JPH0282719A - 発振回路 - Google Patents
発振回路Info
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- JPH0282719A JPH0282719A JP63234124A JP23412488A JPH0282719A JP H0282719 A JPH0282719 A JP H0282719A JP 63234124 A JP63234124 A JP 63234124A JP 23412488 A JP23412488 A JP 23412488A JP H0282719 A JPH0282719 A JP H0282719A
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- Japan
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- multivibrator
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- capacitor
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Links
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims abstract description 87
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 25
- 238000009499 grossing Methods 0.000 claims description 17
- 238000010276 construction Methods 0.000 abstract 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 2
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
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- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000002452 interceptive effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/20—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising resistance and either capacitance or inductance, e.g. phase-shift oscillator
- H03B5/24—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising resistance and either capacitance or inductance, e.g. phase-shift oscillator active element in amplifier being semiconductor device
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03C—MODULATION
- H03C3/00—Angle modulation
- H03C3/02—Details
- H03C3/09—Modifications of modulator for regulating the mean frequency
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
- H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/08—Details of the phase-locked loop
- H03L7/0805—Details of the phase-locked loop the loop being adapted to provide an additional control signal for use outside the loop
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
- H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/08—Details of the phase-locked loop
- H03L7/099—Details of the phase-locked loop concerning mainly the controlled oscillator of the loop
Landscapes
- Television Signal Processing For Recording (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Picture Signal Circuits (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（イ）産業上の利用分野
本発明は、家庭用ＶＴＲ（ビデオテープレコーダ）など
に用いられるＦＭ変調回路に用いて好適な発振回路に関
するもので、特にフリーラン周波数の調整を自動的に行
なうことの出来る発振回路に関する。
に用いられるＦＭ変調回路に用いて好適な発振回路に関
するもので、特にフリーラン周波数の調整を自動的に行
なうことの出来る発振回路に関する。
（ロ）従来の技術
家庭用ＶＴＲでは輝度信号を記録する際、輝度信号をク
ランプ回路でクランプし、その同期信号先端の直流レベ
ルを一定にそろえ、ＦＭ変調回路でＦＭ変調している。
ランプ回路でクランプし、その同期信号先端の直流レベ
ルを一定にそろえ、ＦＭ変調回路でＦＭ変調している。
前記ＦＭ変調回路は、一般に無安定マルチバイブレータ
で構成されており、同期信号に応じて前記無安定マルチ
バイブレータがキャリア周波数で発振し、その他の期間
においては輝度信号のレベルに応じて発振周波数が変化
する。前記キャリア周波数は、例えば、ＶＨ５方式の場
合３ 、４ ＭＨｚに設定されるが、フリーラン周波数
は一般に高い精度が要求される為、ＦＭ変調回路をＩＣ
（集積回路）化する際などにはＩＣの外付けに可変抵抗
を設け、該可変抵抗を調整することによりキャリア周波
数の安定化を計っている。又、発振周波数の変化幅も外
付けの可変抵抗により行なっている。その様なＦＭ変調
回路は、例えば実開昭６０−１５０８６５号公報に記載
されている。
で構成されており、同期信号に応じて前記無安定マルチ
バイブレータがキャリア周波数で発振し、その他の期間
においては輝度信号のレベルに応じて発振周波数が変化
する。前記キャリア周波数は、例えば、ＶＨ５方式の場
合３ 、４ ＭＨｚに設定されるが、フリーラン周波数
は一般に高い精度が要求される為、ＦＭ変調回路をＩＣ
（集積回路）化する際などにはＩＣの外付けに可変抵抗
を設け、該可変抵抗を調整することによりキャリア周波
数の安定化を計っている。又、発振周波数の変化幅も外
付けの可変抵抗により行なっている。その様なＦＭ変調
回路は、例えば実開昭６０−１５０８６５号公報に記載
されている。
（ハ）発明が解決しようとする課題
しかしながら、フリーラン周波数の調整の為に、可変抵
抗を設け、該可変抵抗を調整する方法では、前記可変抵
抗を手動で調整しなければならないので、調整に手間が
かかると共に部品点数の増加を招くという欠点があった
。その為、−拒調整を行なったとしても、温度変化や経
時変化等によって再調整が必要となった。
抗を設け、該可変抵抗を調整する方法では、前記可変抵
抗を手動で調整しなければならないので、調整に手間が
かかると共に部品点数の増加を招くという欠点があった
。その為、−拒調整を行なったとしても、温度変化や経
時変化等によって再調整が必要となった。
又、フリーラン周波数の調整と可変周波数範囲の調整と
の２つの調整を必要とする為、一方の調整が他方の調整
に影響を与え、２つの調整を正しく行なうのは、困難で
あった。
の２つの調整を必要とする為、一方の調整が他方の調整
に影響を与え、２つの調整を正しく行なうのは、困難で
あった。
（ニ）課題を解決するための手段
本発明は、上述の点に鑑み成されたもので、第１マルチ
バイブレータと、該第１マルチバイブレータと同様の回
路構成を有する第２マルチバイブレータと、一定周波数
で発振する基準発振回路と、該基準発振回路の発振出力
信号と前記第２マルチバイブレータの発振出力信号とを
位相比較する位相比較回路と、該位相比較回路の出力信
号を平滑し、その平滑出力を発振周波数を定める為の制
御電流として前記第２マルチバイブレータに供給する平
滑回路とから成り、前記平滑回路の出力制御電流を前記
第１マルチバイブレータに供給し、その発振周波数の安
定化を計ったことを特徴とする。
バイブレータと、該第１マルチバイブレータと同様の回
路構成を有する第２マルチバイブレータと、一定周波数
で発振する基準発振回路と、該基準発振回路の発振出力
信号と前記第２マルチバイブレータの発振出力信号とを
位相比較する位相比較回路と、該位相比較回路の出力信
号を平滑し、その平滑出力を発振周波数を定める為の制
御電流として前記第２マルチバイブレータに供給する平
滑回路とから成り、前記平滑回路の出力制御電流を前記
第１マルチバイブレータに供給し、その発振周波数の安
定化を計ったことを特徴とする。
（＊）作用
本発明に依れば、第１マルチバイブレータと同様の構成
を有する第２マルチバイブレータを配置し、該第２マル
チバイブレータの発振出力信号と固定発振回路の発振出
力信号とを位相比較し、その差に応じて前記第１及び第
２マルチバイブレータの発振を制御している。その為、
第１マルチバイブレータも第２マルチバイブレータと同
様にその発振周波数が調ｔすれ、第１マルチバイブレー
タから所望の周波数の発振出力信号を得ることが出来る
。
を有する第２マルチバイブレータを配置し、該第２マル
チバイブレータの発振出力信号と固定発振回路の発振出
力信号とを位相比較し、その差に応じて前記第１及び第
２マルチバイブレータの発振を制御している。その為、
第１マルチバイブレータも第２マルチバイブレータと同
様にその発振周波数が調ｔすれ、第１マルチバイブレー
タから所望の周波数の発振出力信号を得ることが出来る
。
（へ）実施例
第１図は、本発明の一実施例を示す回路図で、（１）は
ベースに基準電源（２）が接続されたクランプ用トラン
ジスタ（３）及びクランプコンデンサ（４）から成り、
入力端子（５）に印加される輝度信号をクランプするク
ランプ回路、（６）は前記クランプ回路（１）から印加
される輝度信号にエンファシス特性を施すエンファシス
回路、（７）は前記は基準電源（２）からの基準電圧が
印加され、前記エンファシス回路（６）と同一の直流レ
ベル変動を有するように構成きれたダミー回路、（８）
及び（９）は該ダミー回路（７）の出力直流電圧をレベ
ルシフトする第１及び第２出力トランジスタ、（１０）
及び（１１）は前記第２出力トランジスタ（９）の出力
電圧がベースに印加される第１及び第２トランジスタ、
（１２）は第１コンデンサ（１３）を有し、該第１コン
デンサ（１３）の容量値と前記第１トランジスタ（１０
）のコレクタからの制御電流とによって発振周波数が決
定されＶＴＲのＦＭ変調回路として動作する第１マルチ
バイブレータ、（１４）は第２コンデンサ（１５）を有
し、該第２コンデンサ（１５〉の容量値と前記第２トラ
ンジスタ（１１）のコレクタからの制御電流とによって
発振周波数が決定きれる第２マルチバイブレータ、（１
６）は該第２マルチバイブレータ（１４）の発振出力信
号と固定発振回路（１７）の発振出力信号との位相比較
を行なう位相比較回路、（１８）は該位相比較回路（１
６）の誤差出力を平滑する平滑回路、（１９）及び（２
０）は前記第１及び第２トランジスタ（１０）及び（１
１）のエミッタと前記平滑回路（１８）の出力端との間
にそれぞれ接続された抵抗値の等しい第１及び第２抵抗
、及び（２１）はエンファシス回路（６）の出力端と第
１トランジスタ（１０）のエミッタとの間に接続され、
第１マルチバイブレータ（１２）の可変周波数範囲を設
定する可変抵抗である。
ベースに基準電源（２）が接続されたクランプ用トラン
ジスタ（３）及びクランプコンデンサ（４）から成り、
入力端子（５）に印加される輝度信号をクランプするク
ランプ回路、（６）は前記クランプ回路（１）から印加
される輝度信号にエンファシス特性を施すエンファシス
回路、（７）は前記は基準電源（２）からの基準電圧が
印加され、前記エンファシス回路（６）と同一の直流レ
ベル変動を有するように構成きれたダミー回路、（８）
及び（９）は該ダミー回路（７）の出力直流電圧をレベ
ルシフトする第１及び第２出力トランジスタ、（１０）
及び（１１）は前記第２出力トランジスタ（９）の出力
電圧がベースに印加される第１及び第２トランジスタ、
（１２）は第１コンデンサ（１３）を有し、該第１コン
デンサ（１３）の容量値と前記第１トランジスタ（１０
）のコレクタからの制御電流とによって発振周波数が決
定されＶＴＲのＦＭ変調回路として動作する第１マルチ
バイブレータ、（１４）は第２コンデンサ（１５）を有
し、該第２コンデンサ（１５〉の容量値と前記第２トラ
ンジスタ（１１）のコレクタからの制御電流とによって
発振周波数が決定きれる第２マルチバイブレータ、（１
６）は該第２マルチバイブレータ（１４）の発振出力信
号と固定発振回路（１７）の発振出力信号との位相比較
を行なう位相比較回路、（１８）は該位相比較回路（１
６）の誤差出力を平滑する平滑回路、（１９）及び（２
０）は前記第１及び第２トランジスタ（１０）及び（１
１）のエミッタと前記平滑回路（１８）の出力端との間
にそれぞれ接続された抵抗値の等しい第１及び第２抵抗
、及び（２１）はエンファシス回路（６）の出力端と第
１トランジスタ（１０）のエミッタとの間に接続され、
第１マルチバイブレータ（１２）の可変周波数範囲を設
定する可変抵抗である。
次に動作を説明する。入力端子（５〉からの輝度信号は
、クランプ回路（１）で、その同期信号先端直流レベル
が一定値となるようにクランプされる。基準電源（２）
の基準電圧をＶ ｒｅｆとすると、その同期信号先端レ
ベルがＶｒｅｆ−Ｖ□（ただし、ｖｏはクランプ用トラ
ンジスタ（３）のベース・エミッタ間電圧）となった輝
度信号が、クランプ用トランジスタ（３）のエミッタか
らエンファシス回路（６）に印加される。
、クランプ回路（１）で、その同期信号先端直流レベル
が一定値となるようにクランプされる。基準電源（２）
の基準電圧をＶ ｒｅｆとすると、その同期信号先端レ
ベルがＶｒｅｆ−Ｖ□（ただし、ｖｏはクランプ用トラ
ンジスタ（３）のベース・エミッタ間電圧）となった輝
度信号が、クランプ用トランジスタ（３）のエミッタか
らエンファシス回路（６）に印加される。
一方、クランプ回路（１）の基準電源（２）から基準電
圧Ｖ ｒｅｆが印加されるダミー回路（７）の入出力間
の直流電位差は、エンファシス回路（６）の入出力間の
直流電位差をΔＶとすると、それに等しくΔＶと設・定
される。その為、第２出力トランジスタ（９）ノー１−
ミックには一定電圧（Ｖｒｅｆ＋ΔＶ−２ＶＢりが発生
し、第１及び第２トランジスタ（１０）及び（１１）の
ベースに印加される。その為、第１トランジスタ（１０
）のエミッタには直流電圧（Ｖｒｅｆ＋ΔＶ ＶＳｔ
）が発生する。
圧Ｖ ｒｅｆが印加されるダミー回路（７）の入出力間
の直流電位差は、エンファシス回路（６）の入出力間の
直流電位差をΔＶとすると、それに等しくΔＶと設・定
される。その為、第２出力トランジスタ（９）ノー１−
ミックには一定電圧（Ｖｒｅｆ＋ΔＶ−２ＶＢりが発生
し、第１及び第２トランジスタ（１０）及び（１１）の
ベースに印加される。その為、第１トランジスタ（１０
）のエミッタには直流電圧（Ｖｒｅｆ＋ΔＶ ＶＳｔ
）が発生する。
一方、エンファシス回路（６）の入出力間の直流電位差
はΔＶであるので、同期信号期間における端子Ａ（エン
ファシス回路（６）の出力端子）の電圧はＶ ｒｅｆ＋
ΔＶ ＶＳｔとなり、端子Ｂ（第１トランジスタのエ
ミッタ）の電圧と等しくなる。その為、可変抵抗（２１
）には電流が流れず、第１トランジスタ（１０）のエミ
ッタには第１抵抗（１９）からの電流のみが流入する。
はΔＶであるので、同期信号期間における端子Ａ（エン
ファシス回路（６）の出力端子）の電圧はＶ ｒｅｆ＋
ΔＶ ＶＳｔとなり、端子Ｂ（第１トランジスタのエ
ミッタ）の電圧と等しくなる。その為、可変抵抗（２１
）には電流が流れず、第１トランジスタ（１０）のエミ
ッタには第１抵抗（１９）からの電流のみが流入する。
さて、第１マルチバイブレータ（１２）と同様の回路構
成を有する第２マルチバイブレータ（１４）の発振出力
信号は、位相比較回路（１６）に印加きれ、固定発振回
路（１７）の発振出力信号と位相比較され、その誤差出
力が平滑回路（１８）で平滑される。そして、前記平滑
回路（１８）で平滑された出力電圧が、第２抵抗（２０
）の一端に印加されるので、第２トランジスタ（１１）
のエミッタ・コレクタ路には前記出力電圧の値に応じた
電流が流れ、該電流は制御電流として第２マルチバイブ
レータ（１４）に供給される。
成を有する第２マルチバイブレータ（１４）の発振出力
信号は、位相比較回路（１６）に印加きれ、固定発振回
路（１７）の発振出力信号と位相比較され、その誤差出
力が平滑回路（１８）で平滑される。そして、前記平滑
回路（１８）で平滑された出力電圧が、第２抵抗（２０
）の一端に印加されるので、第２トランジスタ（１１）
のエミッタ・コレクタ路には前記出力電圧の値に応じた
電流が流れ、該電流は制御電流として第２マルチバイブ
レータ（１４）に供給される。
その為、第２マルチバイブレータ（１４）は、固定発振
回路（１７）と等しい周波数で発振することが出来る。
回路（１７）と等しい周波数で発振することが出来る。
前記固定発振回路（１７）は、家庭用ＶＴＲなどの場合
、格別に準備する必要は無い。例えば、家庭用ＶＴＲで
は、クロマ信号の周波数変換を行なう為の低域変換回路
を備えているが、前記低域変換回路は３．５８ＭＨｚで
固定発振する発振回路を備えている。前記発振回路は、
水晶振動子に基いて発振しており非常に安定している。
、格別に準備する必要は無い。例えば、家庭用ＶＴＲで
は、クロマ信号の周波数変換を行なう為の低域変換回路
を備えているが、前記低域変換回路は３．５８ＭＨｚで
固定発振する発振回路を備えている。前記発振回路は、
水晶振動子に基いて発振しており非常に安定している。
一方、平滑回路（１８〉の出力電圧は第１抵抗（１９）
の一端にも印加されているので、第１トランジスタ（１
０）のエミッタ・コレクタ路にも第２トランジスタ（１
１）に流れる電流と等しい電流が流れ、第１マルチバイ
ブレータ（１２）に供給される。従って、第１マルチバ
イブレータ（１２）は第２マルチバイブレータ（１４）
と同様に制御され、その発振周波数が安定化される。
の一端にも印加されているので、第１トランジスタ（１
０）のエミッタ・コレクタ路にも第２トランジスタ（１
１）に流れる電流と等しい電流が流れ、第１マルチバイ
ブレータ（１２）に供給される。従って、第１マルチバ
イブレータ（１２）は第２マルチバイブレータ（１４）
と同様に制御され、その発振周波数が安定化される。
第１及び第２マルチバイブレータ（１２）及び（１４〉
は、コンデンサの容量値と制御電流の値によって、その
発振周波数が決定されるが、それについて説明する。
は、コンデンサの容量値と制御電流の値によって、その
発振周波数が決定されるが、それについて説明する。
第２図は、第１図の第１及び第２マルチバイブレータ（
１２）及び（１４）の具体回路例を示す回路図で、例え
ば特公昭５９−３０３３７号公報に記載されている。簡
単に説明すると、トランジスタく２２） 、 （２３）
、 （２４）及び（２５）とコンデンサ（２６）とで
エミッタ結合型の無安定マルチバイブレータ部分が構成
されている。すなわち、トランジスタ（２４）のコレク
タ出力は、トランジスタ（２２）及び抵抗（２７）から
成るエミッタホロワを介してトランジスタ（２５）のベ
ースに印加される。又、トランジスタ（２５）のコレク
タ出力は、トランジスタ（２３）及び抵抗（２８）から
成るエミッタホロワを介してトランジスタ（２４）のベ
ースに印加される。又、前記トランジスタ（２４）及び
（２５）のエミッタは、充放電用コンデンサ（２６）を
介して相互に接続されている。このような構成によって
、トランジスタ（２４）及びり２５）が交互に導通し、
前記充放電用コンデンサ（２６）が充放電して、出力端
子（２９）に所定の発振出力信号が得られる。
１２）及び（１４）の具体回路例を示す回路図で、例え
ば特公昭５９−３０３３７号公報に記載されている。簡
単に説明すると、トランジスタく２２） 、 （２３）
、 （２４）及び（２５）とコンデンサ（２６）とで
エミッタ結合型の無安定マルチバイブレータ部分が構成
されている。すなわち、トランジスタ（２４）のコレク
タ出力は、トランジスタ（２２）及び抵抗（２７）から
成るエミッタホロワを介してトランジスタ（２５）のベ
ースに印加される。又、トランジスタ（２５）のコレク
タ出力は、トランジスタ（２３）及び抵抗（２８）から
成るエミッタホロワを介してトランジスタ（２４）のベ
ースに印加される。又、前記トランジスタ（２４）及び
（２５）のエミッタは、充放電用コンデンサ（２６）を
介して相互に接続されている。このような構成によって
、トランジスタ（２４）及びり２５）が交互に導通し、
前記充放電用コンデンサ（２６）が充放電して、出力端
子（２９）に所定の発振出力信号が得られる。
第２図の回路をＦＭ変調回路に用いる場合には、端子（
３０）に被変調入力信号（ＶＴＲの輝度信号）を印加す
ることによって行なわれる。第１トランジスタ（１０）
は第１図のそれと同一のものであり、そのコレクタから
の電流が、トランジスタ（３１）及び（３２）から成る
電流ミラー回路（３３）の入力に供給きれる。その為、
第１トランジスタ（１０）のコレクタ電流と等しい電流
がトランジスタ（３２）のコレクタに流れ、その発振が
制御される。
３０）に被変調入力信号（ＶＴＲの輝度信号）を印加す
ることによって行なわれる。第１トランジスタ（１０）
は第１図のそれと同一のものであり、そのコレクタから
の電流が、トランジスタ（３１）及び（３２）から成る
電流ミラー回路（３３）の入力に供給きれる。その為、
第１トランジスタ（１０）のコレクタ電流と等しい電流
がトランジスタ（３２）のコレクタに流れ、その発振が
制御される。
第２図の発振回路の発振周波数Ｆ０は
る。
第１図の第１及び第２マルチバイブレータ（１２〉及び
（１４）の発振周波数をＦ＋及びＦ、とし、これに前記
第（２）式を適用すると、 Ｆｔ／）’ｍ−（ｘｔ／Ｃ＋）／（ｔｔ／ｃ＊）・・・
（３）となる、第（１）式において、差電圧ΔＶを一定
値とすると、発振周波数Ｆ、は ■。
（１４）の発振周波数をＦ＋及びＦ、とし、これに前記
第（２）式を適用すると、 Ｆｔ／）’ｍ−（ｘｔ／Ｃ＋）／（ｔｔ／ｃ＊）・・・
（３）となる、第（１）式において、差電圧ΔＶを一定
値とすると、発振周波数Ｆ、は ■。
Ｆ−ズ「（２）
と表わされる。
その為、第２図の発振回路の発振周波数Ｆ。
は、電流！、及び容量Ｃの値に応じて決定されとなる。
第１図の場合、前記コレクタ電流！、及び第ｒ、は等し
いので、第（３）式は Ｆ Ｉ ／ Ｆ ！ ” Ｃ＝／ Ｃ＝ ・・・・旧
・・・・・・旧旧・・（４）となり、発振周波数Ｆ１は Ｆ、”（Ｃｍ／Ｃ４）Ｆ＊・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・（５）と表わされる。
いので、第（３）式は Ｆ Ｉ ／ Ｆ ！ ” Ｃ＝／ Ｃ＝ ・・・・旧
・・・・・・旧旧・・（４）となり、発振周波数Ｆ１は Ｆ、”（Ｃｍ／Ｃ４）Ｆ＊・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・（５）と表わされる。
その為、第（５）式から前記発振周波数Ｆｇは、容量Ｃ
１及びＣ３の比に応じて任意に設定出来ることが明らか
である。
１及びＣ３の比に応じて任意に設定出来ることが明らか
である。
従って、第１図の回路に依れば、輝度信号の同期信号期
間、第１マルチバイブレータ（１２）のキャリア周波数
を一定値に自動調整することが出来る。尚、端子Ａにお
ける、同期信号期間の電圧（Ｖｒｅｆ−ｖｓｍ＋ΔＶ）
は、第１図の回路の無信号時の電圧と等しく設定される
ので、無信号時においても第１マルチバイブレータ（１
２）の制御が行なわれる。
間、第１マルチバイブレータ（１２）のキャリア周波数
を一定値に自動調整することが出来る。尚、端子Ａにお
ける、同期信号期間の電圧（Ｖｒｅｆ−ｖｓｍ＋ΔＶ）
は、第１図の回路の無信号時の電圧と等しく設定される
ので、無信号時においても第１マルチバイブレータ（１
２）の制御が行なわれる。
又、第（３）式から明らかな如く、コンデンサ（１３）
及び（１５）のＣ０及びＣ２の値を等しく設定し、コレ
クタ電流■１及びＩ、の比を変えることによって、発振
周波数Ｆ＋の値を調整しても良い。この場合には、第１
図の第１及び第２抵抗（１９）及び（２０）の値を調整
すれば良い。
及び（１５）のＣ０及びＣ２の値を等しく設定し、コレ
クタ電流■１及びＩ、の比を変えることによって、発振
周波数Ｆ＋の値を調整しても良い。この場合には、第１
図の第１及び第２抵抗（１９）及び（２０）の値を調整
すれば良い。
次に同期信号期間以外の輝度信号が端子Ａに発生した場
合について説明する。前記輝度信号が端子Ａに発生する
と、可変抵抗（２１）の両端に電位差が生じ、それに応
じた電流が第１トランジスタ（１０）のエミッタに流れ
込み、そめコレクタを介して第１マルチバイブレータ（
１２）に供給される。その為、前記第１マルチバイブレ
ータ（１２）は前記輝度信号のレベルに応じてその発振
周波数が変化し、出力端子（２９）にはＦＭ変調された
輝度信号を得ることが出来る。
合について説明する。前記輝度信号が端子Ａに発生する
と、可変抵抗（２１）の両端に電位差が生じ、それに応
じた電流が第１トランジスタ（１０）のエミッタに流れ
込み、そめコレクタを介して第１マルチバイブレータ（
１２）に供給される。その為、前記第１マルチバイブレ
ータ（１２）は前記輝度信号のレベルに応じてその発振
周波数が変化し、出力端子（２９）にはＦＭ変調された
輝度信号を得ることが出来る。
この時、第１トランジスタ（１０）のエミッタ電圧は一
定であるので、第１抵抗（１９）に流れる電流は変化せ
ず、キャリア周波数の調整は継続して行なわれる。つま
り、キャリア周波数を調整する為の電流と発振周波数を
制御する為の電流とが干渉すること無く重畳されて第１
マルチバイブレータ（１２）に供給され、その発振周波
数が制御される。
定であるので、第１抵抗（１９）に流れる電流は変化せ
ず、キャリア周波数の調整は継続して行なわれる。つま
り、キャリア周波数を調整する為の電流と発振周波数を
制御する為の電流とが干渉すること無く重畳されて第１
マルチバイブレータ（１２）に供給され、その発振周波
数が制御される。
尚、第１図のバイアス源（３４）は第２図のバイアス源
（３４）のことであり、同一のバイアス源（３４）によ
って第１及び第２マルチバイブレータ（１２）及び（１
４）にバイアス電圧を印加している。そうすることによ
って、第（１）式のΔＶを全く同一に出来、周波数設定
の精度が更に向上する。
（３４）のことであり、同一のバイアス源（３４）によ
って第１及び第２マルチバイブレータ（１２）及び（１
４）にバイアス電圧を印加している。そうすることによ
って、第（１）式のΔＶを全く同一に出来、周波数設定
の精度が更に向上する。
第３図は、第１図のエンファシス回路（６）の具体回路
例を示す回路図で、入力端子（３５）からの輝度信号は
、トランジスタ（３７）のベースに印加きれ、そのエミ
ッタからエンファシス部（３６）に印加され、エンファ
シスが施される。エンファシスがかかった輝度信号は、
レベルシフト用トランジスタ（３８）を介して出力端子
（３９）に導出される。又、第４図は、第１図のダミー
回路（７）の具体回路例を示す回路図で、第３図の回路
と同一の直流レベル変化を有する。第４図の回路は、第
３図の回路と同一のトランジスタ及び抵抗が用いられ、
異なる点はエンファシス用のコンデンサを有さない点だ
けである。
例を示す回路図で、入力端子（３５）からの輝度信号は
、トランジスタ（３７）のベースに印加きれ、そのエミ
ッタからエンファシス部（３６）に印加され、エンファ
シスが施される。エンファシスがかかった輝度信号は、
レベルシフト用トランジスタ（３８）を介して出力端子
（３９）に導出される。又、第４図は、第１図のダミー
回路（７）の具体回路例を示す回路図で、第３図の回路
と同一の直流レベル変化を有する。第４図の回路は、第
３図の回路と同一のトランジスタ及び抵抗が用いられ、
異なる点はエンファシス用のコンデンサを有さない点だ
けである。
その為、第１図の端子Ａと端子Ｂとは直流レベルを全く
等しくすることが出来る。
等しくすることが出来る。
（ト）発明の効果
以上述べた如く、本発明に依れば発振回路のフリーラン
周波数を自動調整することが出来る。特に本発明に依れ
ば、第２マルチバイブレータを用いてＰＬＬ回路を構成
し、その制御電流によって第１マルチバイブレータの発
振を制御しているので、２つのマルチバイブレータの容
量比等によって、第１マルチバイブレータのフリーラン
周波数を調整することが出来、前記容量のペア性を確保
すれば、精度の高い発振出力信号が得られる。
周波数を自動調整することが出来る。特に本発明に依れ
ば、第２マルチバイブレータを用いてＰＬＬ回路を構成
し、その制御電流によって第１マルチバイブレータの発
振を制御しているので、２つのマルチバイブレータの容
量比等によって、第１マルチバイブレータのフリーラン
周波数を調整することが出来、前記容量のペア性を確保
すれば、精度の高い発振出力信号が得られる。
第１図は、本発明の一実施例を示す回路図、第２図は、
第１図のマルチバイブレータの具体回路例を示す回路図
、第３図及び第４図は、第１図の画質補正回路（６）及
びダミー回路（７）の具体回路例を示す回路図である。 （１）・・・クランプ回路、 （２）・・・基準電源、
り６）・・・エンファシス回路、 （７）・・・ダミ
ー回路、 （１０）・・・第１トランジスタ、（１１）
・・・第２トランジスタ、（１２）・・・第１マルチバ
イブレータ、 （１３）・・・第１コンデンサ、（１４
）・・・第２マルチバイブレータ、 （１５）・・・第
２コンデンサ、 （１６〉・・・位相比較回路、 （１
７）・・・固定発振回路、 （１８）・・・平滑回路、
（１９）・・・第１抵抗、 （２０）・・・第２抵抗
、 （２１）・・・可変抵抗。
第１図のマルチバイブレータの具体回路例を示す回路図
、第３図及び第４図は、第１図の画質補正回路（６）及
びダミー回路（７）の具体回路例を示す回路図である。 （１）・・・クランプ回路、 （２）・・・基準電源、
り６）・・・エンファシス回路、 （７）・・・ダミ
ー回路、 （１０）・・・第１トランジスタ、（１１）
・・・第２トランジスタ、（１２）・・・第１マルチバ
イブレータ、 （１３）・・・第１コンデンサ、（１４
）・・・第２マルチバイブレータ、 （１５）・・・第
２コンデンサ、 （１６〉・・・位相比較回路、 （１
７）・・・固定発振回路、 （１８）・・・平滑回路、
（１９）・・・第１抵抗、 （２０）・・・第２抵抗
、 （２１）・・・可変抵抗。
Claims (6)
- （１）第１マルチバイブレータと、 該第１マルチバイブレータと同様の回路構成を有する第
２マルチバイブレータと、 一定周波数で発振する基準発振回路と、 該基準発振回路の発振出力信号と前記第２マルチバイブ
レータの発振出力信号とを位相比較する位相比較回路と
、 該位相比較回路の出力信号を平滑し、その平滑出力を発
振周波数を定める為の制御電流として前記第２マルチバ
イブレータに供給する平滑回路とから成り、前記平滑回
路の出力制御電流を前記第１マルチバイブレータに供給
し、その発振周波数の安定化を計ったことを特徴とする
発振回路。 - （２）第１コンデンサを有し、該第１コンデンサの容量
と制御電流とによって発振周波数が制御される第１マル
チバイブレータと、 第２コンデンサを有し、該第２コンデンサの容量と制御
電流とによって発振周波数が制御される第２マルチバイ
ブレータと、 一定周波数で発振する基準発振回路と、 該基準発振回路の発振出力信号と前記第２マルチバイブ
レータの発振出力信号とを位相比較する位相比較回路と
、 該位相比較回路の出力信号を平滑し、その平滑出力を制
御電流として前記第１及び第２マルチバイブレータに供
給する平滑回路 とから成り、前記第１及び第２コンデンサの容量の比に
応じて前記第１マルチバイブレータの発振周波数を設定
するようにしたことを特徴とする発振回路。 - （３）第１コンデンサを有し、該第１コンデンサの容量
と制御電流とによって発振周波数が制御される第１マル
チバイブレータと、 第２コンデンサを有し、該第２コンデンサの容量と制御
電流とによって発振周波数が制御される第２マルチバイ
ブレータと、 一定周波数で発振する基準発振回路と、 該基準発振回路の発振出力信号と前記第２マルチバイブ
レータの発振出力信号とを位相比較する位相比較回路と
、 該位相比較回路の出力信号を平滑する平滑回路と、 映像信号中の輝度信号をクランプするクランプ回路と、 該クランプ回路の基準電圧に応じた電圧がベースに印加
される第１及び第２トランジスタと、該第１及び第２ト
ランジスタの各エミッタと前記平滑回路の出力端子との
間にそれぞれ接続された第１及び第２抵抗と、 一端が前記第１トランジスタのエミッタに接続されると
ともに前記クランプ回路の出力信号が他端に印加される
第３抵抗 とから成り、前記第１及び第２トランジスタのコレクタ
電流を制御電流として前記第１及び第２マルチバイブレ
ータに供給し、 前記第１マルチバイブレータの出力端から輝度信号に応
じて発振周波数が変化する発振出力信号を得るようにし
たことを特徴とする発振回路。 - （４）前記第１及び第２抵抗の値を等しく設定したこと
を特徴とする請求項第２項記載の発振回路。 - （５）前記第１及び第２抵抗を固定型にするとともに前
記第３抵抗を可変型にしたことを特徴とする請求項第２
項記載の発振回路。 - （６）第１コンデンサを有し、該第１コンデンサの容量
と制御電流とによって発振周波数が制御される第１マル
チバイブレータと、 第２コンデンサを有し、該第２コンデンサの容量と制御
電流とによって発振周波数が制御される第２マルチバイ
ブレータと、 一定周波数で発振する基準発振回路と、 該基準発振回路の発振出力信号と前記第２マルチバイブ
レータの発振出力信号とを位相比較する位相比較回路と
、 該位相比較回路の出力信号を平滑する平滑回路と、 映像信号中の輝度信号をクランプするクランプ回路と、 該クランプ回路からの輝度信号にエンフアシスを施すエ
ンファシス回路と、 前記クランプ回路のクランプの為の基準電圧が印加され
、前記エンファシス回路と同一の直流変動を有するダミ
ー回路と、 該ダミー回路の出力電圧がベースに印加される第１及び
第２トランジスタと、 該第１及び第２トランジスタの各エミッタと前記平滑回
路の出力端子との間にそれぞれ接続された第１及び第２
抵抗と、 前記第１トランジスタのエミッタと前記画質補正回路の
出力端子との間に接続された第３抵抗とから成り、前記
第１及び第２トランジスタのコレクタからの電流を制御
電流として前記第１及び第２マルチバイブレータに供給
し、 前記第１マルチバイブレータの出力端から輝度信号に応
じて発振周波数が変化する発振出力信号を得るようにし
たことを特徴とする発振回路。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63234124A JPH0282719A (ja) | 1988-09-19 | 1988-09-19 | 発振回路 |
| DE68920522T DE68920522T2 (de) | 1988-09-19 | 1989-09-14 | Oszillator-Schaltung. |
| US07/407,188 US4918407A (en) | 1988-09-19 | 1989-09-14 | Oscillation circuit |
| ES89117045T ES2069559T3 (es) | 1988-09-19 | 1989-09-14 | Circuito oscilador. |
| EP89117045A EP0360157B1 (en) | 1988-09-19 | 1989-09-14 | Oscillation circuit |
| KR1019890013363A KR960008284B1 (ko) | 1988-09-19 | 1989-09-18 | 발진회로 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63234124A JPH0282719A (ja) | 1988-09-19 | 1988-09-19 | 発振回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0282719A true JPH0282719A (ja) | 1990-03-23 |
Family
ID=16966011
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63234124A Pending JPH0282719A (ja) | 1988-09-19 | 1988-09-19 | 発振回路 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4918407A (ja) |
| EP (1) | EP0360157B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0282719A (ja) |
| KR (1) | KR960008284B1 (ja) |
| DE (1) | DE68920522T2 (ja) |
| ES (1) | ES2069559T3 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| ES2942708T3 (es) * | 2014-07-18 | 2023-06-06 | Procter & Gamble | Tampón y método de fabricación |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61281623A (ja) * | 1985-05-09 | 1986-12-12 | Sanyo Electric Co Ltd | 発振周波数調整装置 |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5636613B2 (ja) * | 1974-01-29 | 1981-08-25 | ||
| JPS5665530A (en) * | 1979-10-31 | 1981-06-03 | Sony Corp | Pll circuit |
| US4494080A (en) * | 1981-11-16 | 1985-01-15 | International Business Machines Corporation | Voltage-controlled oscillator with independent gain and frequency controls |
| JPS60150865U (ja) * | 1984-03-19 | 1985-10-07 | 三洋電機株式会社 | 周波数及び周波数偏移調整回路 |
-
1988
- 1988-09-19 JP JP63234124A patent/JPH0282719A/ja active Pending
-
1989
- 1989-09-14 US US07/407,188 patent/US4918407A/en not_active Expired - Lifetime
- 1989-09-14 ES ES89117045T patent/ES2069559T3/es not_active Expired - Lifetime
- 1989-09-14 EP EP89117045A patent/EP0360157B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1989-09-14 DE DE68920522T patent/DE68920522T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1989-09-18 KR KR1019890013363A patent/KR960008284B1/ko not_active IP Right Cessation
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61281623A (ja) * | 1985-05-09 | 1986-12-12 | Sanyo Electric Co Ltd | 発振周波数調整装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE68920522T2 (de) | 1995-08-31 |
| DE68920522D1 (de) | 1995-02-23 |
| ES2069559T3 (es) | 1995-05-16 |
| KR900005681A (ko) | 1990-04-14 |
| EP0360157B1 (en) | 1995-01-11 |
| EP0360157A2 (en) | 1990-03-28 |
| US4918407A (en) | 1990-04-17 |
| KR960008284B1 (ko) | 1996-06-21 |
| EP0360157A3 (en) | 1990-09-19 |
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