JPH03124134A

JPH03124134A - 受信機

Info

Publication number: JPH03124134A
Application number: JP2260350A
Authority: JP
Inventors: Kenneth H Renshaw; ケネス・エイチ・レンショウ
Original assignee: Hughes Aircraft Co
Current assignee: Raytheon Co
Priority date: 1989-09-29
Filing date: 1990-09-28
Publication date: 1991-05-27
Anticipated expiration: 2010-06-14
Also published as: EP0420230B1; EP0420230A3; US4962507A; DE69029311D1; EP0420230A2; CA2020455C; CA2020455A1; DE69029311T2; JPH0756974B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】［産業上の利用分野］この発明はスペクトル拡散受信機に関し、特に送信シス
テムにより伝えられた位相ノイズの影響を減少させるた
めにパイロットキャリア及びデータキャリアを使用する
スペクトル拡散通信フィードフォワード信号プロセッサ
に関する。

［従来の技術］位相ノイズは、商業可動サテライトシステムに於いて重
大な問題である。音声またはデータ信号は、それらがキ
ャリア上に変調され、サテライトに対してＫｕ帯域で送
信されたスペクトル拡散である固定されたサテライトタ
ーミナル中の電話システムから生じる。この固定された
ステーションのアップコンバータが、位相ノイズを付加
する。

前記サテライトはＫｕ帯域信号を受信してＬ帯域に変換
する。この変換は、およそ１０ＧＨｚである。

可動ターミナルの付近に、前記信号はマルチパス伝播に
払われるべ（位相ノイズをより付加するために、木々及
びビル等から散乱される。前記可動ターミナルは信号を
受信し、基礎帯域に変換する。

これらの変換及び前記マルチパス伝播の全ては、位相ノ
イズを付加する。全体的な位相ノイズは、システム性能
を制限する。

前記位相ノイズ問題は、高い周波数変換が使用されると
ころで特にひどい。前述した例で、１０ＧＨｚのキャリ
アは、前記変換を行うために前記サテライトと合成しな
ければならない。このキャリアは、相対的に低い周波数
のクリスタルソース（５ＭＩＩｚ）から分割される。こ
のソースの周波数を多重化するプロセスに於いて、前記
ソースの位相ノイズもまた多重化される。また、固定さ
れたアップリンクステーションのＫｕ帯域アップコンバ
ータに対する基礎帯域も、位相ノイズを付加する。しか
しながら、高い純正のソースは陸上の適用のために有効
なものであり、グラウンドターミナルによりリンクに付
加した前記位相ノイズは、サテライトにより前記リンク
に付加した位相ノイズより小さい。

［発明が解決しようとする課題］ところで、従来のスペクトル拡散受信機に関する１つの
問題は、パイロットの位相ノイズがデータ信号の位相ノ
イズに付加されることであり、これにより前記性能を低
下させるものである。

この発明は、従来のスペクトル拡散受信機の不利益の観
点から、パイロットの位相ノイズがデータ信号の位相ノ
イズから減算するような手法の信号を処理する位相ノイ
ズ問題に対して新たな解決を企図するものである。

またこの発明は、位相ノイズによって変造されたスペク
トル拡散通信リンクの低いＳ／Ｎ比での通信を許可する
位相ノイズ問題に対する新たな解決を企図するものであ
る。

［課題を解決するための手段及び作用］すなわちこの発
明は、複数のデータキャリア及びタイミングリファレン
スパイロットキャリアを有する符号分割多重アクセスス
ペクトル拡散信号を受信する受信機であって、前記パイ
ロットキャリアを検出するために前記スペクトル拡散信
号に応答する検出器手段と、前記データキャリアから通
信リンク位相ノイズを減算するために前記検出器手段に
結合して前記スペクトル拡散信号に応答すると共に前記
パイロットキャリアに応答する減算手段とを具備し、低
いＳ／Ｎ比で通信を行うことを特徴とする。

この発明のこれら及び他の特徴に従って、スペクトル拡
散パイロットキャリアを検出してデータキャリアからの
リンク位相ノイズを除去するためにそのキャリア上の位
相ノイズを使用するスペクトル拡散信号無線受信機のフ
ィードフォワード回路が提供される。前記パイロットキ
ャリア及びデータキャリアは、送信システムに同様に位
相ノイズで混成される。また、受信機周波数変換システ
ムに於いて、再生されたパイロットは、減算されるべく
位相ノイズを許可する手法のデータ信号を変換するため
に使用される。

そして、複数のデータキャリアの符号分割多重アクセス
（ＣＤＭＡ）サテライト通信システム用の受信機は、同
じ帯域を共有している。パイロットキャリアは符号発生
器をタイミングで使用したクロックを得るために全受信
機で使用されたタイミングリファレンスを送信して、デ
ータ検出用の周波数及び位相リファレンスとして使用す
る。この受信機は、前記データキャリアから通信リンク
位相ノイズを減算するために、拡散パイロットキャリア
を検出すると共に前記パイロットキャリア上の位相ノイ
ズを使用するデジタル信号ブロセッサを使用し、それ故
低いＳ／Ｎ比の通信を許可するものである。

［実施例］以下、図面を参照してこの発明の詳細な説明する。

第１図を参照すると、符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ
）サテライト通信システムに使用されるスペクトル拡散
受信機ｌＯの一部の概略図が示される。ＣＤＭＡサテラ
イト通信システムに於いて、これらは同じ帯域を共有す
る複数のデータキャリアである。幾つかのシステムは、
タイミングリファレンスを送信するために１０ｄＢ、す
なわち前記データキャリアより強いパイロットキャリア
を変調した共通のスペクトル拡散を使用する。その同じ
タイミングリファレンスは、タイミング符号発生器で使
用されるクロックを得るために前記システムの全受信機
で使用される。前記受信機はまた、データ検出用の位相
リファレンス及び周波数としてパイロットキャリアを使
用する。

第１図は、可動通信システムに使用するための受信機１
０の信号プロセッサ部分を示す。このシステムに於いて
、データ記号比でパイロットキャリアを変調したスペク
トル拡散変調は、ハブステーションから可動ユニットに
対する通信タイミングに使用される。前記可動ユニット
は、前記パイロットキャリア及び符号タイミングを得て
、そのタイミングをデータチャンネルのスペクトル拡散
符号を得るためのリファレンスとして使用する６前記シ
ステムに於いて、パイロットキャリア及びデータキャリ
アは、同じ周波数である。

前記受信機ｌＯの信号プロセッサ部分は、第１のアナロ
グ−デジタルコンバータ（ＡＤＣ）１４の入力に、第１
のバンドパスフィルタ１３を介してその出力を接続した
第１のミクサ１２から成る。第１のアナログ−デジタル
コンバータ１４の出力は、第２及び第３のミクサ１５．
１Ｇの入力に接続される。第２のミクサ１５の出力はデ
ータ復調器１７に結合され、同様に第３のミクサ１６の
出力は、チップ時間検出器及びトラッキングループ１８
とｆｆ１ｌのパイロットキャリアトラッキングループ２
０の入力に結合される。第１のパイロットキャリアトラ
ッキングループ２０の出力は、ダイレクトシンセサイザ
２１に到達する。前記第２のミクサ１５は、データシー
ケンス発生器２２により提供されたリファレンスに接続
される。第３のミクサ１６は、パイロットシーケンス発
生器２３により提供されたリファレンスに接続される。

前記第１のアナログ−デジタルコンバータ１４は、クロ
ックシンセサイザ２４により提供されたリファレンスに
接続される。前記チップ時間検出器及びトラッキングル
ープ１８は、パイロットシーケンス発生器２３及びクロ
ックシンセサイザ２４に供給されるチップ時間リファレ
ンスを提供している。

動作に於いて、受信機ＩＯの信号プロセッサ部分の入力
に供給された信号は、第１のミクサ１２の入力端子１１
に現れる。前記入力信号は、この例では７０ＭＨｚの中
間周波数（ＩＦ）（６６−７４ＭＨｚ）でのＩＦ周波数
信号である。このＩＦ倍信号、８メガサイクル／秒のチ
ップ比の、前述した型のスペクトル拡散信号である。こ
のＩＦ倍信号、第１のミクサ１２のリファレンス人力２
５に供給される２２ＭＨｚのリファレンス信号を合成す
るために使用される４ＭＨ２のパイロットキャリアを含
んでいる。これらの周波数及びパラメータは、実施例に
よって単に実例とされるもので、この発明がこの特定の
パラメータのセットに制限されるものでないことが理解
されよう。

したがって、第１のミクサ１２は４４−５２Ｍ１ｌｚ帯
域に信号を変換するために、２２ＭＨｚのリファレンス
信号を伴った７０ＭＩＩｚのＩＦ倍信号混合する。第１
のバンドパスフィルタ１３に於いて４４−５２ＭＨｚで
濾波した後、前記信号は２倍のチップ比（１６ＭＨｚ）
の割合で第１のアナログ−デジタルコンバータ１４にサ
ンプルされる。前記拡散信号のサンプルされた変形は３
つのブランチに分割されるもので、このうち２つはパイ
ロットキャリア処理に到達し、１つはデータ復調器１７
に到達する。

前記パイロットキャリアは、４ＭＨｚキャリアに前記周
波数を崩壊するため、第３のミクサ１６のパイロット符
号シーケンスにより多重化される。チップ時間検出器及
びトラッキングループ１８は、前記チップ時間を回復さ
せる。パイロット符号タイミングは前記データタイミン
グとして同じものであり、前記データを収束するために
使用された符号シーケンスのためのタイミングリファレ
ンスとして使用される。

これまでは、位相ノイズによって混成された４ＭＨｚの
キャリアリファレンスは、パイロットキャリアトラッキ
ングループ２０からダイレクトシンセサイザ２１に結合
されていた。４ＭＨｚキアリアリファレンスは、ダイレ
クトシンセサイザ２１に於いて２２／４または５，５が
掛けられていた。これは、多重化された位相ノイズを有
する２２ＭＨｚの信号を作り出す。これまで、その信号
は第１のミクサ１２のリファレンス入力端子２５に直接
に供給されていた。故に、前記パイロットの位相ノイズ
はデータ信号の位相ノイズに付加されており、これによ
り前記性能を低下させている。第１のミクサ１２に於い
て生じるＩＦ変換プロセスに於いて、前記２２ＭＨｚリ
ファレンスは、前記信号に位相ノイズを付加していた。

この発明の原則に従って、入射７０Ｍ１１ｚｌＦ信号は
ジャンクシジン３０で２つの経路３１．３２に分割され
る。第１図の下側の経路３２に於いて、前記信号は第２
図に示される付加された回路３３に供給される。前記入
力ＩＦ倍信号第２のすなわち上側の経路３１は、遅延素
子３４に達する。この遅延素子３４は、付加回路３３を
介して下側経路３２の位相遅延のため補償するために合
成信号を遅延する。遅延索子３４の出力は、第１のミク
サ１２の入力端子１１に供給されると共に、付加された
回路３３の出力は第１のミクサ１２のリファレンス人力
２５に接続する。

いま第１図に関連して得られる第２図を参照すると、下
側経路３２から７０Ｍ）ＩｚｌＦ入力信号の供給用に、
第４のミクサ４０が提供されている。

２２ＭＨｚオシレータ４１は、第４のミクサ４０のリフ
ァレンス入力にリファレンス信号を供給する。

第４のミクサ４０の出力は、４４−５２ＭＨｚが通過す
る第２のバンドパスフィルタ４２に供給される。

第２のバンドパスフィルタ４２の出力は、第２のアナロ
グ−デジタルコンバーク４３に供給される。

第２のアナログ−デジタルコンバータ４３用のリファレ
ンスは、２倍のチップ比すなわち１６ＭＨｚでクロック
シンセサイザ２４の出力である。前記第２のアナログ−
デジタルコンバータ４３の出力は、第５のミクサ４４に
供給される。第５のミクサ４４用のリファレンスは、前
記パイロットシーケンス発生器２３からのパイロットチ
ップシーケンスである。

第５のミクサ４４の出力は、第２のパイロットキャリア
トラッキングループ４５に供給される。第２のパイロッ
トキャリアトラッキングループ４５の出力は、第６のミ
クサ４６に接続される。第６のミクサ４６用のリファレ
ンスは、ダイレクトシンセサイザ２１の出力である。第
６のミクサ４６の出力は、第１のミクサ１２のリファレ
ンス人力２５に、２２ＭＨｚが通過する第３のバンドパ
スフィルタ４７を介して結合される。

動作は以下の通りである。下側経路３２に於いて、前記
信号が第４のミクサ４０で２２Ｍ１ｌｚオシレータ４１
により発展された２２ＭＨｚの局部発振信号と混合され
る。第４のミクサ４０からのヘテロダイン出力信号は、
４４−５２Ｍ７１ｚの帯域の信号のみ通過させる第２の
バンドパスフィルタ４２に供給される。

濾波された信号は、位相中及び直角成分の中に分割され
、サンプルされると共にデジタル化される第２のアナロ
グ−デジタルコンバータ４３に供給される。サンプリン
グ比は、エンベロープ帯域幅すなわち１６ＭＨｚの２倍
に等しい。第５のミクサ４４に於いて、サンプルされた
合成第３号はパイロットチップシーケンス信号を多重倍
したものである。

崩壊されたスペクトル拡散信号は、０ｗ形状の第５のミ
クサ４４の出力で現れる。第２のパイロットキャリアト
ラッキングループ４５は、前記信号を濾波する。この第
２のパイロットキャリアトラッキングループ４５の帯域
幅は、位相ノイズの大きな成分を通過させるために十分
である。パイロットキャリアトラッキングループ４５の
出力は、位相ノイズによって混成された（この実施例で
は）４ＭＨｚキャリアとなる。

第２のパイロットキャリアトラッキングループ４５の出
力は、第６のミクサ４６に於いて、第１のバイロットキ
ャリアトラッキングルーブ２０からの「純粋な」パイロ
ットキャリアからダイレクトシンセサイザ２１で合成さ
れた局部１８ＭＨｚソースと混合される。第６のミクサ
４Ｂからの周波数和は、２２Ｍ！（ｚの第３のバンドパ
スフィルタ４７により濾波される。このフィルタ４７の
帯域幅は、位相ノイズの大きな成分が通過するために十
分なものである。

前記ジャンクション３０からの入力ＩＦ倍信号第２すな
わち上側経路３１は、遅延素子３４に到達する。前記遅
延素子３４は、第４のミクサ４０から第３のバンドパス
フィルタ４７に対して、前記下側経路３２の位相ノイズ
用の補償するための合成信号を遅延する。第１のミクサ
１２で、第３のバンドパスフィルタ４７を形成するりブ
アレンス２２ＭＨｚ信号は、合成受信ＩＦ入力信号と混
合される。第１のミクサ１２に於いて、和及び差周波数
と位相成分が発生される。それは第３のバンドパスフィ
ルタ４７からの２２ＭＨｚ信号の位相ノイズ及び合成Ｉ
Ｆ入力信号が同一であるので、第１のバンドパスフィル
タ１３を通過する差周波数成分は無線リンク位相ノイズ
を有していないものとなる。

第１のアナログ−デジタルコンバータ１４に於いて、前
記信号はそれらの位相中及び直角成分の中に分割されて
、エンベロープ帯域幅の２倍に等しいサンプリング比で
デジタル化される。第３のミクサ１６に於いて、サンプ
ルされた合成信号は、パイロットチップ時間検出器及び
トラッキングループ１８で検出されたチップ時間から動
作するバイ−ロットチップシーケンス発生器２３によっ
て発生されるパイロットチップシーケンスを多重倍した
ものである。第３のミクサ１６の出力で、崩壊されたス
ペクトル拡散信号は、ＣＷ形状で現れる。第１のパイロ
ットキャリアトラッキングループ２０は、前記信号を濾
波する。その出力は、無線リンク位をロノイズにより混
成されていない（この実施例では）４ＭＨｚキャリアと
なる。第２のミクサ１５に於いて、位相ノイズが除去さ
れた合成信号は、データシーケンス発生器２２からのス
ペクトル拡散シーケンスによって多重化される。前記デ
ータ復調器１７は、デジタル音声またはデータ信号を復
調する。

例によって与えられた周波数及びパラメータを含む前述
した実施例は、この発明の原則の適用を表す多くの特定
の実施例の幾つかの単なる実例であることが理解される
べきである。明らかに、多数の及び他の配列は、この発
明の範囲から逸脱すること無く当業者により容易に発明
することができる。

【発明の効果］以上のようにこの発明によれば、パイロットの位相ノイ
ズがデータ信号の位相ノイズから減算するような手法の
信号を処理する位相ノイズ問題を解決することができる
。

また、位相ノイズによって変造されたスペクトル拡散通
信リンクの低いＳ／Ｎ比での通信を許可する位相ノイズ
問題を解決することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明に従ったフィードフォワード回路を合
同するスペクトル拡散信号の無線受信機の一部のブロッ
ク図、第２図はこの発明の原則に従った位相ノイズ除去
を提供する第１図の受信機に付加した回路のブロック図
である。１０・・・受信機、１２・・・ｊｆ！１のミクサ、１３
・・・第１のバンドパスフィルタ、１４・・・第１のア
ナログ−デジタルコンバータ、１５・・・第２のミクサ
、１Ｂ・・・第３のミクサ、１７・・・データ復調器、
１８・・・チップ時間検出器及びトラッキングループ、
２０・・・第１のパイロットキャリアトラッキングルー
プ、２１・・・ダイレクトシンセサイザ、２２・・・デ
ータシーケンス発生器、２３・・・パイロットシーケン
ス発生器、３３・・・付加回路、３４・・・遅延素子、
４０・・・第４のミクサ、４１・・・２２ＭＨｚオシレ
ータ、４２・・・第２のバンドパスフィルタ、４３・・
・第２のアナログ−デジタルコンバータ、４４・・・第
５のミクサ、４６・・・第６のミクサ、４７・・・第３
のバンドパスフィルタ。

Claims

【特許請求の範囲】（１）複数のデータキャリア及びタイミングリファレン
スパイロットキャリアを有する符号分割多重アクセスス
ペクトル拡散信号を受信する受信機であって、前記パイロットキャリアを検出するために前記スペクト
ル拡散信号に応答する検出器手段と、前記データキャリ
アから通信リンク位相ノイズを減算するために前記検出
器手段に結合して前記スペクトル拡散信号に応答すると
共に前記パイロットキャリアに応答する減算手段とを具
備し、低いＳ／Ｎ比で通信を行うことを特徴とする受信
機。（２）前記検出器手段はパイロットキャリアトラッキン
グループを更に備える請求項１に記載の受信機。（３）前記検出器手段は中間周波数を通過させるために
整調するバンドパスフィルタを更に備える請求項１に記
載の受信機。（４）前記検出器手段はアナログ−デジタルコンバータ
を更に備える請求項３に記載の受信機。（５）前記検出器手段はデータ復調器を更に備える請求
項１に記載の受信機。（６）スペクトル拡散パイロットキャリア及びデータキ
ャリアから成る信号を処理すると共に前記データキャリ
アからの通信リンク位相ノイズを除去するために前記パ
イロットキャリアの前記位相ノイズを処理するもので、前記パイロットキャリアを検出するためにスペクトル拡
散信号に応答する検出器手段と、前記データキャリアか
ら通信リンク位相ノイズを減算するために前記検出器手
段に結合して前記スペクトル拡散信号及び前記パイロッ
トキャリアに応答する減算手段とを備えるスペクトル拡
散信号無線受信機手段を具備することを特徴とするフィ
ードフォワード回路。（７）局部発振信号を作り出すた
めに純粋なパイロットキャリアから分割した信号を伴っ
た位相ノイズにより混成されたリファレンスキャリアを
組合わせる手段と、前記データキャリアと略同一の位相ノイズからの前記パ
イロットから分割された前記リファレンスの位相のノイ
ズを減算する周波数変換回路とを具備し、位相ノイズによって変造されたスペクトル拡散無線リン
クの低いＳ／Ｎ比での通信を提供することを特徴とする
フィードフォワードスペクトル拡散信号プロセッサ。（８）スペクトル拡散信号からの位相ノイズによって混
成されたキャリアリファレンス信号を誘導する手段と、補償されたヘテロダイン信号を組合わせることによって
前記スペクトル拡散信号からの位相ノイズのないキャリ
アリファレンス信号を誘導する手段と、組合わされた信号を作り出すために直接に合成された信
号で前記位相ノイズのないキャリアリファレンス信号を
組合わせる手段と、前記位相ノイズのないキャリアリファレンス信号を誘導
する手段に前記補償されたヘテロダイン信号を提供する
ために前記組合わされた信号を伴った位相ノイズによっ
て混成された前記キャリアリファレンス信号を混合する
混合手段とを具備することを特徴とするスペクトル拡散通信システ
ムの位相ノイズ除去回路。（９）受信されたスペクトル拡散無線信号のデータキャ
リアから位相ノイズを除去する受信機であって、無線通信システムによって実質上同一の位相ノイズと混
成されるデータキャリア及びパイロットキャリアを有す
るスペクトル拡散無線信号を受信すると共に前記スペク
トル拡散無線信号からのパイロットキャリアを抽出する
ために前記無線送信システムに応答する第１の信号処理
手段と、前記抽出されたパイロットキャリアから混合し
た信号を合成するために前記第１の信号処理手段に結合
した周波数シンセサイザと、前記スペクトル拡散無線信号から前記パイロットキャリ
アを抽出するために前記無線送信システムに応答する第
２の信号処理手段と、和周波数信号を作り出すために前記第２の信号処理手段
から前記パイロットキャリアと前記混合された信号を混
合するため前記周波数シンセサイザ及び前記第２の信号
処理手段に結合すると共に、前記データキャリアを回復
させるため前記和周波数信号を処理する前記第１の信号
処理手段に結合したミクサと、前記第１及び第２の信号処理手段に供給される前記スペ
クトル拡散無線信号で時間を等しくするために前記第１
の信号処理手段の入力に結合した遅延手段とを具備し、前記和周波数信号の位相ノイズは前記第１の信号処理手
段の出力の前記データキャリア上に減算されて表れない
ことを特徴とする受信機。（１０）前記第１の信号処理手段及び第２の信号処理手
段は各々パイロットキャリアトラッキングループを含む
請求項９に記載の受信機。（１１）前記第１の信号処理手段及び第２の信号処理手
段は中間周波数を通過させるために整調されたバンドパ
スフィルタを含む請求項９に記載の受信機。（１２）前記第１の信号処理手段及び第２の信号処理手
段はアナログ−デジタルコンバータを含む請求項１１に
記載の受信機。（１３）前記第１の信号処理手段はデータ復調器を含む
請求項９に記載の受信機。