JPH03154507A - 増幅器 - Google Patents

増幅器

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JPH03154507A JP2247680A JP24768090A JPH03154507A JP H03154507 A JPH03154507 A JP H03154507A JP 2247680 A JP2247680 A JP 2247680A JP 24768090 A JP24768090 A JP 24768090A JP H03154507 A JPH03154507 A JP H03154507A
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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 Ａ、産業上の利用分野 本発明は一般に増幅器に関するものであり、具体的には
増幅器の利得または帯域幅に悪影響を及ぼすことなく増
幅器の動作点を制御する技法及び装置に関するものであ
る。
Ｂ、従来の技術 差動増幅器の静止出力電圧は通常、公差、温度、供給電
圧など多数の装置パラメータの関数である。
この静止出力電圧の変動は、増幅器の駆動能力を増加す
るために１つまたは複数のエミッタ・フォロワまたはソ
ース・フォロワを出力に追加した場合に増加する。
直流精度を改良する従来の技法には、全負帰還の使用が
含まれる。しかし、全帰還の使用にょって、ある種の応
用分野では許容できない望ましくない副作用が生じる。
たとえば、増幅器に負帰還を与えると有用な信号利得が
減少するため、所期の利得を維持すべき場合は追加の増
幅段の必要性が増すことがある。その場合、負帰還が複
数の段にまたがると、皿々の周波数補償技法を使用して
高周波利得を「捨てる」または放棄することが必要にな
る可能性がある。このため、高周波（ビデオまたはＲＦ
）増幅器では、しばしば局所的な帰還ループを使用する
。高周波増幅器が多数の段を有する場合、通常、多数の
個別の帰還ループが必要となる。多数の個別の帰還ルー
プを用いる場合、各ループの直流誤差が累積して相対的
に大きな誤差となる可能性がある。
第６図は、帯域幅を損なわずあるいは犠牲にせずに増幅
器の直流精度を改良するために使用される、もう１つの
従来技術の技法を示す。Ｖ　＋　＋＋で表される入力信
号が増幅器１０の負入力端子に印加される。増幅器１０
の利得は、抵抗器ＲＦ及びＲＩＮによって設定される。
増幅器１０の出力端の平均直流値が、増幅器１２とＲＩ
Ｎ、とＣＩＮＴとから形成される積分回路によってサン
プリングされ、増幅器１０の非反転入力端子に印加され
る。
第８図の回路は、その所期の目的に対しては良好に動作
するものの、いくつかの欠点を有する。
第１に、積分帰還法は実際に増幅器の直流利得を減少さ
せる。第２に、積分回路は一般にがなり長い時定数を有
する必要がある。連続時間積分回路では、通常数十マイ
クロファラッドの範囲の積分コンデンサが必要である。
この容量のコンデンサは比較的大きな表面積を必要とし
、したがって集積回路チップ上に経済的に複製するには
大きすぎる。
米国特許出願第４６２１２３８号は、帰還ループ内で、
増幅器の動作点を制御するフィルタ回路を使用する。具
体的に言うと、増幅器の差動出力動作点は、差動出力を
フィルタリングし、１対の差動デバイスによって共有さ
れる電流を調整することによって制御される。
Ｃ１発明が解決しようとする課題 本発明の目的は、帯域幅または利得を犠牲にすることな
く直流バイアス精度を改良する帰還ループを提供するこ
とである。
本発明の目的には、改良された増幅器回路配置を提供す
ることも含まれる。
０１課題を解決するための手段 本発明による増幅器回路配置では、その差動出力が平均
されて所期の水準にスケーリングされた直流信号となる
。この直流信号を、基準回路から発生された基準信号と
比較して制御信号を生成し、この制御信号を増幅して増
幅器バイアス点の制御に使用する。
別の実施例では、車端出力信号を供給するため、緩衝段
を増幅器の出力に追加する。緩衝回路の温度変動及びプ
ロセス変動は、類似デバイスを基亭回路内に組み込むこ
とによって補償される。
本発明のもう１つの実施例では、比較的小さなコンデン
サ（１〜１０ｐＦの範囲）が、差動デバイス対のコレク
タ回路に挿入されている。これは、平均化されつつある
コレクタ信号中に発生する不一致を補償するものである
。この不一致は通常かなり高い周波数で発生し、補正を
行なわないと平均化された信号が直流信号でなくなる。
Ｅ、実施例 第１図は、本発明の教示による改良された増幅器の回路
配置を示す。この改良された増幅器は、ＶＩＮで表され
る差動入力信号を受け取る１対の入力端子と、差動出力
信号Ｖ　ＯＵＴを発生する１対の出力端子とを有する差
動増幅器１０を含む。帰還ループが出力信号を処理して
、差動増幅器１０の直流バイアス点の設定に使用される
バイアス制御信号を発生する。この帰還ループは、平均
化回路１２、基準電圧発生回路手段１４及び誤差増幅手
段１６を含む。平均化回路手段１２は、増幅器の出力信
号を加算して導体２０上に信号を発生する加算回路１８
を含む。導体２０上の信号は増幅器１０の出力の共通モ
ード電圧の２倍に等しい。増幅器１０は（良好な共通モ
ード除去比をもつ）差動増幅器として機能しているため
、その共通モード出力電圧は増幅器のバイアス点の関数
である直流成分のみを含む。言い替えると、加算回路１
８はＶ。Ｕ丁の交流成分を取り除き、直流成分を２倍に
して複製する。
本発明の好ましい実施例では、導体２０上の直流信号が
Ｎ分割回路２２に印加され、Ｎ分割回路は導体２０上の
信号の直流電圧を所望のまたは所定の信号範囲にスケ−
りングまたは調整する。本発明のこの好ましい実施例で
は、導体２０上の直流信号は２分割回路によってスケー
リングされる。
勿論、本発明の範囲または趣旨を逸脱することなく、他
の形式のスケーリング・ファクタまたはスケーリング回
路を信号の直流成分の調整に使用することもできる。ス
ケーリング回路２２からのスケーリングされた信号は、
導体２４によって誤差増幅器１６の負入力端子に印加さ
れる。基準電圧発生回路手段１４が基準電圧信号ｖＲＥ
Ｆを発生し、それが導体２６を介して誤差増幅器１６の
正入力端子に印加される。
基Ｑ１！圧発生回路１４は、いくつかの一般的な温度安
定な基準回路のいずれかを用いて実施できる。前述の好
ましい実施例では、バンド・ギャップ型の基準電圧発生
回路を使用する。
さらに第１図を参照すると、誤差増幅器１６は導体２４
上のスケーリングされた直流信号を導体２６上の基準信
号と比較して、バイアス制御信号を発生し、それが増幅
されて差動増幅器１０に印加される。
第２図は、本発明の別の実施例を示す。この実施例では
、差動増幅器１０の出力が車端出力に変換される。この
車端出力は、出力負荷（図示せず）を駆動するために増
幅器の設計でしばしば必要となる。差動増幅器出力の一
方を緩衝して車端出力を形成するために使用される回路
配置２８及び補償された基準回路手段３０を除き、第２
図の回路要素のその他の部分は第１図のそれと全く同様
である。従って、第１図及び第２図で同じ回路部品は共
通の番号で表す。
さらに第２図を参照すると、回路配置２８はＶｏｔＪＴ
で表される車端出力信号を供給する。本発明の好ましい
実施例では、回路配置２８は、ソース・フォロワ構成ま
たはエミッタ・フォロワ構成の単一利得（＋１）の綴街
段である。このエミッタ・フォロワ段は帰還ループの外
側にあるにも関わらず、補償された基準回路手段３０の
温度変動及びプロセス変動が緩衝膜２８の温度変動及び
プロセス変動と一致するように回路配置３０が設計され
ている場合には、本発明の提供する利点がこの車端出力
構成でも享宵できる。
第３図は、第１図に概略を示した改良された増幅器の回
路図を示す。第３図の回路配置は、少なくとも正の電源
レールと負の電源レールとを有する電源を含む。増幅器
１０は、部品Ｑ１、Ｑ２、ＲＥ　Ｌ　ＲＥ２、ＲＣ１及
びＲＣ２から形成される１段差動増幅器である。ＲＣは
、これらの抵抗がデバイスＱ１及びＱ２の当該のコレク
タ回路内にあることを示す。一方ＲＥは、これらの抵抗
が当該のデバイスのエミッタ回路内にあることを示す。
本発明の好ましい実施例では、ＲＣ１＝ＲＣ２＝１２０
０オームであり、ＲＥ１＝ＲＥ２＝２２５オームである
。
さらに第３図を参照すると、ＶＯＵＴは１対の導体上に
供給される両端出力信号である。各導体は、当該の差動
デバイスＱ１及びＱ２のコレクタ回路に接続されている
。平均化回路手段１２は、ＲＢＩＧで表される直列接続
した１対の抵抗から形成されており、デバイスＱ１及び
Ｑ２のコレクタ回路に接続されている。比較器兼増幅器
回路１６は、１対のデバイスＱ５及びＱ６と、デバイス
Ｑ５及びＱ６のエミッタ端子を正の電源レールに接続す
る電流源工、とから形成される。導体３０は平均化回路
１２をデバイスＱ６のベースに相互接続する。同様に、
ＶＲＥＦで表される導体が、デバイスＱ５のベースを基
準電圧発生回路手段１４に相互接続する。電流ミラー回
路３２が比較器手段１６を差動増幅器と負の電源レール
とに相互接続する。電流ミラー回路３２は、デバイスＱ
３及びＱ４から形成される。
動作の際には、信号ｖ１１．がデバイスＱ１及びＱ２の
ベース端子に印加される。抵抗ＲＢＩＧは、それぞれノ
ードＡ及びＢに現れる出力信号の平均をとる。この平均
値が次に誤差増幅器のデバイスＱ６に供給され、デバイ
スＱ６はこの平均出力をデバイスＱ５のベースに現４れ
る信号ＶＲＥＦと比較する。これらの信号の差は、増幅
器のバイアス点を制御するため、電流反転デバイスＱ３
及びＱ４を通じて増幅され帰還する。このようにして直
流静止出力電圧がＶＲＥＦと等しくなるように調節され
る。
第４図は、第２図の緩衝車端出力増幅器の回路配置を示
す。第２図及び第１図に関して述べたのと同様に、第４
図と第３図は、差動増幅器出力の一方を緩衝して車端出
力を形成するために用いられる緩衝膜３４と、緩衝回路
３４に起因する変動を補償する回路配置３６とを除き同
一である。したがって、第３図及び第４図の類似する部
品は、共通の数字で表す。さらに、回路配置３４及び３
６についてのみ後で説明する。第４図のこれ以外の部品
は、第３図に関して既に説明した類似部品と同じ機能を
果たすことを理解されたい。
第４図を参照すると、車端出力Ｖ。ＵＴを発生する回路
配置３４は、デバイスＱ７及びＱ８と電流源３８から構
成される。デバイスＱ７のエミッタ電極は電流源３８に
結合され、コレクタ電極は正の電源レールに接続され、
ベース電極はデバイスＱ２のコレクタ回路に接続されて
いる。デバイスＱ８はエミッタ・フォロワ構成で接続さ
れ、デバイスＱ７に接続されている。ＶＯＬＩＴはデバ
イスＱ８のエミッタから取り出され、Ｑ８の駆動する負
荷はＲＬで表されている。車端出力への変換回路配置３
４のエミッタ・フォロワ構成は、例示的なものにすぎず
、本発明の範囲を限定するものと解釈すべきではないこ
とに留意されたい。
基準信号ＶＲＥＦを発生するための回路に加えて、回路
配置３４に起因する変動を補償する回路配置３６が追加
されている。この追加の回路配置は、電流源４０、デバ
イスＤ１及びＤ２を含む。
さらに、第４図を参り、６すると、デバイスＱ７及びＱ
８は、高い出力電流駆動能力を備えるための緩衝エミッ
タ・フォロワである。これらのエミッタ・ベース間電圧
はプロセス及び温度に伴って変動し、また帰還ループの
外側に位置するため、差動増幅器の出力直流動作点は常
にプロセス変動及び温度変動に伴って変動する。この変
動を補償するため、ダイオードＤ１及びＤ２が基準回路
に結合され、デバイスＱ７及びＱ８に起因する影響を打
ち消す。この打ち消しは、Ｄｌ及びＤ２がＱ７及びＱ８
と同じ温度である（同一チップ内で互いに近接している
）場合に、より効果的である。また、これらのダイオー
ドは、デバイスＱ７及びＱ８と同じ電流密度で動作させ
なければならない。
デバイスＱ７及びＱ８に起因する変動を補償するために
追加できる回路には他の形式のものも存在することに留
意されたい。すなわち、ダイオードＤｉ、Ｄ２及び電流
源４０を示したのはあくまで例示的なものにすぎず、本
発明の範囲を限定するものと解釈すべきではない。
第５図は、本発明の教示による別の実施例を示す。この
実施例では、差動デバイスＱ１及びＱ２のコレクタ電流
１１及びＩ２の交流成分に発生する不一致を補償するた
めの回路を提供する。この回路は、デバイスＱ６のベー
スとコレクタを相互接続するコンデンサＣ２と、デバイ
スＱ６のコレクタ端子と負電源の間に接続された抵抗Ｒ
ｘとを含む。このコンデンサと抵抗とを除き、第５図は
第４図と全く同様に機能する。また、第５図の各構成要
素は第４図の構成要素と同じである。このため、第４図
と第５図で同じデバイスには共通の番号を使用する。動
作の際に、平均化回路手段１２によって平均化されてい
るコレクタ信号同士は完全には一致しない。高周波の場
合、これは主にノードＡとＢの容量性負荷の違いによる
。この２ノードの平均はもはや直流信号ではない。この
誤差は比較的高い周波数で発生するため、単純なミラー
積算フィルタＣＦがチップ上の小容量コンデンサによっ
て形成され、この不一致によって残された残留交流成分
を除去する。ＣＦは、第６図の従来技術の回路に必要な
コンデンサ（ＣＩＮＴ）よりもはるかに小容量であるた
め、第４図及び第５図の回路は集積回路チップ上に容易
に組み立てることができるが、第６図の従来技術の回路
ではこれは不可能である。
Ｆ１発明の効果 本発明により、増幅器の利得または帯域幅に悪影響を及
ぼすことなく増幅器の動作点を制御することができるよ
うになった。
【図面の簡単な説明】
第１図は、本発明の教示による、動作点を制御された、
改良された増幅器のブロック図である。 第２図は、車端出力をもつ改良された増幅器のブロック
図である。 第３図は、第１図の増幅器の回路図である。 第４図は、緩衝車端出力増幅器の補償された安定化され
た回路配置を示す図である。 第５図は、差動デバイス対の不一致に起因する残存高周
波信号を除去する、ミラー積算フィルタを備えた第４図
の回路配置を示す図である。 第６図は、増幅器の動作点を設定する直流帰還ループを
組み込んだ従来技術の技法を示す図である。 １０・・・・差動増幅器、１２・・・・平均化回路、１
４・・・・基準電圧発生回路、１６・・・・誤差増幅器
、１８・・・・加算回路、２２・・・・Ｎ分割回路、３
２・・・・電流ミラー回路、３６・・・・変動補償回路
。

Claims (10)

    【特許請求の範囲】
  1. （１）１対の出力端子を有する差動増幅段と、前記端子
    上の信号を平均化して前記信号の直流成分を表す帰還信
    号を発生する、前記の出力端子対に接続された第１回路
    手段と、 帰還信号と基準信号とを比較して、前記差動増幅段の直
    流動作点を設定するためのバイアス制御信号を発生する
    誤差増幅器と、 を含む増幅器。
  2. （２）さらに、第１回路手段と誤差増幅器を相互接続す
    る第２回路手段を含み、前記第２回路手段が、前記帰還
    信号を受け取りまた前記帰還信号を所定の電圧水準に調
    整するように動作可能であることを特徴とする、請求項
    （１）に記載の改良された増幅器。
  3. （３）さらに、差動増幅段に結合された、単端駆動信号
    を発生するための緩衝段を含むことを特徴とする、請求
    項（１）または請求項（２）に記載の改良された増幅器
    。
  4. （４）差動増幅段がエミッタ・フォロワ回路配置を含む
    ことを特徴とする、請求項（３）に記載の改良された増
    幅器。
  5. （５）さらに、前記増幅器に電力を供給するための電源
    を含むことを特徴とする、請求項（１）または請求項（
    ２）に記載の改良された増幅器。
  6. （６）さらに、前記誤差増幅器に結合された基準信号を
    発生するための基準回路手段を含み、前記基準回路手段
    が緩衝段の温度変動及びプロセス変動に一致した変動特
    性を有する回路を含むことを特徴とする、請求項（３）
    に記載の改良された増幅器。
  7. （７）第１回路手段が直列接続した１対の抵抗を含むこ
    とを特徴とする、請求項（１）に記載の改良された増幅
    器。
  8. （８）第２回路手段が２分割回路を含むことを特徴とす
    る、請求項（２）に記載の改良された増幅器。
  9. （９）さらに、前記誤差増幅器に結合された、高周波信
    号をフィルタリングするための第２回路手段を含むこと
    を特徴とする、請求項（１）に記載の改良された増幅器
    。
  10. （１０）前記回路手段がコンデンサを含むことを特徴と
    する、請求項（９）に記載の改良された増幅器。
JP2247680A 1989-10-31 1990-09-19 増幅器 Expired - Lifetime JPH0697723B2 (ja)

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