JPH0260091B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は電子スイツチたとえば近接スイツチ
の過電流検出回路に関するものである。

従来この種の過電流検出回路は第１図および第
２図に示すように出力トランジスタTr１のエミ
ツタにエミツタ抵抗R₁を挿入し、この両端の電
圧Ｖ１を過電流検出用のトランジスタTr２によ
つて検出し、これにより過電流を検出するのがも
つとも簡単な方法であり、かつひじように多くの
用途に使用されている。この方法は簡単に実現し
うる反面ON時の出力端子残り電圧がひじように
大きくなつてしまう欠点を有していた。すなわち
トランジスタTr１のON時残り電圧Vonは出力電
流値とトランジスタTr１の出力電流容量による
が、今仮にVonをVon＝0.2〔V〕、出力電流It＝150
〔mA〕とし、これに過電流検出回路を含め、200
〔mA〕以上の電流が流れたとき、これを過電流
とする。そしてトランジスタTr２のベース−エ
ミツタ間電圧Vbeが0.7〔V〕以上検出されるとエミ
ツタ抵抗Ｒ１の値は R1＝0.7〔Ｖ〕／0.2〔Ｖ〕＝3.5〔Ω〕 となる。また出力電流It＝150〔mA〕の時のエミ
ツタ抵抗Ｒ１の両端の電圧Vr１は Vr1＝3.5×0.15≒0.525〔V〕 となり、したがつてトランジスタTr１とエミツ
タ抵抗Ｒ１の直列回路の電圧Vxは Vx＝Von＋Vr1＝0.2＋0.525＝0.725〔V〕 となる。このように過電流検出回路が挿入された
ことにより、電子スイツチとしてのON時残り電
圧は３倍以上となり、計算式から明らかなように
出力トランジスタTr１の出力電力容量を大きく
して、そのON時出力残り電圧Vonをいくら小さ
くしても過電流検出回路を含めたON時出力残り
電圧はほとんど低下しないという欠点があつた。

また従来の過電流検出回路においてはトランジ
スタTr１のベース−エミツタ間電圧が過電流検
出電圧であつたために大きな負の温度係数を有し
ていた。

また従来はカレントソースおよびカレントシン
ク出力形式の電子スイツチを同一のICを使用す
ることにより具体化するため、カレントシンク出
力形式用過電流検出回路とカレントソース出力形
式用過電流検出回路との２回路を有し、出力形式
に応じてどちらか一方を使用しているが、一方の
回路を用いるばあいには他方の回路は無駄になる
欠点があつた。

この発明はこのような従来の欠点を解消しよう
とするもので、この発明の第１の目的はトランジ
スタのベース−エミツタ間電圧により過電流を検
出するものに比し、検出電圧を小さくし、これに
よつて電圧スイツチの過電流検出用抵抗を小さく
し、いきおい電子スイツチとしてのON時残り電
圧を小さくしようとするものである。

またこの発明の第２の目的は同一の過電流検出
回路によりカレントシンクおよびカレントソース
両出力形式の過電流を検出しうるようにするもの
である。

以下図によつてこの発明の一実施例について説
明する。

第３図はこの発明における過電流検出回路を近
接スイツチに適用したばあいの回路図で、この近
接スイツチ１０は近接センサ用IC回路１と、こ
のIC回路の出力電流容量を補うための電流スイ
ツチング素子２６たとえば出力トランジスタ２６
とで構成される。そしてそのIC回路１は内部に
発振回路２、コンパレータ３、積分回路４、コン
パレータ５、出力回路６、定電圧回路７および電
源リセツト回路８、出力コントローラ１４および
過電流検出回路１６を有しており、出力回路６、
電源リセツト回路８および出力コントローラ１４
により電子スイツチコントローラ１７が構成され
る。また検出コイルＬ１、共振コンデンサＣ１、
感度調整用可変抵抗Ｒ２２、側路コンデンサＣ２
３、積分コンデンサＣ２４、電源リセツト用コン
デンサＣ２５および負荷９などが外付けされる。

したがつて検出コイルＬ１に対して金属体が接
近または離間することにより発振回路２が発振を
開始または停止し、出力回路６より論理Ｌまたは
Ｈの出力が得られる。

そして過電流検出回路１６は電流スイツチング
素子２６と電源リセツト回路８との間に設けられ
ている。

第４図はこの発明の要部を示す回路図で、基本
的に４個のトランジスタすなわち第１のトランジ
スタ２２、第２のトランジスタ２３、第３のトラ
ンジスタ２４および第４のトランジスタ２５と、
抵抗３１〜３４と、電流源２０とからなるブロツ
クにより過電流検出回録１６が構成される。ダイ
オード２７と抵抗３５により過電圧保護回路１８
が構成され、ノード４１に大きな電圧が加わつた
ばあいに過電流検出回路１６を保護する。この過
電圧保護回路はカレントシンク用のものである
が、ダイオード２８および抵抗３６で構成される
回路はカレントソース用の過電圧保護回路であ
る。１９は電源である。なお電流スイツチング素
子２６は負荷９に流れる電流を制御するもので、
たとえばトランジスタにより構成される。各トラ
ンジスタ２２，２３，２４，２５と各抵抗３１，
３２，３３，３４との接続点には接続端子ａ，
ｂ，ｃ，ｄが引出され、トランジスタ２４と２５
との接続点に信号出力端子Ｇが設けられ、この出
力端子はさらにトランジスタ２６を制御するコン
トローラ１７の入力端に接続され、これによつて
コントローラ１７の出力状態を制御するようにさ
れている。なお第４図において過電流検出回路１
６および過電圧保護回路１８がIC化される。

今、第４図において電流源２０からの電流Ｉ０
をI0＝５〔μA〕、抵抗３１〜３４の抵抗値Ｒ３１
〜Ｒ３４をＲ３１〜Ｒ３４＝10〔ＫΩ〕とし、ノ
ード４１，４２ともにオープンであるとすると、
抵抗３１〜３４に生じる電圧降下V_Rは、 V_R＝I0×R31〜R34＝５×10＝50〔mV〕 となる。この理由はノード４１，４２ともにオー
プンのばあい、トランジスタ２２〜２５が互いに
カレントミラー回路を構成しているので、各々の
トランジスタに流れる電流Ｉ０であり、出力ノー
ド４６はカレントソースとカレントシンクの臨界
状態にあるからである。

今、ノード４１が出力電流検出用抵抗Ｒ１に接
続されたばあい、この抵抗Ｒ１の両端に発生する
電圧が50〔mV〕より小さいと、抵抗３５を通じ
ノード４１から抵抗Ｒ１の方へ電流が流れ出し、
このため抵抗３２に流れる電流が減少し、トラン
ジスタ２５のエミツタ電圧が50〔mV〕より下が
り、トランジスタ２４と２５のバランスがくず
れ、ノード４６はカレントシンクとなる。このと
き電子スイツチコントローラ１７の出力に応じて
電流スイツチング素子２６はオン状態又はオフ状
態にある。

またスイツチング素子２６がオン状態のとき、
何らかの原因で電流スイツチング素子２６に流れ
る電流が所定の値を越え、抵抗Ｒ１の両端に生じ
る電圧が50〔mV〕を越えると、抵抗３５を通じ
て抵抗Ｒ１に電流が流れ込み、ｂ点の電位が上昇
し、トランジスタ２５のベース−エミツタ間の電
圧が減少するので、トランジスタ２５と２４の電
流バランスより、ノード４６はカレントソースと
なる。電子スイツチコントローラは、ノード４６
の状態変化を受けて、所定の過電流検出時の動作
を行い、電流スイツチング素子２６に流れる電流
を制御する。

さらに抵抗Ｒ１の電圧が50〔mV〕のときは抵
抗３５には電流が流れず、これがスレツシユホー
ルド電圧となる。

このように抵抗Ｒ１の両端に生じる電圧が50
〔mV〕を越えたとき、過電流検出回路１６がそ
の点を検出する。

以上の説明はカレントシンクの出力形式の例で
あつて、非過電流検出時及び過電流検出時のノー
ド４６の状態はそれぞれカレントシンクとカレン
トソースとなつたが、電子スイツチの出力回路６
がカレントソース形式の場合も同様になることを
述べる。カレントソースの出力形式の例を第５図
に示す。この図において外部接続用端子４２は第
４図に示したものに対して対角線上の接続点ｃか
ら引出されている。

そして非過電流時においては、抵抗Ｒ１に生じ
る電圧降下は50〔mV〕より小さいので、抵抗３
６を通じトランジスタ２２へ電流が流れ込み、逆
に抵抗３３に流れる電流が減少するのでトランジ
スタ２２，２４のベース電位が上昇し、トランジ
スタ２４のベース−エミツタ間電圧が減少するの
でトランジスタ２４の電流容量が減少し、ノード
４６はカレントシンクとなる。また過電流検出時
においては、上記動作とは逆にトランジスタ２４
の電流容量が増加し、ノード４６はカレントソー
スとなる。

以上の動作のとおり、出力回路６が第４図に示
すようにカレントシンク形式でも、また第５図に
示すようにカレントソース形式でも過電流検出回
路１６は同一でよく、その出力ノード４６はいず
れのばあいもロジツクレベルは同一となる。また
出力回路がいずれのばあいでも結線の容易さは言
うまでもない。

また第６図および第７図に示すものは第４図お
よび第５図にそれぞれ対応するものであり、それ
ぞれの相違点は過電流検出端子がｂ，ｃから引出
されていたものをａ，ｄから引出したものであ
る。これにより過電流検出信号であるノード４６
のロジツクレベルが反転し、過電流検出時のノー
ド４６はカレントシンクとなる。

このように回路設計時において、電子スイツチ
コントローラ１７の入力ロジツクレベルの都合に
合せて過電流検出回路の出力ロジツクレベルを簡
単に整合することができる。

次に、オン時の電子スイツチの残り電圧につい
て述べる。

第４図において検出電圧を50〔mV〕とし、過
電流を200〔mA〕とすると抵抗Ｒ１は R1＝50mV／200mA＝0.25〔Ω〕 となり、したがつて出力電流It＝150〔mA〕にお
ける出力端子におけるON時残り電圧Vxは Vx＝Von＋Vr1＝0.2＋0.25×0.15 ＝0.2＋0.0375＝0.2375〔V〕 となり、従来のものに比し大きな改善が見られ
る。

この計算例から明らかなように従来例ではトラ
ンジスタTr１のON時残り電圧Vonに比し抵抗Ｒ
１の両端電圧Vr１がかなり大きかつたが、この
発明によれば抵抗Ｒ１の両端電圧Vr１の方が電
流スイツチング素子２６のON時残り電圧Vonに
比しかなり小さくなり、したがつてON時残り電
圧Vonを小さくするように容量の大きなトランジ
スタを使用すればさらに出力端子ON時残り電圧
Vxを小さくすることも可能である。

なお、トランジスタ２２，２４および２３，２
５でカレントミラー回路を構成しているが、カレ
ントミラー回路としてこれ以外にも多くの公知例
があり、これら公知のカレントミラー回路に変更
しても本発明の基本動作はまつたく同様であるこ
とは容易に想像できるであろう。

【図面の簡単な説明】

第１図および第２図は従来の過電流検出回路を
示す回路図、第３図はこの発明における過電流検
出回路を近接スイツチに適用したばあいのブロツ
ク図、第４図はこの発明における過電流検出回路
の一実施例を示す回路図、第５図はこの発明の第
２の実施例を示す回路図、第６図はこの発明の第
３の実施例を示す回路図、第７図はこの発明の第
４の実施例を示す回路図である。 １…IC回路、２…発振回路、３…コンパレー
タ、４…積分回路、５…コンパレータ、６…出力
回路、７…定電圧回路、８…電源リセツト回路、
９…負荷、１０…スイツチ、Ｌ１…検出コイル、
Ｒ２２…可変抵抗、Ｃ１…共振コンデンサ、Ｃ２
４…積分コンデンサ、Ｃ２５…コンデンサ、１６
…過電流検出回路、１７…電子スイツチコントロ
ーラ、１８…過電圧保護回路、１９…電源、２０
…電流源、２２〜２５…トランジスタ、２６…電
流スイツチング素子、２７…ダイオード、２８…
ダイオード、２９…トランジスタ、３１〜３６…
抵抗、Ｒ１…抵抗、４１，４２…ノード、４６…
出力ノード。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 電源に対して負荷と、この負荷に流れる電流
   を制御する電流スイツチング素子と、過電流検出
   抵抗を順次直列に接続し、また電源の一方の端子
   に対して第１のトランジスタのエミツタを抵抗を
   介して接続するとともに、電源の他方の端子に対
   して第２のトランジスタのエミツタを抵抗を介し
   て接続し、かつ両トランジスタのコレクタを電流
   源を介してたがいに接続し、また電源の一方の端
   子に対して第３のトランジスタのエミツタを抵抗
   を介して接続するとともに、電源の他方の端子に
   対して第４のトランジスタのエミツタを抵抗を介
   して接続し、かつ両トランジスタのコレクタをた
   がいに接続し、上記第１のトランジスタと上記第
   ３のトランジスタとを、また上記第２のトランジ
   スタと上記第４のトランジスタとをそれぞれカレ
   ントミラー回路を構成するように接続し、上記第
   １、第２、第３および第４のトランジスタと上記
   各抵抗との接続点から接続端子を引出し、この端
   子を上記電流スイツチング素子と上記過電流検出
   抵抗との接続点に選択的に接続するとともに上記
   第３のトランジスタと上記第４のトランジスタと
   の接続点に信号出力端子を設け、この出力端子を
   上記電流スイツチング素子を制御するコントロー
   ラの入力端に接続し、このコントローラの出力状
   態を制御することを特徴とする電子スイツチの過
   電流検出回路。 ２ 上記各接続端子の中の１つと上記過電流検出
   抵抗と上記電流スイツチング素子との接続点間に
   過電圧保護回路を接続した特許請求の範囲第１項
   記載の電子スイツチの過電流検出回路。 ３ 上記各接続端子の中、たがいに対角線上の接
   続点から外部接続用の端子を引出した特許請求の
   範囲第１項記載の電子スイツチの過電流検出回
   路。