JPH0756974B2 - 受信機 - Google Patents
受信機Info
- Publication number
- JPH0756974B2 JPH0756974B2 JP2260350A JP26035090A JPH0756974B2 JP H0756974 B2 JPH0756974 B2 JP H0756974B2 JP 2260350 A JP2260350 A JP 2260350A JP 26035090 A JP26035090 A JP 26035090A JP H0756974 B2 JPH0756974 B2 JP H0756974B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- phase noise
- pilot
- mixer
- pilot carrier
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ この発明はスペクトル拡散受信機に関し、特に送信シス
テムにより伝えられた位相ノイズの影響を減少させるた
めにパイロットキャリア及びデータキャリアを使用する
スペクトル拡散通信フィードフォワード信号プロセッサ
に関する。
テムにより伝えられた位相ノイズの影響を減少させるた
めにパイロットキャリア及びデータキャリアを使用する
スペクトル拡散通信フィードフォワード信号プロセッサ
に関する。
［従来の技術］ 位相ノイズは、商業可動サテライトシステムに於いて重
大な問題である。音声またはデータ信号は、それらがキ
ャリア上に変調され、サテライトに対してKu帯域で送信
されたスペクトル拡散である固定されたサテライトター
ミナル中の電話システムから生じる。この固定されたス
テーションのアップコンバータが、位相ノイズを付加す
る。前記サテライトはKu帯域信号を受信してＬ帯域に変
換する。この変換は、およそ10GHzである。可動ターミ
ナルの付近に、前記信号はマルチパス伝播に払われるべ
く位相ノイズが更に付加されるために、木々及びビル等
から散乱される。前記可動ターミナルは信号を受信し、
基礎帯域に変換する。これらの変換及び前記マルチパス
伝播の全ては、位相ノイズが加わっている。全体的な位
相ノイズは、システム性能を制限する。
大な問題である。音声またはデータ信号は、それらがキ
ャリア上に変調され、サテライトに対してKu帯域で送信
されたスペクトル拡散である固定されたサテライトター
ミナル中の電話システムから生じる。この固定されたス
テーションのアップコンバータが、位相ノイズを付加す
る。前記サテライトはKu帯域信号を受信してＬ帯域に変
換する。この変換は、およそ10GHzである。可動ターミ
ナルの付近に、前記信号はマルチパス伝播に払われるべ
く位相ノイズが更に付加されるために、木々及びビル等
から散乱される。前記可動ターミナルは信号を受信し、
基礎帯域に変換する。これらの変換及び前記マルチパス
伝播の全ては、位相ノイズが加わっている。全体的な位
相ノイズは、システム性能を制限する。
前記位相ノイズ問題は、高い周波数変換が使用されると
ころで特にひどい。前述した例で、10GHzのキャリア
は、前記変換を行うために前記サテライトと合成しなけ
ればならない。このキャリアは、相対的に低い周波数の
クリスタルソース（5MHz）から分割される。このソース
の周波数を多重化するプロセスに於いて、前記ソースの
位相ノイズもまた多重化される。また、固定されたアッ
プリンクステーションのKu帯域アップコンバータに対す
る基礎帯域も、位相ノイズを付加する。しかしながら、
高い純正のソースは陸上の適用のために有効なものであ
り、グラウンドターミナルによりリンクに付加した前記
位相ノイズは、サテライトにより前記リンクに付加した
位相ノイズより小さい。
ころで特にひどい。前述した例で、10GHzのキャリア
は、前記変換を行うために前記サテライトと合成しなけ
ればならない。このキャリアは、相対的に低い周波数の
クリスタルソース（5MHz）から分割される。このソース
の周波数を多重化するプロセスに於いて、前記ソースの
位相ノイズもまた多重化される。また、固定されたアッ
プリンクステーションのKu帯域アップコンバータに対す
る基礎帯域も、位相ノイズを付加する。しかしながら、
高い純正のソースは陸上の適用のために有効なものであ
り、グラウンドターミナルによりリンクに付加した前記
位相ノイズは、サテライトにより前記リンクに付加した
位相ノイズより小さい。
［発明が解決しようとする課題］ ところで、従来のスペクトル拡散受信機に関する１つの
問題は、パイロットの位相ノイズがデータ信号の位相ノ
イズに付加されることであり、これにより前記性能を低
下させるものである。
問題は、パイロットの位相ノイズがデータ信号の位相ノ
イズに付加されることであり、これにより前記性能を低
下させるものである。
この発明は、従来のスペクトル拡散受信機の不利益の観
点から、パイロットの位相ノイズがデータ信号の位相ノ
イズから減算するような手法の信号を処理する位相ノイ
ズ問題に対して新たな解決を企図するものである。
点から、パイロットの位相ノイズがデータ信号の位相ノ
イズから減算するような手法の信号を処理する位相ノイ
ズ問題に対して新たな解決を企図するものである。
またこの発明は、位相ノイズによって変造されたスペク
トル拡散通信リンクの低いS/N比での通信を許可する位
相ノイズ問題に対する新たな解決を企図するものであ
る。
トル拡散通信リンクの低いS/N比での通信を許可する位
相ノイズ問題に対する新たな解決を企図するものであ
る。
［課題を解決するための手段及び作用］ すなわちこの発明は、複数のデータキャリア及びタイミ
ングリファレンスパイロットキャリアを有する符号分割
多重アクセススペクトル拡散信号を受信する受信機であ
って、前記パイロットキャリアを検出するために前記ス
ペクトル拡散信号に応答する検出器手段と、前記データ
キャリアから通信リンク位相ノイズを減算するために前
記検出器手段に結合して前記スペクトル拡散信号に応答
すると共に前記パイロットキャリアに応答する減算手段
とを具備し、低いS/N比で通信を行うことを特徴とす
る。
ングリファレンスパイロットキャリアを有する符号分割
多重アクセススペクトル拡散信号を受信する受信機であ
って、前記パイロットキャリアを検出するために前記ス
ペクトル拡散信号に応答する検出器手段と、前記データ
キャリアから通信リンク位相ノイズを減算するために前
記検出器手段に結合して前記スペクトル拡散信号に応答
すると共に前記パイロットキャリアに応答する減算手段
とを具備し、低いS/N比で通信を行うことを特徴とす
る。
この発明のこれら及び他の特徴に従って、スペクトル拡
散パイロットキャリアを検出してデータキャリアからの
リンク位相ノイズを除去するためにそのキャリア上の位
相ノイズを使用するスペクトル拡散信号無線受信機のフ
ィードフォワード回路が提供される。前記パイロットキ
ャリア及びデータキャリアは、送信システムに同様に位
相ノイズで混成される。また、受信機周波数変換システ
ムに於いて、再生されたパイロットは、減算されるべく
位相ノイズを許可する手法のデータ信号を変換するため
に使用される。
散パイロットキャリアを検出してデータキャリアからの
リンク位相ノイズを除去するためにそのキャリア上の位
相ノイズを使用するスペクトル拡散信号無線受信機のフ
ィードフォワード回路が提供される。前記パイロットキ
ャリア及びデータキャリアは、送信システムに同様に位
相ノイズで混成される。また、受信機周波数変換システ
ムに於いて、再生されたパイロットは、減算されるべく
位相ノイズを許可する手法のデータ信号を変換するため
に使用される。
そして、複数のデータキャリアの符号分割多重アクセス
（CDMA）サテライト通信システム用の受信機は、同じ帯
域を共有している。パイロットキャリアはタイミングが
調整された符号発生器を使用したクロックを得るために
全受信機で使用されたタイミングリファレンスを送信し
て、データ検出用の周波数及び位相リファレンスとして
使用する。この受信機は、前記データキャリアから通信
リンク位相ノイズを減算するために、拡散パイロットキ
ャリアを検出すると共に前記パイロットキャリア上の位
相ノイズを使用するデジタル信号プロセッサを使用し、
それ故低いS/N比の通信を許可するものである。
（CDMA）サテライト通信システム用の受信機は、同じ帯
域を共有している。パイロットキャリアはタイミングが
調整された符号発生器を使用したクロックを得るために
全受信機で使用されたタイミングリファレンスを送信し
て、データ検出用の周波数及び位相リファレンスとして
使用する。この受信機は、前記データキャリアから通信
リンク位相ノイズを減算するために、拡散パイロットキ
ャリアを検出すると共に前記パイロットキャリア上の位
相ノイズを使用するデジタル信号プロセッサを使用し、
それ故低いS/N比の通信を許可するものである。
［実施例］ 以下、図面を参照してこの発明の実施例を説明する。
第１図を参照すると、符号分割多重アクセス（CDMA）サ
テライト通信システムに使用されるスペクトル拡散受信
機10の一部の概略図が示される。CDMAサテライト通信シ
ステムに於いて、これらは同じ帯域を共有する複数のデ
ータキャリアである。幾つかのシステムは、タイミング
リファレンスを送信するために10dB、すなわち前記デー
タキャリアより強いパイロットキャリアを変調した共通
のスペクトル拡散を使用する。その同じタイミングリフ
ァレンスは、タイミングが調整された符号発生器を使用
されるクロックを得るために前記システムの全受信機で
使用される。前記受信機はまた、データ検出用の位相リ
ファレンス及び周波数としてパイロットキャリアを使用
する。
テライト通信システムに使用されるスペクトル拡散受信
機10の一部の概略図が示される。CDMAサテライト通信シ
ステムに於いて、これらは同じ帯域を共有する複数のデ
ータキャリアである。幾つかのシステムは、タイミング
リファレンスを送信するために10dB、すなわち前記デー
タキャリアより強いパイロットキャリアを変調した共通
のスペクトル拡散を使用する。その同じタイミングリフ
ァレンスは、タイミングが調整された符号発生器を使用
されるクロックを得るために前記システムの全受信機で
使用される。前記受信機はまた、データ検出用の位相リ
ファレンス及び周波数としてパイロットキャリアを使用
する。
第１図は、可動通信システムに使用するための受信機10
の信号プロセッサ部分を示す。このシステムに於いて、
データ記号比でパイロットキャリアを変調したスペクト
ル拡散変調は、ハブステーションから可動ユニットに対
する通信タイミングに使用される。前記可動ユニット
は、前記パイロットキャリア及び符号タイミングを得
て、そのタイミングをデータチャンネルのスペクトル拡
散符号を得るためのリファレンスとして使用する。前記
システムに於いて、パイロットキャリア及びデータキャ
リアは、同じ周波数である。
の信号プロセッサ部分を示す。このシステムに於いて、
データ記号比でパイロットキャリアを変調したスペクト
ル拡散変調は、ハブステーションから可動ユニットに対
する通信タイミングに使用される。前記可動ユニット
は、前記パイロットキャリア及び符号タイミングを得
て、そのタイミングをデータチャンネルのスペクトル拡
散符号を得るためのリファレンスとして使用する。前記
システムに於いて、パイロットキャリア及びデータキャ
リアは、同じ周波数である。
前記受信機10の信号プロセッサ部分は、第１のアナログ
−デジタルコンバータ（ADC）14の入力に、第１のバン
ドパスフィルタ13を介してその出力を接続した第１のミ
クサ12から成る。第１のアナログ−デジタルコンバータ
14の出力は、第２及び第３のミクサ15、16の入力に接続
される。第２のミクサ15の出力はデータ復調器17に結合
され、同様に第３のミクサ16の出力は、チップ時間検出
器及びトラッキングループ18と第１のパイロットキャリ
アトラッキングループ20の入力に結合される。第１のパ
イロットキャリアトラッキングループ20の出力は、ダイ
レクトシンセサイザ21に到達する。前記第２のミクサ15
は、データシーケンス発生器22により提供されたリファ
レンスに接続される。第３のミクサ16は、パイロットシ
ーケンス発生器23により提供されたリファレンスに接続
される。前記第１のアナログ−デジタルコンバータ14
は、クロックシンセサイザ24により提供されたリファレ
ンスに接続される。前記チップ時間検出器及びトラッキ
ングループ18は、パイロットシーケンス発生器23及びク
ロックシンセサイザ24に供給されるチップ時間リファレ
ンスを提供している。
−デジタルコンバータ（ADC）14の入力に、第１のバン
ドパスフィルタ13を介してその出力を接続した第１のミ
クサ12から成る。第１のアナログ−デジタルコンバータ
14の出力は、第２及び第３のミクサ15、16の入力に接続
される。第２のミクサ15の出力はデータ復調器17に結合
され、同様に第３のミクサ16の出力は、チップ時間検出
器及びトラッキングループ18と第１のパイロットキャリ
アトラッキングループ20の入力に結合される。第１のパ
イロットキャリアトラッキングループ20の出力は、ダイ
レクトシンセサイザ21に到達する。前記第２のミクサ15
は、データシーケンス発生器22により提供されたリファ
レンスに接続される。第３のミクサ16は、パイロットシ
ーケンス発生器23により提供されたリファレンスに接続
される。前記第１のアナログ−デジタルコンバータ14
は、クロックシンセサイザ24により提供されたリファレ
ンスに接続される。前記チップ時間検出器及びトラッキ
ングループ18は、パイロットシーケンス発生器23及びク
ロックシンセサイザ24に供給されるチップ時間リファレ
ンスを提供している。
動作に於いて、受信機10の信号プロセッサ部分の入力に
供給された信号は、第１のミクサ12の入力端子11に現れ
る。前記入力信号は、この例では70MHzの中間周波数（I
F）（66−74MHz）でのIF周波数信号である。このIF信号
は、８メガサイクル／秒のチップ比の、前述した型のス
ペクトル拡散信号である。このIF信号は、第１のミクサ
12のリファレンス入力25に供給される22MHzのリファレ
ンス信号を合成するために使用される4MHzのパイロット
キャリアを含んでいる。これらの周波数及びパラメータ
は、実施例によって単に実例とされるもので、この発明
がこの特定のパラメータのセットに制限されるものでな
いことが理解されよう。
供給された信号は、第１のミクサ12の入力端子11に現れ
る。前記入力信号は、この例では70MHzの中間周波数（I
F）（66−74MHz）でのIF周波数信号である。このIF信号
は、８メガサイクル／秒のチップ比の、前述した型のス
ペクトル拡散信号である。このIF信号は、第１のミクサ
12のリファレンス入力25に供給される22MHzのリファレ
ンス信号を合成するために使用される4MHzのパイロット
キャリアを含んでいる。これらの周波数及びパラメータ
は、実施例によって単に実例とされるもので、この発明
がこの特定のパラメータのセットに制限されるものでな
いことが理解されよう。
したがって、第１のミクサ12は44−52MHz帯域に信号を
変換するために、22MHzのリファレンス信号を伴った70M
HzのIF信号を混合する。第１のバンドパスフィルタ13に
於いて44−52MHzで瀘波した後、前記信号は２倍のチッ
プ比（16MHz）の割合で第１のアナログ−デジタルコン
バータ14にサンプルされる。前記拡散信号のサンプルさ
れた変形は３つのブランチに分割されるもので、このう
ち２つはパイロットキャリア処理に到達し、１つはデー
タ復調器17に到達する。前記パイロットキャリアは、4M
Hzキャリアに前記周波数を崩壊するため、第３のミクサ
16のパイロット符号シーケンスにより多重化される。チ
ップ時間検出器及びトラッキングループ18は、前記チッ
プ時間を回復させる。パイロット符号タイミングは前記
データタイミングとして同じものであり、前記データを
収束するために使用された符号シーケンスのためのタイ
ミングリファレンスとして使用される。
変換するために、22MHzのリファレンス信号を伴った70M
HzのIF信号を混合する。第１のバンドパスフィルタ13に
於いて44−52MHzで瀘波した後、前記信号は２倍のチッ
プ比（16MHz）の割合で第１のアナログ−デジタルコン
バータ14にサンプルされる。前記拡散信号のサンプルさ
れた変形は３つのブランチに分割されるもので、このう
ち２つはパイロットキャリア処理に到達し、１つはデー
タ復調器17に到達する。前記パイロットキャリアは、4M
Hzキャリアに前記周波数を崩壊するため、第３のミクサ
16のパイロット符号シーケンスにより多重化される。チ
ップ時間検出器及びトラッキングループ18は、前記チッ
プ時間を回復させる。パイロット符号タイミングは前記
データタイミングとして同じものであり、前記データを
収束するために使用された符号シーケンスのためのタイ
ミングリファレンスとして使用される。
これまでは、位相ノイズによって混成された4MHzのキャ
リアリファレンスは、パイロットキャリアトラッキング
ループ20からダイレクトシンセサイザ21に結合されてい
た。4MHzキャリアリファレンスは、ダイレクトシンセサ
イザ21に於いて22/4または5.5が掛けられていた。これ
は、多重化された位相ノイズを有する22MHzの信号を作
り出す。これまで、その信号は第１のミクサ12のリファ
レンス入力端子25に直接に供給されていた。故に、前記
パイロットの位相ノイズはデータ信号の位相ノイズに付
加されており、これにより前記性能を低下させている。
第１のミクサ12に於いて生じるIF変換プロセスに於い
て、前記22MHzリファレンスは、前記信号に位相ノイズ
を付加していた。
リアリファレンスは、パイロットキャリアトラッキング
ループ20からダイレクトシンセサイザ21に結合されてい
た。4MHzキャリアリファレンスは、ダイレクトシンセサ
イザ21に於いて22/4または5.5が掛けられていた。これ
は、多重化された位相ノイズを有する22MHzの信号を作
り出す。これまで、その信号は第１のミクサ12のリファ
レンス入力端子25に直接に供給されていた。故に、前記
パイロットの位相ノイズはデータ信号の位相ノイズに付
加されており、これにより前記性能を低下させている。
第１のミクサ12に於いて生じるIF変換プロセスに於い
て、前記22MHzリファレンスは、前記信号に位相ノイズ
を付加していた。
この発明の原則に従って、入射70MHzIF信号はジャンク
ション30で２つの経路31、32に分割される。第１図の下
側の経路32に於いて、前記信号は第２図に詳細が示され
る付加回路33に供給される。前記入力IF信号の第２のす
なわち上側の経路31は、遅延素子34に達する。この遅延
素子34は、付加回路33を介して下側経路32の位相遅延を
補償するために合成信号を遅延する。遅延素子34の出力
は、第１のミクサ12の入力端子11に供給され、付加回路
33の出力は第１のミクサ12のリファレンス入力25に接続
する。
ション30で２つの経路31、32に分割される。第１図の下
側の経路32に於いて、前記信号は第２図に詳細が示され
る付加回路33に供給される。前記入力IF信号の第２のす
なわち上側の経路31は、遅延素子34に達する。この遅延
素子34は、付加回路33を介して下側経路32の位相遅延を
補償するために合成信号を遅延する。遅延素子34の出力
は、第１のミクサ12の入力端子11に供給され、付加回路
33の出力は第１のミクサ12のリファレンス入力25に接続
する。
いま第１図に関連して得られる第２図を参照すると、下
側経路32から70MHzIF入力信号の供給用に、第４のミク
サ40が提供されている。22MHzオシレータ41は、第４の
ミクサ40のリファレンス入力にリファレンス信号を供給
する。第４のミクサ40の出力は、44−52MHzが通過する
第２のバンドパスフィルタ42に供給される。第２のバン
ドパスフィルタ42の出力は、第２のアナログ−デジタル
コンバータ43に供給される。第２のアナログ−デジタル
コンバータ43用のリファレンスは、２倍のチップ比すな
わち16MHzでクロックシンセサイザ24の出力である。前
記第２のアナログ−デジタルコンバータ43の出力は、第
５のミクサ44に供給される。第５のミクサ44用のリファ
レンスは、前記パイロットシーケンス発生器23からのパ
イロットチップシーケンスである。第５のミクサ44の出
力は、第２のパイロットキャリアトラッキングループ45
に供給される。第２のパイロットキャリアトラッキング
ループ45の出力は、第６のミクサ46に接続される。第６
のミクサ46用のリファレンスは、ダイレクトシンセサイ
ザ21の出力である。第６のミクサ46の出力は、第１のミ
クサ12のリファレンス入力25に、22MHzが通過する第３
のバンドパスフィルタ47を介して結合される。
側経路32から70MHzIF入力信号の供給用に、第４のミク
サ40が提供されている。22MHzオシレータ41は、第４の
ミクサ40のリファレンス入力にリファレンス信号を供給
する。第４のミクサ40の出力は、44−52MHzが通過する
第２のバンドパスフィルタ42に供給される。第２のバン
ドパスフィルタ42の出力は、第２のアナログ−デジタル
コンバータ43に供給される。第２のアナログ−デジタル
コンバータ43用のリファレンスは、２倍のチップ比すな
わち16MHzでクロックシンセサイザ24の出力である。前
記第２のアナログ−デジタルコンバータ43の出力は、第
５のミクサ44に供給される。第５のミクサ44用のリファ
レンスは、前記パイロットシーケンス発生器23からのパ
イロットチップシーケンスである。第５のミクサ44の出
力は、第２のパイロットキャリアトラッキングループ45
に供給される。第２のパイロットキャリアトラッキング
ループ45の出力は、第６のミクサ46に接続される。第６
のミクサ46用のリファレンスは、ダイレクトシンセサイ
ザ21の出力である。第６のミクサ46の出力は、第１のミ
クサ12のリファレンス入力25に、22MHzが通過する第３
のバンドパスフィルタ47を介して結合される。
動作は以下の通りである。下側経路32に於いて、前記70
MHzIF信号が第４のミクサ40で22MHzオシレータ41により
供給された22MHzの局部発振信号と混合される。第４の
ミクサ40からのヘテロダイン出力信号は、44−52MHzの
帯域の信号のみ通過させる第２のバンドパスフィルタ42
に供給される。瀘波された信号は、同位相で直角成分中
に分割され、サンプルされてデジタル化される第２のア
ナログ−デジタルコンバータ43に供給される。サンプリ
ング比は、エンベロープ帯域幅すなわち16MHzの２倍に
等しい。第５のミクサ44に於いて、サンプルされた合成
信号はパイロットチップシーケンス信号を多重倍したも
のである。崩壊されたスペクトル拡散信号は、CW形状の
第５のミクサ44の出力に現れる。第２のパイロットキャ
リアトラッキングループ45は、前記信号を瀘波する。こ
の第２のパイロットキャリアトラッキングループ45の帯
域幅は、位相ノイズの大きな成分を通過させるために十
分である。パイロットキャリアトラッキングループ45の
出力は、位相ノイズによって混成された（この実施例で
は）4MHzキャリアとなる。
MHzIF信号が第４のミクサ40で22MHzオシレータ41により
供給された22MHzの局部発振信号と混合される。第４の
ミクサ40からのヘテロダイン出力信号は、44−52MHzの
帯域の信号のみ通過させる第２のバンドパスフィルタ42
に供給される。瀘波された信号は、同位相で直角成分中
に分割され、サンプルされてデジタル化される第２のア
ナログ−デジタルコンバータ43に供給される。サンプリ
ング比は、エンベロープ帯域幅すなわち16MHzの２倍に
等しい。第５のミクサ44に於いて、サンプルされた合成
信号はパイロットチップシーケンス信号を多重倍したも
のである。崩壊されたスペクトル拡散信号は、CW形状の
第５のミクサ44の出力に現れる。第２のパイロットキャ
リアトラッキングループ45は、前記信号を瀘波する。こ
の第２のパイロットキャリアトラッキングループ45の帯
域幅は、位相ノイズの大きな成分を通過させるために十
分である。パイロットキャリアトラッキングループ45の
出力は、位相ノイズによって混成された（この実施例で
は）4MHzキャリアとなる。
第２のパイロットキャリアトラッキングループ45の出力
は、第６のミクサ46に於いて、第１のパイロットキャリ
アトラッキングループ20からの混成物のないパイロット
キャリアからダイレクトシンセサイザ21で合成された局
部18MHzソースと混合される。第６のミクサ46からの周
波数和は、22MHzの第３のバンドパスフィルタ47により
瀘波される。このフィルタ47の帯域幅は、位相ノイズの
大きな成分が通過するために十分なものである。
は、第６のミクサ46に於いて、第１のパイロットキャリ
アトラッキングループ20からの混成物のないパイロット
キャリアからダイレクトシンセサイザ21で合成された局
部18MHzソースと混合される。第６のミクサ46からの周
波数和は、22MHzの第３のバンドパスフィルタ47により
瀘波される。このフィルタ47の帯域幅は、位相ノイズの
大きな成分が通過するために十分なものである。
前記ジャンクション30からの入力IF信号の第２すなわち
上側経路31は、遅延素子34に到達する。前記遅延素子34
は、第４のミクサ40から第３のバンドパスフィルタ47ま
で、前記下側経路32の位相遅延を補償するために合成信
号を遅延する。第１のミクサ12で、第３のバンドパスフ
ィルタ47を形成するリファレンス22MHz信号は、合成受
信IF入力信号と混合される。第１のミクサ12に於いて、
和及び差周波数と位相成分が発生される。それは第３の
バンドパスフィルタ47からの22MHz信号の位相ノイズ及
び合成IF入力信号が同一であるので、第１のバンドパス
フィルタ13を通過する差周波数成分は無線リンク位相ノ
イズを有していないものとなる。
上側経路31は、遅延素子34に到達する。前記遅延素子34
は、第４のミクサ40から第３のバンドパスフィルタ47ま
で、前記下側経路32の位相遅延を補償するために合成信
号を遅延する。第１のミクサ12で、第３のバンドパスフ
ィルタ47を形成するリファレンス22MHz信号は、合成受
信IF入力信号と混合される。第１のミクサ12に於いて、
和及び差周波数と位相成分が発生される。それは第３の
バンドパスフィルタ47からの22MHz信号の位相ノイズ及
び合成IF入力信号が同一であるので、第１のバンドパス
フィルタ13を通過する差周波数成分は無線リンク位相ノ
イズを有していないものとなる。
第１のアナログ−デジタルコンバータ14に於いて、前記
信号はそれらの同位相で直角成分中に分割されて、エン
ベロープ帯域幅の２倍に等しいサンプリング比でデジタ
ル化される。第３のミクサ16に於いて、サンプルされた
合成信号は、パイロットチップ時間検出器及びトラッキ
ングループ18で検出されたチップ時間から動作するパイ
ロットチップシーケンス発生器23によって発生されるパ
イロットチップシーケンスを多重倍したものである。第
３のミクサ16の出力で、崩壊されたスペクトル拡散信号
は、CW形状で現れる。第１のパイロットキャリアトラッ
キングループ20は、前記信号を瀘波する。その出力は、
無線リンク位相ノイズにより混成されていない（この実
施例では）4MHzキャリアとなる。第２のミクサ15に於い
て、位相ノイズが除去された合成信号は、データシーケ
ンス発生器22からのスペクトル拡散シーケンスによって
多重化される。前記データ復調器17は、デジタル音声ま
たはデータ信号を復調する。
信号はそれらの同位相で直角成分中に分割されて、エン
ベロープ帯域幅の２倍に等しいサンプリング比でデジタ
ル化される。第３のミクサ16に於いて、サンプルされた
合成信号は、パイロットチップ時間検出器及びトラッキ
ングループ18で検出されたチップ時間から動作するパイ
ロットチップシーケンス発生器23によって発生されるパ
イロットチップシーケンスを多重倍したものである。第
３のミクサ16の出力で、崩壊されたスペクトル拡散信号
は、CW形状で現れる。第１のパイロットキャリアトラッ
キングループ20は、前記信号を瀘波する。その出力は、
無線リンク位相ノイズにより混成されていない（この実
施例では）4MHzキャリアとなる。第２のミクサ15に於い
て、位相ノイズが除去された合成信号は、データシーケ
ンス発生器22からのスペクトル拡散シーケンスによって
多重化される。前記データ復調器17は、デジタル音声ま
たはデータ信号を復調する。
例によって与えられた周波数及びパラメータを含む前述
した実施例は、この発明の原則の適用を表す多くの特定
の実施例の幾つかの単なる実例であることが理解される
べきである。明らかに、多数の及び他の配列は、この発
明の範囲から逸脱すること無く当業者により容易に発明
することができる。
した実施例は、この発明の原則の適用を表す多くの特定
の実施例の幾つかの単なる実例であることが理解される
べきである。明らかに、多数の及び他の配列は、この発
明の範囲から逸脱すること無く当業者により容易に発明
することができる。
［発明の効果］ 以上のようにこの発明によれば、パイロットの位相ノイ
ズがデータ信号の位相ノイズから減算するような手法の
信号を処理する位相ノイズ問題を解決することができ
る。
ズがデータ信号の位相ノイズから減算するような手法の
信号を処理する位相ノイズ問題を解決することができ
る。
また、位相ノイズによって変造されたスペクトル拡散通
信リンクの低いS/N比での通信を許可する位相ノイズ問
題を解決することができる。
信リンクの低いS/N比での通信を許可する位相ノイズ問
題を解決することができる。
第１図はこの発明に従ったフィードフォワード回路を合
同するスペクトル拡散信号の無線受信機の一部のブロッ
ク図、第２図はこの発明の原則に従った位相ノイズ除去
を提供する第１図の受信機の付加回路のブロック図であ
る。 10……受信機、12……第１のミクサ、13……第１のバン
ドパスフィルタ、14……第１のアナログ−デジタルコン
バータ、15……第２のミクサ、16……第３のミクサ、17
……データ復調器、18……チップ時間検出器及びトラッ
キングループ、20……第１のパイロットキャリアトラッ
キングループ、21……ダイレクトシンセサイザ、22……
データシーケンス発生器、23……パイロットシーケンス
発生器、33……付加回路、34……遅延素子、40……第４
のミクサ、41……22MHzオシレータ、42……第２のバン
ドパスフィルタ、43……第２のアナログ−デジタルコン
バータ、44……第５のミクサ、46……第６のミクサ、47
……第３のバンドパスフィルタ。
同するスペクトル拡散信号の無線受信機の一部のブロッ
ク図、第２図はこの発明の原則に従った位相ノイズ除去
を提供する第１図の受信機の付加回路のブロック図であ
る。 10……受信機、12……第１のミクサ、13……第１のバン
ドパスフィルタ、14……第１のアナログ−デジタルコン
バータ、15……第２のミクサ、16……第３のミクサ、17
……データ復調器、18……チップ時間検出器及びトラッ
キングループ、20……第１のパイロットキャリアトラッ
キングループ、21……ダイレクトシンセサイザ、22……
データシーケンス発生器、23……パイロットシーケンス
発生器、33……付加回路、34……遅延素子、40……第４
のミクサ、41……22MHzオシレータ、42……第２のバン
ドパスフィルタ、43……第２のアナログ−デジタルコン
バータ、44……第５のミクサ、46……第６のミクサ、47
……第３のバンドパスフィルタ。
Claims (1)
- 【請求項１】無線送信システムからの実質上同一の位相
ノイズが混成された複数のデータキャリア及びパイロッ
トキャリアを有する受信されたスペクトル拡散無線信号
のデータキャリアから位相ノイズを除去する受信機（1
0）であって、 前記スペクトル拡散無線信号から前記パイロットキャリ
アを抽出する第１のパイロットキャリアトラッキングル
ープ（20）と、 前記抽出されたパイロットキャリアから混合信号を合成
するため前記第１のパイロットキャリアトラッキングル
ープ（20）に結合されたダイレクト周波数シンセサイザ
（21）と、 前記スペクトル拡散無線信号から前記パイロットキャリ
アを抽出する第２のパイロットキャリアトラッキングル
ープ（45）と、 前記無線送信システムから位相ノイズが混成された和の
周波数信号を生成するために、前記第２のパイロットキ
ャリアトラッキングループ（45）によって抽出された前
記パイロットキャリアと前記混合信号を混合するため、
前記ダイレクト周波数シンセサイザ（21）と前記第２の
パイロットキャリアトラッキングループ（45）に結合さ
れた第１のミクサ（46）と、 前記第１のミクサ（46）の出力に結合されて、前記無線
送信システムからの位相ノイズが混成された前記和の周
波数信号を通過させるバンドパスフィルタ（47）と、 前記バンドパスフィルタ（47）の出力に得られる検出さ
れたパイロットキャリアで時間を等しくするために、前
記受信されたスペクトル拡散無線信号を受信する遅延手
段（34）と、 前記遅延手段（34）及び前記バンドパスフィルタ（47）
に結合され、前記パイロットキャリアと前記データキャ
リアの両者を含むもので前記無線送信システムから位相
ノイズを除去する差信号を生成するために、前記遅延手
段から前記パイロットキャリアと複数のデータキャリア
の両者を含む遅延スペクトル拡散無線信号と、前記無線
送信システムからの位相ノイズが混成された前記和の周
波数信号とを混合する第２のミクサ（12）と を具備することを特徴とする受信機。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US07/415,165 US4962507A (en) | 1989-09-29 | 1989-09-29 | Feed forward spread spectrum signal processor |
| US415,165 | 1989-09-29 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03124134A JPH03124134A (ja) | 1991-05-27 |
| JPH0756974B2 true JPH0756974B2 (ja) | 1995-06-14 |
Family
ID=23644621
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2260350A Expired - Lifetime JPH0756974B2 (ja) | 1989-09-29 | 1990-09-28 | 受信機 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4962507A (ja) |
| EP (1) | EP0420230B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0756974B2 (ja) |
| CA (1) | CA2020455C (ja) |
| DE (1) | DE69029311T2 (ja) |
Families Citing this family (24)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB8909362D0 (en) * | 1989-04-25 | 1989-06-14 | British Telecomm | High gain semiconductor laser amplifier package |
| US6693951B1 (en) * | 1990-06-25 | 2004-02-17 | Qualcomm Incorporated | System and method for generating signal waveforms in a CDMA cellular telephone system |
| US5103459B1 (en) * | 1990-06-25 | 1999-07-06 | Qualcomm Inc | System and method for generating signal waveforms in a cdma cellular telephone system |
| US5506864A (en) * | 1990-12-05 | 1996-04-09 | Interdigital Technology Corporation | CDMA communications and geolocation system and method |
| US5228056A (en) * | 1990-12-14 | 1993-07-13 | Interdigital Technology Corporation | Synchronous spread-spectrum communications system and method |
| US5365544A (en) * | 1990-12-05 | 1994-11-15 | Interdigital Technology Corporation | CDMA communications and geolocation system and method |
| CA2108459A1 (en) * | 1991-05-29 | 1992-11-30 | Russell J. Fang | Fully meshed cdma network for personal communications terminals |
| FR2671249B1 (fr) * | 1991-06-28 | 1996-02-09 | Motorola Inc | Procede et appareil d'annulation du bruit d'etalement de spectre. |
| ZA938324B (en) * | 1992-11-24 | 1994-06-07 | Qualcomm Inc | Pilot carrier dot product circuit |
| US5576659A (en) * | 1992-12-15 | 1996-11-19 | British Technology Group Limited | Method and apparatus for signal processing using reference signals |
| FR2709029B1 (fr) * | 1993-08-13 | 1995-10-20 | Matra Communication | Procédé de transmission pour des radio communications AMRC et dispositifs pour sa mise en Óoeuvre. |
| US5459758A (en) | 1993-11-02 | 1995-10-17 | Interdigital Technology Corporation | Noise shaping technique for spread spectrum communications |
| US5796959A (en) * | 1995-10-12 | 1998-08-18 | Interdigital Technology Corporation | Noise shaping technique for spread spectrum communications |
| AU1918597A (en) * | 1996-03-19 | 1997-10-10 | Vistar Telecommunications Inc. | Interactive satellite broadcast system |
| US6678311B2 (en) | 1996-05-28 | 2004-01-13 | Qualcomm Incorporated | High data CDMA wireless communication system using variable sized channel codes |
| US5930230A (en) | 1996-05-28 | 1999-07-27 | Qualcomm Incorporated | High data rate CDMA wireless communication system |
| US6396804B2 (en) | 1996-05-28 | 2002-05-28 | Qualcomm Incorporated | High data rate CDMA wireless communication system |
| US5926500A (en) * | 1996-05-28 | 1999-07-20 | Qualcomm Incorporated | Reduced peak-to-average transmit power high data rate CDMA wireless communication system |
| JPH09321659A (ja) * | 1996-05-31 | 1997-12-12 | Fujitsu Ltd | スペクトラム拡散通信方式 |
| GB2313985B (en) * | 1996-06-04 | 2000-08-09 | Roke Manor Research | Improvements in or relating to spread spectrum communications systems |
| JP3335887B2 (ja) | 1997-08-20 | 2002-10-21 | 松下電器産業株式会社 | スペクトル拡散復調装置及びスペクトル拡散復調方法 |
| EP1385284A3 (en) * | 1997-12-18 | 2004-06-23 | SES Astra S.A. | Method and apparatus for determining characteristics of components of a communication channel under load |
| US5995536A (en) * | 1998-01-23 | 1999-11-30 | Bsd Broadband, N.V. | System for discrete data transmission with noise-like, broadband signals |
| US6606363B1 (en) | 1999-12-28 | 2003-08-12 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Method and apparatus for estimating a frequency offset by combining pilot symbols and data symbols |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4313211A (en) * | 1979-08-13 | 1982-01-26 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Single sideband receiver with pilot-based feed forward correction for motion-induced distortion |
| US4630283A (en) * | 1985-07-17 | 1986-12-16 | Rca Corporation | Fast acquisition burst mode spread spectrum communications system with pilot carrier |
-
1989
- 1989-09-29 US US07/415,165 patent/US4962507A/en not_active Expired - Lifetime
-
1990
- 1990-07-04 CA CA002020455A patent/CA2020455C/en not_active Expired - Fee Related
- 1990-09-27 DE DE69029311T patent/DE69029311T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1990-09-27 EP EP90118549A patent/EP0420230B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1990-09-28 JP JP2260350A patent/JPH0756974B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CA2020455C (en) | 1994-04-19 |
| CA2020455A1 (en) | 1991-03-30 |
| US4962507A (en) | 1990-10-09 |
| EP0420230A2 (en) | 1991-04-03 |
| JPH03124134A (ja) | 1991-05-27 |
| DE69029311D1 (de) | 1997-01-16 |
| EP0420230A3 (en) | 1992-05-20 |
| EP0420230B1 (en) | 1996-12-04 |
| DE69029311T2 (de) | 1997-06-19 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JPH0756974B2 (ja) | 受信機 | |
| US5495500A (en) | Homodyne radio architecture for direct sequence spread spectrum data reception | |
| AU564540B2 (en) | Improved isolation method and apparatus for a same frequency repeater | |
| US4736390A (en) | Zero IF radio receiver apparatus | |
| US5828955A (en) | Near direct conversion receiver and method for equalizing amplitude and phase therein | |
| US4912722A (en) | Self-synchronous spread spectrum transmitter/receiver | |
| US5564097A (en) | Spread intermediate frequency radio receiver with adaptive spurious rejection | |
| KR20010040991A (ko) | 레이크 수신기를 위한 자동 주파수 제어 루프 다경로 결합기 | |
| SE9703617D0 (sv) | Sätt och anordning vid radiokommunikationssystem | |
| CA2242294A1 (en) | Bandpass phase tracker with hilbert transformation before plural-phase analog-to-digital conversion | |
| US6724804B1 (en) | Frequency converter and radio communications system employing the same | |
| JPH10513323A (ja) | 複数の直角変調搬送波の生成方法ならびに装置 | |
| US5267260A (en) | Spread spectrum receiver using the code division multiple access mode | |
| JPH1022852A (ja) | 無線通信装置 | |
| US6850558B1 (en) | Spread spectrum receiver | |
| US7203222B1 (en) | Multiplexed ADC for a transceiver | |
| KR100326755B1 (ko) | 서로 다른 주파수를 갖는 인접 셀간의 핸드오프를 위한주파수 동기 시스템 및 그 방법 | |
| JPH0618656A (ja) | 周波数ホッピング型スペクトル拡散レーダ装置 | |
| JPH1032516A (ja) | 受信機 | |
| JPH1032519A (ja) | 無線通信機 | |
| KR20010046397A (ko) | Ｃｄｍａ 단말기내에서의 호모다인 방식을 이용한 ｒｆ송/수신 장치 | |
| JP2000091939A (ja) | 周波数変換装置及びそれを用いた無線通信システム | |
| JPS6238623A (ja) | 合成ダイバ−シチ受信装置 | |
| GB2093301A (en) | Improvements in or Relating to Mobile Radio Receivers | |
| JPS58188942A (ja) | 無線通信方式 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080614 Year of fee payment: 13 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090614 Year of fee payment: 14 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090614 Year of fee payment: 14 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100614 Year of fee payment: 15 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110614 Year of fee payment: 16 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term | ||
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110614 Year of fee payment: 16 |