JPH0575418A - 過電流検出回路 - Google Patents
過電流検出回路Info
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- JPH0575418A JPH0575418A JP26107591A JP26107591A JPH0575418A JP H0575418 A JPH0575418 A JP H0575418A JP 26107591 A JP26107591 A JP 26107591A JP 26107591 A JP26107591 A JP 26107591A JP H0575418 A JPH0575418 A JP H0575418A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 過電流検出回路において出力用のトランジス
タＱ１に直列に過電流検出用抵抗を接続せず、出力の残
留電圧を小さくし消費電力を小さくすること。 【構成】 出力トランジスタＱ１と共に第２のトランジ
スタＱ５によってカレントミラー回路を構成し、このト
ランジスタに直列に抵抗Ｒ２を接続する。そして抵抗Ｒ
２の両端の電圧を検知するトランジスタＱ６によって過
電流を検出するようにしたものである。
タＱ１に直列に過電流検出用抵抗を接続せず、出力の残
留電圧を小さくし消費電力を小さくすること。 【構成】 出力トランジスタＱ１と共に第２のトランジ
スタＱ５によってカレントミラー回路を構成し、このト
ランジスタに直列に抵抗Ｒ２を接続する。そして抵抗Ｒ
２の両端の電圧を検知するトランジスタＱ６によって過
電流を検出するようにしたものである。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は電子スイッチ等の出力回
路に用いられる過電流検出回路に関するものである。
路に用いられる過電流検出回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来光電スイッチ，近接スイッチ等の電
子スイッチ装置においては出力段の過電流を検出する検
出回路が用いられる。図２は一般的な電子スイッチの構
成を示すブロック図である。本図において検出部１は物
体等を検出する部分であり、その出力はアンプ部２を介
してコンパレータ３に与えられる。コンパレータ３は所
定の閾値で信号を弁別するものであり、その出力は信号
処理部４に与えられる。信号処理部４は検知信号が連続
して得られる場合等に出力禁止回路５及び出力回路６を
介して外部に検知信号を出力するものである。そして出
力回路６には過電流検知部７が接続され、過電流が検出
されれば出力が禁止されるよう構成される。ここで検知
部１から出力禁止回路５までのブロックを電子スイッチ
８とする。
子スイッチ装置においては出力段の過電流を検出する検
出回路が用いられる。図２は一般的な電子スイッチの構
成を示すブロック図である。本図において検出部１は物
体等を検出する部分であり、その出力はアンプ部２を介
してコンパレータ３に与えられる。コンパレータ３は所
定の閾値で信号を弁別するものであり、その出力は信号
処理部４に与えられる。信号処理部４は検知信号が連続
して得られる場合等に出力禁止回路５及び出力回路６を
介して外部に検知信号を出力するものである。そして出
力回路６には過電流検知部７が接続され、過電流が検出
されれば出力が禁止されるよう構成される。ここで検知
部１から出力禁止回路５までのブロックを電子スイッチ
８とする。
【０００３】図７（ａ）は出力回路６と過電流検知部７
の構成を示す回路図である。本図において電子スイッチ
８の出力が出力回路６であるＮＰＮ型オープンコレクタ
のトランジスタＱ１が設けられる。この電子スイッチに
は電源１０が接続されており、コレクタと電源の正極端
間には負荷１１が接続される。電子スイッチ８の物体検
知出力によってトランジスタＱ１が駆動され、負荷１１
に負荷電流が流れる。そしてトランジスタＱ１のエミッ
タ側には過電流検出用の抵抗Ｒ１が直列に接続されてお
り、その両端の電圧が電流検出用のトランジスタＱ２の
ベース・エミッタ間順方向降下電圧、例えば 0.6Ｖに達
するかどうかが検知される。このレベルに達すれば過電
流が流れているため、トランジスタＱ２がオンとなって
電子スイッチ８の出力禁止回路５により出力が禁止され
る。図７（ｂ）はＰＮＰ型のトランジスタＱ３及びＱ４
を用いて同様に構成したものである。
の構成を示す回路図である。本図において電子スイッチ
８の出力が出力回路６であるＮＰＮ型オープンコレクタ
のトランジスタＱ１が設けられる。この電子スイッチに
は電源１０が接続されており、コレクタと電源の正極端
間には負荷１１が接続される。電子スイッチ８の物体検
知出力によってトランジスタＱ１が駆動され、負荷１１
に負荷電流が流れる。そしてトランジスタＱ１のエミッ
タ側には過電流検出用の抵抗Ｒ１が直列に接続されてお
り、その両端の電圧が電流検出用のトランジスタＱ２の
ベース・エミッタ間順方向降下電圧、例えば 0.6Ｖに達
するかどうかが検知される。このレベルに達すれば過電
流が流れているため、トランジスタＱ２がオンとなって
電子スイッチ８の出力禁止回路５により出力が禁止され
る。図７（ｂ）はＰＮＰ型のトランジスタＱ３及びＱ４
を用いて同様に構成したものである。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながらこのよう
な従来の過電流検出回路では、出力の残留電圧が大きく
なってしまうという欠点があった。例えば図７（ａ）に
おいてトランジスタＱ１のオン電圧 0.3Ｖ，Ｑ２のベー
ス・エミッタ間順方向降下電圧を 0.6Ｖとすると、出力
の残電圧は最大時に 0.9Ｖとなり、過電流検出回路を付
加することによって残電圧が３倍になってしまうという
欠点がある。又出力用トランジスタを含めて出力回路全
体をＩＣ化しようとした場合には、例えば過電流を 100
mAとすると、抵抗Ｒ１の値は６Ωと小さな抵抗値とな
る。そしてこの抵抗に 100mAの電流が流れるため、ＩＣ
内で大きな面積を占めることとなる。従ってチップ実装
面積が限られている場合や回路数が多い場合には、ＩＣ
化しにくいという欠点があった。
な従来の過電流検出回路では、出力の残留電圧が大きく
なってしまうという欠点があった。例えば図７（ａ）に
おいてトランジスタＱ１のオン電圧 0.3Ｖ，Ｑ２のベー
ス・エミッタ間順方向降下電圧を 0.6Ｖとすると、出力
の残電圧は最大時に 0.9Ｖとなり、過電流検出回路を付
加することによって残電圧が３倍になってしまうという
欠点がある。又出力用トランジスタを含めて出力回路全
体をＩＣ化しようとした場合には、例えば過電流を 100
mAとすると、抵抗Ｒ１の値は６Ωと小さな抵抗値とな
る。そしてこの抵抗に 100mAの電流が流れるため、ＩＣ
内で大きな面積を占めることとなる。従ってチップ実装
面積が限られている場合や回路数が多い場合には、ＩＣ
化しにくいという欠点があった。
【０００５】本発明はこのような従来の問題点に鑑みて
なされたものであって、出力素子に過電流検出用抵抗を
直列接続することなく過電流を検出できるようにするこ
とを技術的課題とする。
なされたものであって、出力素子に過電流検出用抵抗を
直列接続することなく過電流を検出できるようにするこ
とを技術的課題とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明は負荷に直列に接
続され、スイッチ出力によって駆動されるスイッチング
トランジスタを有する出力回路に接続される過電流検出
回路であって、スイッチングトランジスタと、第２のト
ランジスタとによって構成されるカレントミラー回路
と、カレントミラー回路の第２のトランジスタの電流を
検出する電流検出手段とを有することを特徴とするもの
である。
続され、スイッチ出力によって駆動されるスイッチング
トランジスタを有する出力回路に接続される過電流検出
回路であって、スイッチングトランジスタと、第２のト
ランジスタとによって構成されるカレントミラー回路
と、カレントミラー回路の第２のトランジスタの電流を
検出する電流検出手段とを有することを特徴とするもの
である。
【０００７】
【作用】このような特徴を有する本発明によれば、出力
トランジスタと第２のトランジスタによってカレントミ
ラー回路が構成されているため、出力トランジスタに流
れる電流に対応した電流が第２のトランジスタにも流れ
る。従ってこの電流値を検出することによって過電流が
検出できることとなる。そして出力トランジスタと第２
のトランジスタに流れる電流の電流比を小さくしておく
ことによって小電力で過電流状態が検出できることとな
る。
トランジスタと第２のトランジスタによってカレントミ
ラー回路が構成されているため、出力トランジスタに流
れる電流に対応した電流が第２のトランジスタにも流れ
る。従ってこの電流値を検出することによって過電流が
検出できることとなる。そして出力トランジスタと第２
のトランジスタに流れる電流の電流比を小さくしておく
ことによって小電力で過電流状態が検出できることとな
る。
【０００８】
【実施例】図１は本発明の一実施例による過電流検出回
路の構成を示す回路図である。本図において前述した従
来例と同一部分は同一符号を付して詳細な説明を省略す
る。本実施例においても電子スイッチ８には電源１０が
接続されており、電源の一端には負荷１１が接続され
る。そして出力トランジスタＱ１と第２のトランジスタ
Ｑ５とによってカレントミラー回路が構成される。トラ
ンジスタＱ１及びＱ５は夫々ベースが共通接続され、エ
ミッタが接地端に接続されており、出力トランジスタＱ
１のコレクタは負荷１１の一端に接続される。又トラン
ジスタＱ５のコレクタは過電流検出用の抵抗Ｒ２を介し
て電源端に接続され、抵抗Ｒ２の両端がＰＮＰ型トラン
ジスタＱ６のベース・エミッタ間に接続される。トラン
ジスタＱ６はベース・エミッタ間の電流が順方向降下電
圧以上となれば、電子スイッチ８に過電流検知信号を与
えるものである。
路の構成を示す回路図である。本図において前述した従
来例と同一部分は同一符号を付して詳細な説明を省略す
る。本実施例においても電子スイッチ８には電源１０が
接続されており、電源の一端には負荷１１が接続され
る。そして出力トランジスタＱ１と第２のトランジスタ
Ｑ５とによってカレントミラー回路が構成される。トラ
ンジスタＱ１及びＱ５は夫々ベースが共通接続され、エ
ミッタが接地端に接続されており、出力トランジスタＱ
１のコレクタは負荷１１の一端に接続される。又トラン
ジスタＱ５のコレクタは過電流検出用の抵抗Ｒ２を介し
て電源端に接続され、抵抗Ｒ２の両端がＰＮＰ型トラン
ジスタＱ６のベース・エミッタ間に接続される。トラン
ジスタＱ６はベース・エミッタ間の電流が順方向降下電
圧以上となれば、電子スイッチ８に過電流検知信号を与
えるものである。
【０００９】ここでトランジスタＱ５のコレクタ電流Ｉ
C5は以下のように求められる。まずトランジスタＱ１と
Ｑ５のベース・エミッタ間電圧は等しいので、これをＶ
BEとすると、 ＶBE＝（ｋ×Ｔ／ｑ）×ｌｎ（ＩE1／ＩS ） ＝（ｋ×Ｔ／ｑ）×ｌｎ（ＩE5／ＩS ） 従ってＩE1＝ＩE5より ＩC1＋ＩB1＝ＩC5＋ＩB5が成り立つ。電子スイッチから
供給される電流をＩB ＝（ＩB1＋ＩB5）としてＩC5は次
式で示される。 ＩC5＝ＩC1＋ＩB1−ＩB5 ＝ＩC1＋ＩB −２×ＩB5 ＝ＩC1＋ＩB −２×ＩC5／β5 従ってＩC5は次式で示される。 ＩC5＝（ＩC1＋ＩB ）／（１＋２／β5 ）・・・（１） ここでｋはボルツマン定数、Ｔは温度、ｑは電子の電荷
量、ＩS は逆方向飽和電流、β5 はトランジスタＱ５の
電流増幅率である。
C5は以下のように求められる。まずトランジスタＱ１と
Ｑ５のベース・エミッタ間電圧は等しいので、これをＶ
BEとすると、 ＶBE＝（ｋ×Ｔ／ｑ）×ｌｎ（ＩE1／ＩS ） ＝（ｋ×Ｔ／ｑ）×ｌｎ（ＩE5／ＩS ） 従ってＩE1＝ＩE5より ＩC1＋ＩB1＝ＩC5＋ＩB5が成り立つ。電子スイッチから
供給される電流をＩB ＝（ＩB1＋ＩB5）としてＩC5は次
式で示される。 ＩC5＝ＩC1＋ＩB1−ＩB5 ＝ＩC1＋ＩB −２×ＩB5 ＝ＩC1＋ＩB −２×ＩC5／β5 従ってＩC5は次式で示される。 ＩC5＝（ＩC1＋ＩB ）／（１＋２／β5 ）・・・（１） ここでｋはボルツマン定数、Ｔは温度、ｑは電子の電荷
量、ＩS は逆方向飽和電流、β5 はトランジスタＱ５の
電流増幅率である。
【００１０】（１）式よりトランジスタＱ５のコレクタ
電流ＩC5はトランジスタＱ１のコレクタ電流ＩC1に比例
して変化することがわかる。ここでβ5 が十分大きくＩ
B ＜ＩC1，ＩC5とすれば、（１）式よりＩC5とＩC1とは
ほぼ等しくなる。更にトランジスタＱ１のチップ面積を
トランジスタＱ５の１０倍とすると、トランジスタＱ５
のコレクタ電流ＩC5はトランジスタＱ１のコレクタ電流
ＩC1の約１／１０となる。従って検出電流を小さくする
ことができ、抵抗Ｒ２の損失を小さくすることができ
る。ここでＱ１とＱ５の面積比を１０：１、Ｒ２を６０
Ω、Ｑ６のオン電圧 0.6Ｖとすれば、負荷電流が 100mA
を越えたときＱ６のＶBEは 0.6Ｖとなってトランジスタ
Ｑ６がオン状態となる。従って電子スイッチ８に過電流
検知信号を伝えることができる。
電流ＩC5はトランジスタＱ１のコレクタ電流ＩC1に比例
して変化することがわかる。ここでβ5 が十分大きくＩ
B ＜ＩC1，ＩC5とすれば、（１）式よりＩC5とＩC1とは
ほぼ等しくなる。更にトランジスタＱ１のチップ面積を
トランジスタＱ５の１０倍とすると、トランジスタＱ５
のコレクタ電流ＩC5はトランジスタＱ１のコレクタ電流
ＩC1の約１／１０となる。従って検出電流を小さくする
ことができ、抵抗Ｒ２の損失を小さくすることができ
る。ここでＱ１とＱ５の面積比を１０：１、Ｒ２を６０
Ω、Ｑ６のオン電圧 0.6Ｖとすれば、負荷電流が 100mA
を越えたときＱ６のＶBEは 0.6Ｖとなってトランジスタ
Ｑ６がオン状態となる。従って電子スイッチ８に過電流
検知信号を伝えることができる。
【００１１】このように本実施例では出力用のトランジ
スタに直列に過電流検出用抵抗が接続されないので、過
電流検出時のオン時の残電圧を上昇させることがなく、
又電流検出用抵抗に流れる電流値を小さくすることがで
きる。従ってＩＣ化する際に抵抗の面積を小さくするこ
とができる。
スタに直列に過電流検出用抵抗が接続されないので、過
電流検出時のオン時の残電圧を上昇させることがなく、
又電流検出用抵抗に流れる電流値を小さくすることがで
きる。従ってＩＣ化する際に抵抗の面積を小さくするこ
とができる。
【００１２】図３は本発明の第２実施例を示す回路図で
ある。本実施例において前述した実施例と同一部分は同
一符号を付して詳細な説明を省略する。本実施例ではト
ランジスタＱ５のエミッタと接地端間に直列に抵抗Ｒ３
を接続している。こうすればトランジスタＱ１のベース
・エミッタ間電圧よりもトランジスタＱ５のベース・エ
ミッタ間電圧が小さくなるので、トランジスタＱ５のコ
レクタ電流は第１実施例より小さく制限することができ
る。従って抵抗Ｒ２の損失が小さくてすむため、シート
抵抗の面積を小さくすることができる。
ある。本実施例において前述した実施例と同一部分は同
一符号を付して詳細な説明を省略する。本実施例ではト
ランジスタＱ５のエミッタと接地端間に直列に抵抗Ｒ３
を接続している。こうすればトランジスタＱ１のベース
・エミッタ間電圧よりもトランジスタＱ５のベース・エ
ミッタ間電圧が小さくなるので、トランジスタＱ５のコ
レクタ電流は第１実施例より小さく制限することができ
る。従って抵抗Ｒ２の損失が小さくてすむため、シート
抵抗の面積を小さくすることができる。
【００１３】この場合にはコレクタ電流ＩC1とＩC5の関
係は以下のようになる。 （ｋ×Ｔ／ｑ）×ｌｎ（ＩE1／ＩS ） ＝（ｋ×Ｔ／ｑ）×ｌｎ（ＩE5／ＩS ）＋Ｒ３×ＩE5 従って次式が成り立つ。 （１＋１／β5 ）×Ｒ３×ＩC5×（ｑ／ｋＴ） ＝ｌｎ｛（ＩC1＋ＩB −ＩC5／β5)／((１＋１／β5 ）ＩC5）｝ β5 が大きいとして式を整理すると、 ＩC1＝ＩC5×exp(Ｒ３×ＩC5×ｑ／ｋＴ）−ＩB このようにトランジスタＱ５のコレクタ電流ＩC5は第１
実施例より小さくすることができ、シート抵抗の面積を
小さくすることができる。
係は以下のようになる。 （ｋ×Ｔ／ｑ）×ｌｎ（ＩE1／ＩS ） ＝（ｋ×Ｔ／ｑ）×ｌｎ（ＩE5／ＩS ）＋Ｒ３×ＩE5 従って次式が成り立つ。 （１＋１／β5 ）×Ｒ３×ＩC5×（ｑ／ｋＴ） ＝ｌｎ｛（ＩC1＋ＩB −ＩC5／β5)／((１＋１／β5 ）ＩC5）｝ β5 が大きいとして式を整理すると、 ＩC1＝ＩC5×exp(Ｒ３×ＩC5×ｑ／ｋＴ）−ＩB このようにトランジスタＱ５のコレクタ電流ＩC5は第１
実施例より小さくすることができ、シート抵抗の面積を
小さくすることができる。
【００１４】図４は本発明の第３実施例による過電流検
出回路の構成を示す回路図である。本実施例では過電流
検出手段として定電流源回路１２を用いた例を示してい
る。即ちトランジスタＱ１，Ｑ５の面積比を１０：１と
し、定電流回路１２の定電流値を10mAとすると、負荷電
流が 100mAに達するまではトランジスタＱ５は電流10mA
を消費しないため、電子スイッチ８側に残りの電流が流
れる。しかし負荷電流が 100mAを越えればトランジスタ
Ｑ５はカレントシンク状態となり、電子スイッチ８には
電流が流れないこととなる。従って定電流回路１２から
電子スイッチ８側に流れる電流の有無によって過電流検
知を行うことができる。この場合も図３に示すようにト
ランジスタＱ５のエミッタに抵抗を直列接続することに
よって、第２実施例と同様の効果を得ることができる。
出回路の構成を示す回路図である。本実施例では過電流
検出手段として定電流源回路１２を用いた例を示してい
る。即ちトランジスタＱ１，Ｑ５の面積比を１０：１と
し、定電流回路１２の定電流値を10mAとすると、負荷電
流が 100mAに達するまではトランジスタＱ５は電流10mA
を消費しないため、電子スイッチ８側に残りの電流が流
れる。しかし負荷電流が 100mAを越えればトランジスタ
Ｑ５はカレントシンク状態となり、電子スイッチ８には
電流が流れないこととなる。従って定電流回路１２から
電子スイッチ８側に流れる電流の有無によって過電流検
知を行うことができる。この場合も図３に示すようにト
ランジスタＱ５のエミッタに抵抗を直列接続することに
よって、第２実施例と同様の効果を得ることができる。
【００１５】図５は第１実施例のトランジスタを全てＰ
ＮＰ型のトランジスタとした第４実施例を示す回路図で
ある。即ち出力トランジスタをトランジスタＱ３、これ
とカレントミラー回路を構成するトランジスタをＱ７、
電流検出用トランジスタをＱ８としたものである。この
ように全てＰＮＰ型トランジスタを用いても同様の効果
が得られることはいうまでもない。
ＮＰ型のトランジスタとした第４実施例を示す回路図で
ある。即ち出力トランジスタをトランジスタＱ３、これ
とカレントミラー回路を構成するトランジスタをＱ７、
電流検出用トランジスタをＱ８としたものである。この
ように全てＰＮＰ型トランジスタを用いても同様の効果
が得られることはいうまでもない。
【００１６】図６は本発明の第５実施例を示す回路図で
ある。本図に示すようにＰＮＰ型の出力トランジスタを
ＩＣ内で構成する場合には、電流増幅率が負荷電流を引
ききれないことがある。従ってＰＮＰ型トランジスタＱ
３をトランジスタＱ９，Ｑ１０によってダーリントン接
続して構成し、大きな負荷電流を流せるようにしたもの
である。この場合にもトランジスタＱ９，Ｑ１０と共に
トランジスタＱ１１によってカレントミラー回路を構成
し、電流検出用のトランジスタＱ１２を用いて過電流を
検出する。この場合出力用トランジスタＱ９とＱ１１の
電流増幅率が大きければＩC9とＩC11 とは等しくなるの
で、その面積比によって過電流検知用の抵抗Ｒ２に流れ
る電流を制限することができる。又トランジスタＱ１１
のエミッタとトランジスタＱ９のエミッタ間に抵抗を挿
入することによって第２実施例と同様の効果を持たせる
ことができる。
ある。本図に示すようにＰＮＰ型の出力トランジスタを
ＩＣ内で構成する場合には、電流増幅率が負荷電流を引
ききれないことがある。従ってＰＮＰ型トランジスタＱ
３をトランジスタＱ９，Ｑ１０によってダーリントン接
続して構成し、大きな負荷電流を流せるようにしたもの
である。この場合にもトランジスタＱ９，Ｑ１０と共に
トランジスタＱ１１によってカレントミラー回路を構成
し、電流検出用のトランジスタＱ１２を用いて過電流を
検出する。この場合出力用トランジスタＱ９とＱ１１の
電流増幅率が大きければＩC9とＩC11 とは等しくなるの
で、その面積比によって過電流検知用の抵抗Ｒ２に流れ
る電流を制限することができる。又トランジスタＱ１１
のエミッタとトランジスタＱ９のエミッタ間に抵抗を挿
入することによって第２実施例と同様の効果を持たせる
ことができる。
【００１７】
【発明の効果】以上詳細に説明したように本発明によれ
ば、カレントミラー回路を用いて負荷電流を検出してい
るため、出力トランジスタがオン状態のときの残電圧を
小さくすることができる。又カレントミラー回路を構成
するトランジスタの面積比を適宜選択することによっ
て、低損失で過電流を検出することができ、ＩＣ化に適
した過電流検出回路とすることができる。
ば、カレントミラー回路を用いて負荷電流を検出してい
るため、出力トランジスタがオン状態のときの残電圧を
小さくすることができる。又カレントミラー回路を構成
するトランジスタの面積比を適宜選択することによっ
て、低損失で過電流を検出することができ、ＩＣ化に適
した過電流検出回路とすることができる。
【図１】本発明の第１実施例による過電流検出回路の構
成を示す回路図である。
成を示す回路図である。
【図２】本発明が用いられる電子スイッチの全体構成を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
【図３】本発明の第２実施例による過電流検出回路の構
成を示す回路図である。
成を示す回路図である。
【図４】本発明の第３実施例による過電流検出回路の構
成を示す回路図である。
成を示す回路図である。
【図５】本発明の第４実施例による過電流検出回路の構
成を示す回路図である。
成を示す回路図である。
【図６】本発明の第５実施例による過電流検出回路の構
成を示す回路図である。
成を示す回路図である。
【図７】（ａ），（ｂ）は夫々異なった従来の過電流検
出回路の例を示す回路図である。
出回路の例を示す回路図である。
８ 電子スイッチ １０ 電源 １１ 負荷 １２ 定電流回路 Ｑ１〜Ｑ１２ トランジスタ
Claims (1)
- 【請求項１】 負荷に直列に接続され、スイッチ出力に
よって駆動されるスイッチングトランジスタを有する出
力回路に接続される過電流検出回路であって、 前記スイッチングトランジスタと、第２のトランジスタ
とによって構成されるカレントミラー回路と、 前記カレントミラー回路の第２のトランジスタの電流を
検出する電流検出手段とを有することを特徴とする過電
流検出回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26107591A JPH0575418A (ja) | 1991-09-11 | 1991-09-11 | 過電流検出回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26107591A JPH0575418A (ja) | 1991-09-11 | 1991-09-11 | 過電流検出回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0575418A true JPH0575418A (ja) | 1993-03-26 |
Family
ID=17356734
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP26107591A Pending JPH0575418A (ja) | 1991-09-11 | 1991-09-11 | 過電流検出回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0575418A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8471434B2 (en) | 2010-08-26 | 2013-06-25 | Seiko Epson Corporation | Surface acoustic wave device, surface acoustic wave oscillator, and electronic apparatus |
| US8692439B2 (en) | 2010-08-26 | 2014-04-08 | Seiko Epson Corporation | Surface acoustic wave resonator, surface acoustic wave oscillator, and electronic device |
| JP2018023067A (ja) * | 2016-08-05 | 2018-02-08 | 株式会社デンソー | 送信回路 |
| TWI736764B (zh) * | 2017-05-16 | 2021-08-21 | 日商三菱電機工程技術股份有限公司 | 配線轉換轉接器 |
-
1991
- 1991-09-11 JP JP26107591A patent/JPH0575418A/ja active Pending
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