JPH0253973B2 - - Google Patents
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- JPH0253973B2 JPH0253973B2 JP55089426A JP8942680A JPH0253973B2 JP H0253973 B2 JPH0253973 B2 JP H0253973B2 JP 55089426 A JP55089426 A JP 55089426A JP 8942680 A JP8942680 A JP 8942680A JP H0253973 B2 JPH0253973 B2 JP H0253973B2
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- circuit
- frequency
- phase difference
- phase
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
- H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/08—Details of the phase-locked loop
- H03L7/10—Details of the phase-locked loop for assuring initial synchronisation or for broadening the capture range
- H03L7/113—Details of the phase-locked loop for assuring initial synchronisation or for broadening the capture range using frequency discriminator
Landscapes
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明はVTRの再生系に設けられたAPC回
路などに適用して好適な可変発振回路に関する。
路などに適用して好適な可変発振回路に関する。
カラー映像信号のうち搬送色信号（クロマ信
号）を低域変換した上で例えばFM変調された輝
度信号に重畳して記録するようにしたVTRでは、
その再生系にクロマ信号をもとの周波数に変換す
るための周波数変換回路が設けられているが、こ
の周波数変換回路には再生クロマ信号のほかに周
波数変換用のキヤリヤ信号が供給される。
号）を低域変換した上で例えばFM変調された輝
度信号に重畳して記録するようにしたVTRでは、
その再生系にクロマ信号をもとの周波数に変換す
るための周波数変換回路が設けられているが、こ
の周波数変換回路には再生クロマ信号のほかに周
波数変換用のキヤリヤ信号が供給される。
この周波数変換用のキヤリヤ信号は第１図に示
すようなAPC回路１０によつて形成することが
できる。図において、端子１には周波数変換され
た再生クロマ信号より分離されたバースト信号SB
（3.58MHz）が供給され、これは基準発振器２よ
り得られた基準出力SR（3.58MHz）と位相比較器
３で位相比較され、その比較出力はローパスフイ
ルタ４にて制御電圧VCに変換され、この制御電
圧VCは可変周波数発振器５に供給されて、制御
電圧VCに応じた周波数（3.58MHz＋ジツタ成分）
が得られる。
すようなAPC回路１０によつて形成することが
できる。図において、端子１には周波数変換され
た再生クロマ信号より分離されたバースト信号SB
（3.58MHz）が供給され、これは基準発振器２よ
り得られた基準出力SR（3.58MHz）と位相比較器
３で位相比較され、その比較出力はローパスフイ
ルタ４にて制御電圧VCに変換され、この制御電
圧VCは可変周波数発振器５に供給されて、制御
電圧VCに応じた周波数（3.58MHz＋ジツタ成分）
が得られる。
これは低域変換用の信号SL（この例では688k
Hz）と共に周波数変換回路６に供給されて、所定
の周波数（4.27MHz）を有するキヤリヤ信号SCに
変換され、そしてこれが再生クロマ信号（688k
Hz）の伝送路に設けられた周波数変換回路（図示
しない）にキヤリヤ信号として供給される。
Hz）と共に周波数変換回路６に供給されて、所定
の周波数（4.27MHz）を有するキヤリヤ信号SCに
変換され、そしてこれが再生クロマ信号（688k
Hz）の伝送路に設けられた周波数変換回路（図示
しない）にキヤリヤ信号として供給される。
なお、８は低域信号SLを得る発振器（可変型）、
２ａは水晶振動子である。 可変発振器５として
は制御感度の高いもの、従つてエミツタ結合型マ
ルチバイブレータなどの可変弛張発振器、セラミ
ツクフイルタを使用した可変発振器などが使用さ
れる。そして、この可変発振器５に供給される制
御電圧VCによつて可変される発振周波数の最大
値が±15kHzを越えないように制御感度が調整さ
れる。これは、HごとにAPCループのロツク点
が存在しないようにするためである。従つて周波
数可変範囲は±10kHz程度に選ばれる。
２ａは水晶振動子である。 可変発振器５として
は制御感度の高いもの、従つてエミツタ結合型マ
ルチバイブレータなどの可変弛張発振器、セラミ
ツクフイルタを使用した可変発振器などが使用さ
れる。そして、この可変発振器５に供給される制
御電圧VCによつて可変される発振周波数の最大
値が±15kHzを越えないように制御感度が調整さ
れる。これは、HごとにAPCループのロツク点
が存在しないようにするためである。従つて周波
数可変範囲は±10kHz程度に選ばれる。
なお、可変発振器５の発振素子としてはＣ，Ｒ
などの受動素子が使用されているので温度特性な
どの関係で周波数が大幅に変動することがあり、
そのためこのAPC回路１０には周波数ドリフト
を抑える構成が施されている。
などの受動素子が使用されているので温度特性な
どの関係で周波数が大幅に変動することがあり、
そのためこのAPC回路１０には周波数ドリフト
を抑える構成が施されている。
そのため、基準出力SRと可変発振器５の発振出
力SVとの周波数の差を検出する検出装置２０が
設けられる。この検出装置２０は第２図で示すよ
うに周波数差Δに比例した検出出力（電圧）VD
を得るためのもので、検出出力VDは制御電圧VC
と共に高利得の差動増幅器２１に供給され、差動
出力VYはローパスフイルタ２２を通じて制御感
度調整用のアンプ２３に供給され、ここで得られ
た出力電圧VXは加算器２４にて上述の制御電圧
VCに加算された上で可変発振器５に供給される。
力SVとの周波数の差を検出する検出装置２０が
設けられる。この検出装置２０は第２図で示すよ
うに周波数差Δに比例した検出出力（電圧）VD
を得るためのもので、検出出力VDは制御電圧VC
と共に高利得の差動増幅器２１に供給され、差動
出力VYはローパスフイルタ２２を通じて制御感
度調整用のアンプ２３に供給され、ここで得られ
た出力電圧VXは加算器２４にて上述の制御電圧
VCに加算された上で可変発振器５に供給される。
従つて制御電圧VCが一定のとき、発振周波数
VがドリフトによつてΔVだけ変動すると、検出
出力VDはΔVに比例してΔVDだけ増加し、そのた
め差動出力VYはΔVYだけ減少する。この減少に
伴つて制御用の出力電圧VXもΔVXだけ減るため
に発振周波数Vの変動分ΔVが零になる。また、
この状態で制御電圧VCが変化すれば、その変化
分に応じて発振周波数Vが制御される。
VがドリフトによつてΔVだけ変動すると、検出
出力VDはΔVに比例してΔVDだけ増加し、そのた
め差動出力VYはΔVYだけ減少する。この減少に
伴つて制御用の出力電圧VXもΔVXだけ減るため
に発振周波数Vの変動分ΔVが零になる。また、
この状態で制御電圧VCが変化すれば、その変化
分に応じて発振周波数Vが制御される。
さて、上述の検出装置２０において、検出出力
VDを得るためには、まず発振周波数Vと基準周
波数Rとの周波数差を検出する必要がある。第３
図は位相差（周波数差）を検出するために用いら
れている位相差検出回路３０の一例である。図は
ダイレクトRSフリツプフロツプ回路３１を使用
した場合で、これは一対のノアゲート３１Ａ，３
１Ｂで構成されており、リセツト端子Ｒには発振
出力SVが、セツト端子Ｓには基準出力SRが供給
される。
VDを得るためには、まず発振周波数Vと基準周
波数Rとの周波数差を検出する必要がある。第３
図は位相差（周波数差）を検出するために用いら
れている位相差検出回路３０の一例である。図は
ダイレクトRSフリツプフロツプ回路３１を使用
した場合で、これは一対のノアゲート３１Ａ，３
１Ｂで構成されており、リセツト端子Ｒには発振
出力SVが、セツト端子Ｓには基準出力SRが供給
される。
第４図Ａ，Ｂで示すように基準周波数Rより発
振周波数Vの方が高い場合には、一対の出力端子
Ｑ，には同図Ｃ，Ｄに示すフリツプフロツプ出
力SQ，SQが出力される。これらフリツプフロツプ
出力SQ，SQは差動アンプ３５に供給されて第４図
Ｅに示す差動出力SDAが形成されると共に、この
差動出力SDAがローパスフイルタ３６に供給され
て平滑され、同図Ｆに示すのこぎり波出力STが形
成される。
振周波数Vの方が高い場合には、一対の出力端子
Ｑ，には同図Ｃ，Ｄに示すフリツプフロツプ出
力SQ，SQが出力される。これらフリツプフロツプ
出力SQ，SQは差動アンプ３５に供給されて第４図
Ｅに示す差動出力SDAが形成されると共に、この
差動出力SDAがローパスフイルタ３６に供給され
て平滑され、同図Ｆに示すのこぎり波出力STが形
成される。
こののこぎり波出力STは、基準出力SRの位相を
θRとし、発振出力SVの位相をθVとしたとき、その
位相差Δθ（＝θR−θV）に比例して連続的に変化す
る出力となつて得られる。また、こののこぎり波
出力STの繰返し周波数は入力の周波数差Δ（＝R
−V）に等しく、従つて周波数差が大きくなれば
それに伴つてのこぎり波出力STの周期が短かくな
るから、この周期変動を検出すれば入力の周波数
差Δに比例した検出出力VDを形成できる。この
ように、この位相差検出回路３０では周波数差及
び位相差の夫々を検出することができる。
θRとし、発振出力SVの位相をθVとしたとき、その
位相差Δθ（＝θR−θV）に比例して連続的に変化す
る出力となつて得られる。また、こののこぎり波
出力STの繰返し周波数は入力の周波数差Δ（＝R
−V）に等しく、従つて周波数差が大きくなれば
それに伴つてのこぎり波出力STの周期が短かくな
るから、この周期変動を検出すれば入力の周波数
差Δに比例した検出出力VDを形成できる。この
ように、この位相差検出回路３０では周波数差及
び位相差の夫々を検出することができる。
のこぎり波出力STの周期変動を検出するにはの
こぎり波出力STの特定の位相差に注目し、この位
相差を検出すればよい。第５図において、４０は
のこぎり波出力STから特定の位相差を検出するた
めの検出回路であつて、図では360゜つまり0゜を検
出すべく微分回路３８に供給される。のこぎり波
出力STは第６図Ａ〜Ｃで示すように入力周波数
R，Vの大小関係でその傾斜が相異するため、微
分パルスSD（同図Ｄ）の極性も異つてくる。
こぎり波出力STの特定の位相差に注目し、この位
相差を検出すればよい。第５図において、４０は
のこぎり波出力STから特定の位相差を検出するた
めの検出回路であつて、図では360゜つまり0゜を検
出すべく微分回路３８に供給される。のこぎり波
出力STは第６図Ａ〜Ｃで示すように入力周波数
R，Vの大小関係でその傾斜が相異するため、微
分パルスSD（同図Ｄ）の極性も異つてくる。
微分パルスSDは差動アンプよりなる第１及び第
２の電圧比較器４１，４２に供給されて第１の電
圧比較器４１にて直流電源EA，EBで決まる第１
の基準レベルLA以上の正の微分パルス（以下第
１の比較出力という）SC1（同図Ｅ）が検出され、
また第２の電圧比較器４２にて直流電源EBで決
まる第２の基準レベルLB以下の負の微分パルス
（以下第２の比較出力という）SC2（同図Ｆ）が検
出される。
２の電圧比較器４１，４２に供給されて第１の電
圧比較器４１にて直流電源EA，EBで決まる第１
の基準レベルLA以上の正の微分パルス（以下第
１の比較出力という）SC1（同図Ｅ）が検出され、
また第２の電圧比較器４２にて直流電源EBで決
まる第２の基準レベルLB以下の負の微分パルス
（以下第２の比較出力という）SC2（同図Ｆ）が検
出される。
そして、この第２の比較出力SC2にてRSフリツ
プフロツプ回路４３がセツトされ、第１の比較出
力SC1にてリセツトされて、同図Ｇのフリツプフ
ロツプ出力SF1が形成される。第１及び第２の比
較出力SC1，SC2はさらにオア回路４４に供給さ
れ、そのオア出力SOR（同図Ｈ）はリトリガーブル
型の単安定マルチバイブレータ４５に供給されて
所定幅のマルチ出力SM（同図Ｉ）が形成され、こ
のマルチ出力SMは先のフリツプフロツプ出力SF1
と共にロジツク回路４６に供給されて３値の出力
レベルをもつパルス出力SZ（同図Ｊ）が形成され
る。
プフロツプ回路４３がセツトされ、第１の比較出
力SC1にてリセツトされて、同図Ｇのフリツプフ
ロツプ出力SF1が形成される。第１及び第２の比
較出力SC1，SC2はさらにオア回路４４に供給さ
れ、そのオア出力SOR（同図Ｈ）はリトリガーブル
型の単安定マルチバイブレータ４５に供給されて
所定幅のマルチ出力SM（同図Ｉ）が形成され、こ
のマルチ出力SMは先のフリツプフロツプ出力SF1
と共にロジツク回路４６に供給されて３値の出力
レベルをもつパルス出力SZ（同図Ｊ）が形成され
る。
すなわち、発振周波数Vが基準周波数Rに等し
いときパルス出力SZが基準レベル（電圧）E0と
なり、V＜Rのときは基準レベルE0より低く、V
＞Rのときには基準レベルE0より高くなるように
論理構成される。第６図Ｊの場合にはフリツプフ
ロツプ出力SF1が“０”の区間でマルチ出力SMの
反転したものが出力され、“１”区間でマルチ出
力SMそのものが出力されるように構成されてい
る。従つて、パルス出力SLをローパスフイルタ４
７に供給すれば、所定の直流レベルをもつた検出
出力VD（同図Ｊ）が得られることになる。
いときパルス出力SZが基準レベル（電圧）E0と
なり、V＜Rのときは基準レベルE0より低く、V
＞Rのときには基準レベルE0より高くなるように
論理構成される。第６図Ｊの場合にはフリツプフ
ロツプ出力SF1が“０”の区間でマルチ出力SMの
反転したものが出力され、“１”区間でマルチ出
力SMそのものが出力されるように構成されてい
る。従つて、パルス出力SLをローパスフイルタ４
７に供給すれば、所定の直流レベルをもつた検出
出力VD（同図Ｊ）が得られることになる。
入力周波数差が大きくなれば、その分のこぎり
波出力STの周期が短かくなつてマルチ出力SMの
パルス数が増えるので、検出出力VDの直流レベ
ルが変化する。このように、位相差Δθが0゜とな
るのこぎり波出力STを検出すれば、入力周波数差
に応じた検出出力VDが得られる。
波出力STの周期が短かくなつてマルチ出力SMの
パルス数が増えるので、検出出力VDの直流レベ
ルが変化する。このように、位相差Δθが0゜とな
るのこぎり波出力STを検出すれば、入力周波数差
に応じた検出出力VDが得られる。
ところで、第３図の位相差検出回路３０を使用
すると、第７図Ａで示すように入力信号の位相差
が360゜からわずかにずれるとその極性が反転した
のこぎり波出力STとなるから、位相差が0゜付近に
あるときにジツタやノイズがあるとこれによる位
相差のわずかな変動によつてものこぎり波出力ST
は大幅に変動し、第７図Ｂで示すような出力変化
をもつてしまう。従つて、このようなトランジエ
ントを含むのこぎり波出力STを利用したときには
可変発振器５が誤動作する。
すると、第７図Ａで示すように入力信号の位相差
が360゜からわずかにずれるとその極性が反転した
のこぎり波出力STとなるから、位相差が0゜付近に
あるときにジツタやノイズがあるとこれによる位
相差のわずかな変動によつてものこぎり波出力ST
は大幅に変動し、第７図Ｂで示すような出力変化
をもつてしまう。従つて、このようなトランジエ
ントを含むのこぎり波出力STを利用したときには
可変発振器５が誤動作する。
例えば、第７図Ｂのようなのこぎり波出力STの
場合、同図Ｃの微分出力SDとなるから、同図Ｄ及
びＥに示される第１及び第２の比較出力SC1，SC2
に基づき、同図Ｆのフリツプフロツプ出力SF1と
同図Ｇのマルチ出力SMが得られる。そのため、
同図Ｈのパルス出力SLが出力されるから、これを
フイルタリングした検出出力VDによつて可変発
振器５は短期間のうちに大幅な周波数変化をうけ
る。
場合、同図Ｃの微分出力SDとなるから、同図Ｄ及
びＥに示される第１及び第２の比較出力SC1，SC2
に基づき、同図Ｆのフリツプフロツプ出力SF1と
同図Ｇのマルチ出力SMが得られる。そのため、
同図Ｈのパルス出力SLが出力されるから、これを
フイルタリングした検出出力VDによつて可変発
振器５は短期間のうちに大幅な周波数変化をうけ
る。
この発明はこのような誤動作を構成簡単にして
回避したもので、入力信号の位相差が一度0゜若し
くは360゜になつたなら、少しばかりのノイズやジ
ツタではこの位相に戻らないように位相に関し正
帰還が施される。正帰還をかけるには入力信号た
る基準出力SR、発振出力SVのうちいずれか一方
の位相を強制的にシフトさせればよい。シフト量
は180゜に選ぶのが理想的であるが、他の回路の動
作を考慮すると90゜シフトが最適である。
回避したもので、入力信号の位相差が一度0゜若し
くは360゜になつたなら、少しばかりのノイズやジ
ツタではこの位相に戻らないように位相に関し正
帰還が施される。正帰還をかけるには入力信号た
る基準出力SR、発振出力SVのうちいずれか一方
の位相を強制的にシフトさせればよい。シフト量
は180゜に選ぶのが理想的であるが、他の回路の動
作を考慮すると90゜シフトが最適である。
第５図の実施例では基準出力SRの位相を90゜だ
けシフトするようにした場合で、遅相回路として
構成された位相シフト回路５１が設けられ、スイ
ツチング回路５２でシフト前の基準出力とシフト
後の基準出力とが選択される。スイツチングパル
スはマルチ出力SMをＴ形フリツプフロツプ回路
５０に供給して得たパルスSF3（第８図Ｅ）が利用
される。
けシフトするようにした場合で、遅相回路として
構成された位相シフト回路５１が設けられ、スイ
ツチング回路５２でシフト前の基準出力とシフト
後の基準出力とが選択される。スイツチングパル
スはマルチ出力SMをＴ形フリツプフロツプ回路
５０に供給して得たパルスSF3（第８図Ｅ）が利用
される。
すなわち、第８図のようにマルチ出力SMはの
こぎり波出力STの変化に対応して得られるもので
あるから、フリツプフロツプ回路５０ではマルチ
出力SMの立上り時点が検出され、従つてこの立
上り時点を検出したパルスSF3で基準出力SRの位
相を90゜シフトすれば、発振出力SVと基準出力SR
の位相差Δθは強制的に270゜または90゜になされる。
そのため、ジツタやノイズがあつても第７図Ｂの
ような変動が除去されて可変発振器５の誤動作が
なくなる。
こぎり波出力STの変化に対応して得られるもので
あるから、フリツプフロツプ回路５０ではマルチ
出力SMの立上り時点が検出され、従つてこの立
上り時点を検出したパルスSF3で基準出力SRの位
相を90゜シフトすれば、発振出力SVと基準出力SR
の位相差Δθは強制的に270゜または90゜になされる。
そのため、ジツタやノイズがあつても第７図Ｂの
ような変動が除去されて可変発振器５の誤動作が
なくなる。
なお、第５図ではパルスSF3が“１”のときス
イツチング回路５２が図のように切換えられる。
イツチング回路５２が図のように切換えられる。
なお、このように位相差が0゜あるいは360゜にな
つたことを検出して基準出力SRの位相を90゜だけ
強制的にシフトさせると、発振出力SVと基準出
力SRとの位相差は基準出力SRの位相状態によつて
270゜になつたり、90゜になつたりするので、第９
図Ｂに示すような微分パルスSDが得られる。この
場合、正の微分パルスは位相差が270゜のときに比
べ90゜のときの方が大きいので、このときに正の
微分パルスが第１の基準レベルLAを越えてしま
うことがある。
つたことを検出して基準出力SRの位相を90゜だけ
強制的にシフトさせると、発振出力SVと基準出
力SRとの位相差は基準出力SRの位相状態によつて
270゜になつたり、90゜になつたりするので、第９
図Ｂに示すような微分パルスSDが得られる。この
場合、正の微分パルスは位相差が270゜のときに比
べ90゜のときの方が大きいので、このときに正の
微分パルスが第１の基準レベルLAを越えてしま
うことがある。
正の微分パルスが第１の基準レベルLAを越え
ると、第１の比較出力SC1（同図Ｃ）が得られるの
で、フリツプフロツプ出力SF1及びマルチ出力SM
（同図Ｅ，Ｆ）によつて同図Ｇのようなパルス出
力SLが出力されるために上述の場合と同じく可変
発振器５が誤動作する。
ると、第１の比較出力SC1（同図Ｃ）が得られるの
で、フリツプフロツプ出力SF1及びマルチ出力SM
（同図Ｅ，Ｆ）によつて同図Ｇのようなパルス出
力SLが出力されるために上述の場合と同じく可変
発振器５が誤動作する。
正の微分パルスが第１の基準レベルLAを越え
なければ、同図Ｈのフリツプフロツプ出力SF1と
なるから、このときは同図Ｉのパルス出力SLによ
つて正常な制御動作が行なわれる。
なければ、同図Ｈのフリツプフロツプ出力SF1と
なるから、このときは同図Ｉのパルス出力SLによ
つて正常な制御動作が行なわれる。
そのため、第５図に示す実施例ではさらにこの
90゜シフトに基づく欠点がでないように改良され
ている。
90゜シフトに基づく欠点がでないように改良され
ている。
第５図において、フリツプフロツプ回路５０の
正転出力SF2（第１０図Ｇ）は第１の台形波発生回
路５５に供給されて立上り部分のみが傾斜する台
形波出力SP2（同図Ｈ）が形成されたのち、微分回
路５７に供給されて微分され、この微分パルス
Pd2（同図Ｉ）が第１の検出レベルLAに重畳され
た上で電圧比較器４１に供給される。微分パルス
Pd2は台形波出力Sp2の立上り部分で急峻となる正
パルスが得られ、その他の変化部分はわずかな負
パルスしか得られない。従つて、この回路では負
パルスを抑圧した微分回路として動作する。
正転出力SF2（第１０図Ｇ）は第１の台形波発生回
路５５に供給されて立上り部分のみが傾斜する台
形波出力SP2（同図Ｈ）が形成されたのち、微分回
路５７に供給されて微分され、この微分パルス
Pd2（同図Ｉ）が第１の検出レベルLAに重畳され
た上で電圧比較器４１に供給される。微分パルス
Pd2は台形波出力Sp2の立上り部分で急峻となる正
パルスが得られ、その他の変化部分はわずかな負
パルスしか得られない。従つて、この回路では負
パルスを抑圧した微分回路として動作する。
このようにピーク値がlaの微分パルスPd2が第
１の基準レベルLAに重畳されて第１０図Ｍで示
すように第１の電圧比較器４１に供給される微分
パルスSDのうち比較的ピーク値の高い正の微分パ
ルスの近傍における基準レベルが上述した微分パ
ルスPd2によつて持ち上げられるため、第１の比
較出力Sc1は出力されない。その結果、フリツプ
フロツプ出力SF1は第９図Ｈとなり、可変発振器
５の誤動作を防止できる。
１の基準レベルLAに重畳されて第１０図Ｍで示
すように第１の電圧比較器４１に供給される微分
パルスSDのうち比較的ピーク値の高い正の微分パ
ルスの近傍における基準レベルが上述した微分パ
ルスPd2によつて持ち上げられるため、第１の比
較出力Sc1は出力されない。その結果、フリツプ
フロツプ出力SF1は第９図Ｈとなり、可変発振器
５の誤動作を防止できる。
フリツプフロツプ回路５０の反転出力SF3は第
２の台形波発生回路５６に供給され、上述とは逆
に立上り部分のみ傾斜するような台形波出力SP3
（第１０図Ｋ）が形成され、これはさらに微分回
路５８に供給されて正パルスが抑圧された微分パ
ルスPd3（同図Ｌ）が形成される。この微分パルス
Pd3は第２の基準レベルLBに重畳された上で第２
の電圧比較器４２に供給される。従つて、合成後
の基準レベルは同図Ｍのようになる。なお、微分
パルスPd3を重畳することによつて一部の負の微
分パルス近傍でその基準レベルが変化するが、微
分パルスSDの検出には支障を来たさない。
２の台形波発生回路５６に供給され、上述とは逆
に立上り部分のみ傾斜するような台形波出力SP3
（第１０図Ｋ）が形成され、これはさらに微分回
路５８に供給されて正パルスが抑圧された微分パ
ルスPd3（同図Ｌ）が形成される。この微分パルス
Pd3は第２の基準レベルLBに重畳された上で第２
の電圧比較器４２に供給される。従つて、合成後
の基準レベルは同図Ｍのようになる。なお、微分
パルスPd3を重畳することによつて一部の負の微
分パルス近傍でその基準レベルが変化するが、微
分パルスSDの検出には支障を来たさない。
R＜Vのときには、第１１図で示すようにな
り、この場合には第２の基準レベルLBに重畳さ
れた微分パルスPd3によつて誤動作のもとになる
第２の比較出力SC2の発生を抑えることができる。
り、この場合には第２の基準レベルLBに重畳さ
れた微分パルスPd3によつて誤動作のもとになる
第２の比較出力SC2の発生を抑えることができる。
以上説明したようにこの発明によれば、入力周
波数差及び位相差に比例したのこぎり波出力STに
対する特定位相が検出されるごとに２つの入力信
号のうちのいずれかの位相を強制的にシフトさせ
るようにしたから、ジツタやノイズがあつても回
路は誤動作しない。
波数差及び位相差に比例したのこぎり波出力STに
対する特定位相が検出されるごとに２つの入力信
号のうちのいずれかの位相を強制的にシフトさせ
るようにしたから、ジツタやノイズがあつても回
路は誤動作しない。
従つて、この発明を上述したようなAPC回路
に適用するときには可変発振器５の発振周波数V
が短期間のうちに大幅に変動するようなことがな
くなるために色同期が安定する。
に適用するときには可変発振器５の発振周波数V
が短期間のうちに大幅に変動するようなことがな
くなるために色同期が安定する。
なお、上述では0゜から360゜までの位相変化を１
周期とするのこぎり波出力STが得られるような位
相差検出回路３０に適用すると共に、特定の検出
位相を0゜に選定した場合であるが、この検出位相
は0゜に限らない。例えば検出位相を90゜に選んだ
場合には、位相差検出回路30として90゜から90゜ま
での位相変化を１周期とするようなのこぎり波出
力STが得られるように構成すれば上述したと同様
の動作となり、同様の効果を得ることができる。
周期とするのこぎり波出力STが得られるような位
相差検出回路３０に適用すると共に、特定の検出
位相を0゜に選定した場合であるが、この検出位相
は0゜に限らない。例えば検出位相を90゜に選んだ
場合には、位相差検出回路30として90゜から90゜ま
での位相変化を１周期とするようなのこぎり波出
力STが得られるように構成すれば上述したと同様
の動作となり、同様の効果を得ることができる。
第１図はこの発明を適用して好適なAPC回路
の系統図、第２図はその動作説明図、第３図は位
相差検出回路の一例を示す系統図、第４図はその
動作説明図、第５図は周波数差検出装置の系統
図、第６図〜第１１図はその動作説明図である。 ２は基準発振器、５は可変発振器、２０は周波
数差検出装置、３０は位相差検出装置、４０は特
定位相差の検出回路、５２は位相シフト回路であ
る。
の系統図、第２図はその動作説明図、第３図は位
相差検出回路の一例を示す系統図、第４図はその
動作説明図、第５図は周波数差検出装置の系統
図、第６図〜第１１図はその動作説明図である。 ２は基準発振器、５は可変発振器、２０は周波
数差検出装置、３０は位相差検出装置、４０は特
定位相差の検出回路、５２は位相シフト回路であ
る。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 入力制御電圧に基づいて発振周波数が制御さ
れる可変発振器と、 該可変発振器よりの出力信号と基準発振器より
の出力信号との周波数位相差に応じたのこぎり波
出力を発生する第１の位相差検出回路と、 該第１の位相差検出回路よりののこぎり波出力
の立上り又は立下り近傍を検出する第２の位相差
検出回路と、 該第２の位相差検出回路よりの検出信号に応じ
て上記可変発振器よりの出力信号又は上記基準発
振器よりの出力信号のいずれかの位相を所定量だ
けシフトする位相シフト回路と、 上記入力制御電圧と上記第２の位相差検出回路
よりの上記周波数位相差に応じた検出出力電圧と
の差をとり、それを増幅する差動増幅回路と、 該差動増幅回路よりの出力電圧と上記入力制御
電圧とを加算する加算回路とからなり、 上記加算回路よりの出力信号が上記可変発振器
に供給されて、上記入力制御電圧に基づいて発振
周波数が定められるとともに、上記可変発振器の
発振周波数の変動が補正されるようにした可変発
振回路。
Priority Applications (8)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8942680A JPS5714267A (en) | 1980-06-30 | 1980-06-30 | Detector for frequency difference |
| GB8038131A GB2065395B (en) | 1979-11-29 | 1980-11-27 | Frequency controlled signal generating circuit arrangements |
| US06/211,112 US4388596A (en) | 1979-11-29 | 1980-11-28 | Frequency controlled signal generating circuit |
| FR8025373A FR2471087A1 (fr) | 1979-11-29 | 1980-11-28 | Generateur de signal commande en frequence |
| DE19803044921 DE3044921A1 (de) | 1979-11-29 | 1980-11-28 | Schaltung zur erzeugung eines frequenzgeregelten signals |
| CA000365872A CA1157537A (en) | 1979-11-29 | 1980-12-01 | Frequency controlled signal generating circuit |
| NL8006540A NL8006540A (nl) | 1979-11-29 | 1980-12-01 | Schakeling voor opwekking van een met een ingangs- signaal synchroon, frequentiegeregeld signaal. |
| AT5855/80A AT392861B (de) | 1979-11-29 | 1980-12-01 | Schaltungsanordnung zum synchronen erzeugen eines frequenzgeregelten signals mit einem eingangssignal |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8942680A JPS5714267A (en) | 1980-06-30 | 1980-06-30 | Detector for frequency difference |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5714267A JPS5714267A (en) | 1982-01-25 |
| JPH0253973B2 true JPH0253973B2 (ja) | 1990-11-20 |
Family
ID=13970326
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8942680A Granted JPS5714267A (en) | 1979-11-29 | 1980-06-30 | Detector for frequency difference |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5714267A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH07106450B2 (ja) * | 1991-05-30 | 1995-11-15 | 新日本製鐵株式会社 | 不要ロウ落とし装置 |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5260052A (en) * | 1975-11-12 | 1977-05-18 | Fujitsu Ltd | Phase control circuit featuring self-run frequency setting medium |
| JPS5358751A (en) * | 1976-11-08 | 1978-05-26 | Sanyo Electric Co Ltd | Abnormal oscillation preventing circuit for pll circuit |
-
1980
- 1980-06-30 JP JP8942680A patent/JPS5714267A/ja active Granted
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5260052A (en) * | 1975-11-12 | 1977-05-18 | Fujitsu Ltd | Phase control circuit featuring self-run frequency setting medium |
| JPS5358751A (en) * | 1976-11-08 | 1978-05-26 | Sanyo Electric Co Ltd | Abnormal oscillation preventing circuit for pll circuit |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5714267A (en) | 1982-01-25 |
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