてD/A変換
するものであり、D/A変換回路10に入力されるディ
ジタル入力信号D 自体は何らn 変らない。しかし、変調ディザ信号■ によりOD D/A変換するのであるから、D/A変換回路10の出
力信号であるPMΔ波信号A は正弦MA 波ディザ信号V、により変調しない場合と変調した場合
とで異なってくる。その結果、D/A変換回路10から
出力されるPMA波信号A の波MA 形は第3図に示すパターンとなる。
波ディザ信号Vsにより変調回路12において振幅変調
し、その変調ディザ信号■ をOD D/A変換回路10における基準信号としてD/A変換
するものであり、D/A変換回路10に入力されるディ
ジタル入力信号D 自体は何らn 変らない。しかし、変調ディザ信号■ によりOD D/A変換するのであるから、D/A変換回路10の出
力信号であるPMΔ波信号A は正弦MA 波ディザ信号V、により変調しない場合と変調した場合
とで異なってくる。その結果、D/A変換回路10から
出力されるPMA波信号A の波MA 形は第3図に示すパターンとなる。
第3図(a)に示すように、太線で示す原信号V に
対応する信号波形に対して細線で示RG す正弦波ディザ信号v5成分が帯状に付帯して現われる
。E は正弦波ディザ信号■、成分を含むPMA波信号
A のエンベロープである。第3MA 図(a)の信号のあるタイミングでのサンプル値を拡大
して示すと、同図(b)のようになる。
対応する信号波形に対して細線で示RG す正弦波ディザ信号v5成分が帯状に付帯して現われる
。E は正弦波ディザ信号■、成分を含むPMA波信号
A のエンベロープである。第3MA 図(a)の信号のあるタイミングでのサンプル値を拡大
して示すと、同図(b)のようになる。
このように、ディジタル入力信号D にディジn
タルディザ信号V を加算するのではなく、基TH
単信号V を正弦波ディザ信号■8により振幅EF
変調して得た変調ディザ信号vMODを基準としてD/
A変換することによりディザ信号を加えるものであるた
め、D/A変換回路10内におけるディジタル入力信号
り、に対応するスイッチング動II 作を正弦波ディザ信号V、を加えない場合と加える場合
とで異ならせることがないため、正弦波ディザ信号■s
によるグ□リッチは生じない。これに対して、ディジタ
ルディザ信号V を加算するDTI! 従来装置によれば、ディジタルディザ信号” DTH自
体に起因するグリッチの発生のおそれがあったことは先
に述べた通りである。
A変換することによりディザ信号を加えるものであるた
め、D/A変換回路10内におけるディジタル入力信号
り、に対応するスイッチング動II 作を正弦波ディザ信号V、を加えない場合と加える場合
とで異ならせることがないため、正弦波ディザ信号■s
によるグ□リッチは生じない。これに対して、ディジタ
ルディザ信号V を加算するDTI! 従来装置によれば、ディジタルディザ信号” DTH自
体に起因するグリッチの発生のおそれがあったことは先
に述べた通りである。
具体例
次に、本発明の具体例を第・4図に示す。
この具体例は、R−2Rラダ一抵抗形D/A変換回路に
本発明を適用したものである。すなわち、基準電圧発生
回路11から発生した基準信号V は基準電圧アンプ
16の正側入力に与えらEF れ、基準電圧アンプ゛16の負側入力には正弦波ディザ
信号発生回路13からの正弦波ディザ信号v3をバッフ
ァアンプ15を介して与えられるようになっている。基
準電圧アンプ16は、通常、D/A変換回路内の基準電
圧供給源として内蔵されているものであり、この基準電
圧アンプ16を利用して変調回路12を構成したもので
ある。
本発明を適用したものである。すなわち、基準電圧発生
回路11から発生した基準信号V は基準電圧アンプ
16の正側入力に与えらEF れ、基準電圧アンプ゛16の負側入力には正弦波ディザ
信号発生回路13からの正弦波ディザ信号v3をバッフ
ァアンプ15を介して与えられるようになっている。基
準電圧アンプ16は、通常、D/A変換回路内の基準電
圧供給源として内蔵されているものであり、この基準電
圧アンプ16を利用して変調回路12を構成したもので
ある。
D/A変換回路10の内容は一般的なR−2Rラダ一抵
抗形D/A変換回路と同様である。
抗形D/A変換回路と同様である。
次に動作を説明する。
ディジタル入力信号り、は図示しない入力デー目
夕処理回路を介してスイッチ回路19−1〜191のス
イッチング信号として働く。スイッチ回路19−1〜1
9−5はディジタル入力信号Di11のビットが“1”
のときt/V変換器20の負側入力端に接続(ON)さ
れ、“0”のときGND側に接続(OFF)される。
イッチング信号として働く。スイッチ回路19−1〜1
9−5はディジタル入力信号Di11のビットが“1”
のときt/V変換器20の負側入力端に接続(ON)さ
れ、“0”のときGND側に接続(OFF)される。
一方、基準電圧発生回路11は電源■。0から基準信号
■ を生成し、その基準信号V を基REF
REF準電圧アンプ16の正側入
力端に与える。正弦波ディザ信号発生回路13は正弦波
ディザ信号v3を発生し、バッファアンプ15にて増幅
したのち基準電圧アンプ16の負側入力端に与える。変
調回路12は比較演算器として作用し、両人力信号の差
分を変調ディザ信号V として出力する。
■ を生成し、その基準信号V を基REF
REF準電圧アンプ16の正側入
力端に与える。正弦波ディザ信号発生回路13は正弦波
ディザ信号v3を発生し、バッファアンプ15にて増幅
したのち基準電圧アンプ16の負側入力端に与える。変
調回路12は比較演算器として作用し、両人力信号の差
分を変調ディザ信号V として出力する。
OD
その出力波形は振幅変調波形となる。変調ディザ信号■
は各定電流源17−1〜17□の制御式MOD 力(具体的には、例えば、定電流源MOS)ランジスタ
のゲート)にそれぞれ与えられる。その結果、基本とな
る重み付は電流値はR−2Rラダー抵抗網18によって
決定されるが、その値は変調ディザ信号V に追従し
て振動する。つまり、1.100 各ビット位置の重み付は電流自体が正弦波ディザ信号■
3の振動に伴なって変化することとなる。
は各定電流源17−1〜17□の制御式MOD 力(具体的には、例えば、定電流源MOS)ランジスタ
のゲート)にそれぞれ与えられる。その結果、基本とな
る重み付は電流値はR−2Rラダー抵抗網18によって
決定されるが、その値は変調ディザ信号V に追従し
て振動する。つまり、1.100 各ビット位置の重み付は電流自体が正弦波ディザ信号■
3の振動に伴なって変化することとなる。
この変化する重み付は電流の合成電流がI/V変換器2
0によって電圧値に変換され、PMA波信号A とし
て出力される。
0によって電圧値に変換され、PMA波信号A とし
て出力される。
P&tA
このように、スイッチ回路19−1〜19−0のスイッ
チング動作はディジタル入力信号り、に対応し、正弦波
ディザ信号v8によっては何ら変化せず、重み付は電流
のみが変化する状態(つまり、正弦波ディザ信号v3が
加えられた状態)でD/A変換が行われることとなる。
チング動作はディジタル入力信号り、に対応し、正弦波
ディザ信号v8によっては何ら変化せず、重み付は電流
のみが変化する状態(つまり、正弦波ディザ信号v3が
加えられた状態)でD/A変換が行われることとなる。
以上の実施例によれば、基準信号V を振幅EV
変調するという手法により正弦波ディザ信号■3を加え
るものであるため、ディザ回路による量子化雑音の低減
をディジタル演算処理によって行うことがなく、ディザ
回路の構成を簡素化することができる。
るものであるため、ディザ回路による量子化雑音の低減
をディジタル演算処理によって行うことがなく、ディザ
回路の構成を簡素化することができる。
また同上の理由により、ディジタル入力信号D にディ
ザ信号を加算してその信号パターンをn 変えるものではないため、ディザ信号によるグリッチの
発生はなく、出力信号のS/N比の悪化を招くことがな
く、ディザ回路本来の機能を有効に発揮しつる。
ザ信号を加算してその信号パターンをn 変えるものではないため、ディザ信号によるグリッチの
発生はなく、出力信号のS/N比の悪化を招くことがな
く、ディザ回路本来の機能を有効に発揮しつる。
さらに、基準信号V を正弦波ディザ信号EF
v8で振幅変調してディザ信号を加える手法をとったの
で、従来のごとくディジタルディザ信号V の加算処
理に生じる演算系の周波数の限界TH による制限を受けることがないので、正弦波ディザ信号
v3の周波数の選択の自由度が向上する。
で、従来のごとくディジタルディザ信号V の加算処
理に生じる演算系の周波数の限界TH による制限を受けることがないので、正弦波ディザ信号
v3の周波数の選択の自由度が向上する。
さらにまた、加えるディザ信号はアナログディザ信号で
あるため、ディジタルフィルタを用いたオーバサンプリ
ング形り/A変換回路の場合にサンプリング周波数f
の倍数(2f 、4f 1S
S S8f )
とは全く無関係にアナログディザ信号$ vADの周波数を設定でき、高い周波数のアナログディ
ザ信号VADを自由に使うことが可能となる。
あるため、ディジタルフィルタを用いたオーバサンプリ
ング形り/A変換回路の場合にサンプリング周波数f
の倍数(2f 、4f 1S
S S8f )
とは全く無関係にアナログディザ信号$ vADの周波数を設定でき、高い周波数のアナログディ
ザ信号VADを自由に使うことが可能となる。
変形例
本発明は、上記実施例に限定されることなく、種々の変
形ないしは転用が可能である。
形ないしは転用が可能である。
すなわち、上記実施例では、D/A変換回路10として
R−2Rラダ一抵抗形D/A変換回路を例にしたが、そ
の他、積分型D/A変換回路、電流加算形D/A変換回
路、D E M (DynamicElement M
atebing)方式D/A変換回路等の種々の形式の
D/A変換回路に適用が可能である。
R−2Rラダ一抵抗形D/A変換回路を例にしたが、そ
の他、積分型D/A変換回路、電流加算形D/A変換回
路、D E M (DynamicElement M
atebing)方式D/A変換回路等の種々の形式の
D/A変換回路に適用が可能である。
これらは、いずれも、内蔵する基準電圧発生回路により
基準信号■ を作り、これを基準としてEF D/A変換を行うものであるから、この基準信号VRE
Fを変調する本発明の適用が可能であることが明らかで
ある。
基準信号■ を作り、これを基準としてEF D/A変換を行うものであるから、この基準信号VRE
Fを変調する本発明の適用が可能であることが明らかで
ある。
また、以上の説明では16ビツト、18ビツト等のマル
チビット形のD/A変換回路を前提としたが、1ビット
D/A変換回路にも本発明の適用が可能である。1ビッ
トD/A変換回路とは、原理的にはディジタル入力信号
D の各1ビツトについてD/A変換を行うものである
が、極めて高いサンプリング周波数での処理が要求され
るため、ノイズシェービングを用いたオーバサンプリン
グ型1ビツトD/A変換回路が実用化されている。
チビット形のD/A変換回路を前提としたが、1ビット
D/A変換回路にも本発明の適用が可能である。1ビッ
トD/A変換回路とは、原理的にはディジタル入力信号
D の各1ビツトについてD/A変換を行うものである
が、極めて高いサンプリング周波数での処理が要求され
るため、ノイズシェービングを用いたオーバサンプリン
グ型1ビツトD/A変換回路が実用化されている。
ノイズシェービングとは、量子化誤差を前段にフィード
バックしてノイズの形を整形することである。現在のと
ころ1ビットD/A変換回路は、MA S H(Mul
ti−3lage No1se 5hapiB )方式
とビット・ストリーム方式とに大別される。いずれにし
ても、1ビットD/A変換回路においては1ビツト量子
化器を他の構成要素と同期的に動作させるために、水晶
発振器等からの基準クロック信号を用いて処理を行う。
バックしてノイズの形を整形することである。現在のと
ころ1ビットD/A変換回路は、MA S H(Mul
ti−3lage No1se 5hapiB )方式
とビット・ストリーム方式とに大別される。いずれにし
ても、1ビットD/A変換回路においては1ビツト量子
化器を他の構成要素と同期的に動作させるために、水晶
発振器等からの基準クロック信号を用いて処理を行う。
そこで、この基準クロック信号を正弦波ディザ信号■8
により変調して変調ディザ信号V を作り、この変調
ディザ信号OD ■MODを基準クロックとしてD/A変換するように構
成する。この場合の変調方式は周波数変調(FM)方式
である。このように、基準クロック信号を正弦波ディザ
信号v3により周波数変調して得た基準クロック〜によ
りD/A変換処理する構成とすることにより、ディジタ
ル入力信号Di、の信号パターンを変更することなく、
ディザ法を1ビットD/A変換回路に適用することが可
能となる。
により変調して変調ディザ信号V を作り、この変調
ディザ信号OD ■MODを基準クロックとしてD/A変換するように構
成する。この場合の変調方式は周波数変調(FM)方式
である。このように、基準クロック信号を正弦波ディザ
信号v3により周波数変調して得た基準クロック〜によ
りD/A変換処理する構成とすることにより、ディジタ
ル入力信号Di、の信号パターンを変更することなく、
ディザ法を1ビットD/A変換回路に適用することが可
能となる。
さらに、本発明はD/A変換回路のみならず、A/D変
換器にも適用が可能である。但し、A/D変換器の場合
はアナログ入力信号Ai、に直接正弦波ディザ信号V、
を加えることが可能であるので、本発明の適用を特に必
要とするものではない。しかし、例えば、ディザ回路と
してディジタルディザ信号V を発生するものを用い
TH たような場合に、ディジタルディザ信号vDTHをD/
A変換する必要があるので、このD/A変換回路に本発
明の適用が考えられる。
換器にも適用が可能である。但し、A/D変換器の場合
はアナログ入力信号Ai、に直接正弦波ディザ信号V、
を加えることが可能であるので、本発明の適用を特に必
要とするものではない。しかし、例えば、ディザ回路と
してディジタルディザ信号V を発生するものを用い
TH たような場合に、ディジタルディザ信号vDTHをD/
A変換する必要があるので、このD/A変換回路に本発
明の適用が考えられる。
さらにまた、以上の説明はD/A変換回路やA/D変換
回路における量子化雑音の低減を前提としたが、量子化
雑音の問題はディジタルオーディオ情報記録再生システ
ム内の信号処理系において必ず発生するものである。し
たがって、当該信号処理系において、D/A変換回路や
A 、/ D変換器以外の所定の基準信号に基づいて信
号処理を行う要素に本発明の適用の余地があることはも
ちろんである。
回路における量子化雑音の低減を前提としたが、量子化
雑音の問題はディジタルオーディオ情報記録再生システ
ム内の信号処理系において必ず発生するものである。し
たがって、当該信号処理系において、D/A変換回路や
A 、/ D変換器以外の所定の基準信号に基づいて信
号処理を行う要素に本発明の適用の余地があることはも
ちろんである。
以上の通り、本発明によれば、基準信号をディザ信号に
より変調し、その変調した基準信号を用いて信号処理を
行うようにしたので、ディジタル演算処理を施すことな
く簡単な構成でディザによる量子化雑音の低減が可能と
なる。そして、信号処理回路への入力信号にディザ信号
を加えず、基準信号を変調する構成としたので、ディザ
信号によるスイッチング動作で2次的な雑音を発生させ
ることなくディザ回路の機能を有効に発揮させることが
できる。
より変調し、その変調した基準信号を用いて信号処理を
行うようにしたので、ディジタル演算処理を施すことな
く簡単な構成でディザによる量子化雑音の低減が可能と
なる。そして、信号処理回路への入力信号にディザ信号
を加えず、基準信号を変調する構成としたので、ディザ
信号によるスイッチング動作で2次的な雑音を発生させ
ることなくディザ回路の機能を有効に発揮させることが
できる。
第1図は本発明の雑音除去装置の原理説明図、第2図は
本発明のD/A変換回路の雑音除去装置の実施例を示す
ブロック図、 第3図は本発明のD/A変換回路の雑音除去装置の出力
波形の説明図、 第4vAは本発明のD/A変換回路の雑音除去装置の具
体例を示すブロック図、 第5図は従来のディザ回路の例を示すブロック図である
。 4・・・D/A変換器 5・・・ディザ信号発生回路 6・・・D/A変換器 7・・・加算器 8・・・加算器 9・・・A/D変換器 10・・・D/A変換回路 11・・・基準電圧発生回路 12・・・変調回路 13・・・正弦波ディザ信号発生回路 14・・・ローノメスフィルタ 15・・・バッファアンプ 16・・・基準電圧アンプ 17−1〜17、・・・定電流源 18・・・R−2Rラダー抵抗網 19−1〜19−0・・・スイッチ回路20・・・I/
V変換器 100・・・信号処理回路 101・・・基準電圧発生回路 102・・・変調回路 103・・・ディザ信号発生回路 104・・・ディザ信号除去回路 ■ ・・・原信号 RG A、・・・アナログ入力信号 A ・・・アナログ出力信号 at D、・・・ディジタル人力信号 n D ・・・ディジタル出力信号 n ■ ・・・ディジタルディザ信号 口Tl1 vAD・・・アナログディザ信号 Vs・・・正弦波ディザ信号 V ・・・基準信号 EF ■ ・・・変調ディザ信号 輩OD A ・・・PMA波信号 PIJ^ E ・・・エンベロープ DT)I ト売朗n雑彦体去呆i 1 図 PMA信号 D〆子゛イシタ7りL入77信号 本発明のD/A変美咎の芽生台ア1艮帳iの実ちjマ・
j値 づフ 回 従来Oテ′イザ回路し+ダ11 第 づ 回
本発明のD/A変換回路の雑音除去装置の実施例を示す
ブロック図、 第3図は本発明のD/A変換回路の雑音除去装置の出力
波形の説明図、 第4vAは本発明のD/A変換回路の雑音除去装置の具
体例を示すブロック図、 第5図は従来のディザ回路の例を示すブロック図である
。 4・・・D/A変換器 5・・・ディザ信号発生回路 6・・・D/A変換器 7・・・加算器 8・・・加算器 9・・・A/D変換器 10・・・D/A変換回路 11・・・基準電圧発生回路 12・・・変調回路 13・・・正弦波ディザ信号発生回路 14・・・ローノメスフィルタ 15・・・バッファアンプ 16・・・基準電圧アンプ 17−1〜17、・・・定電流源 18・・・R−2Rラダー抵抗網 19−1〜19−0・・・スイッチ回路20・・・I/
V変換器 100・・・信号処理回路 101・・・基準電圧発生回路 102・・・変調回路 103・・・ディザ信号発生回路 104・・・ディザ信号除去回路 ■ ・・・原信号 RG A、・・・アナログ入力信号 A ・・・アナログ出力信号 at D、・・・ディジタル人力信号 n D ・・・ディジタル出力信号 n ■ ・・・ディジタルディザ信号 口Tl1 vAD・・・アナログディザ信号 Vs・・・正弦波ディザ信号 V ・・・基準信号 EF ■ ・・・変調ディザ信号 輩OD A ・・・PMA波信号 PIJ^ E ・・・エンベロープ DT)I ト売朗n雑彦体去呆i 1 図 PMA信号 D〆子゛イシタ7りL入77信号 本発明のD/A変美咎の芽生台ア1艮帳iの実ちjマ・
j値 づフ 回 従来Oテ′イザ回路し+ダ11 第 づ 回
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1、所定の基準信号に基づいてスイッチング動作を伴な
う信号処理を行う信号処理回路の量子化雑音を除去する
雑音除去装置であって、 ディザ信号を発生するディザ信号発生回路と、前記ディ
ザ信号により前記基準信号を変調して前記信号処理回路
に出力する変調回路と、 を備えたことを特徴とする雑音除去装置。 2、請求項1記載の雑音除去装置において、信号処理回
路はD/A変換器であることを特徴とする雑音除去装置
。 3、請求項1または2記載の雑音除去装置において、変
調回路は前記基準信号の振幅を前記ディザ信号によって
変調する振幅変調回路であることを特徴とする雑音除去
装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP29422489A JPH03154518A (ja) | 1989-11-13 | 1989-11-13 | 雑音除去装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP29422489A JPH03154518A (ja) | 1989-11-13 | 1989-11-13 | 雑音除去装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH03154518A true JPH03154518A (ja) | 1991-07-02 |
Family
ID=17804947
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP29422489A Pending JPH03154518A (ja) | 1989-11-13 | 1989-11-13 | 雑音除去装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH03154518A (ja) |
-
1989
- 1989-11-13 JP JP29422489A patent/JPH03154518A/ja active Pending
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