JPH02500873A - 初期ブースト電圧を具備するソレノイドドライバ制御回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 初期ブースト電圧を具備するソレノイドドライバ制御回路 ゛　に・１る　ロス１　レンス 本発明は、同時係属出願中の米国特許出願第０　６／９　１　１。

９４６号明細書（出願日１９８６年９月２６日）即ち、本発明と同じ譲受人に譲 渡されたアブロア・エフ・ペトリー．トーマス・カールマン．ステイーブン・パ ルメリー及びアーサー・ジエイ・エドワーズによって発明された“デュアルリミ ット　ソレノイド　ドライバー制御回路”と題する米国特許出願明細書において 記載された発明と関連している。

主班夏！且 本発明はインダクタ電流コントローラ（ｉｎｄｕｃｔｏｒｃｕｒｒｅｎｔ　ｃｏ ｎｔｒｏ／ｆｅｒｓ）に関し、さらに具体的には、ソレノイド電流コントローラ （ｓｏｆｅｎｏｉｄｃｕｒｒｅｎｔ　ｃｏｎｔｒｏｆｊ！ｅｒｓ）に関する。

ソレノイドの初期動作を達成するため、ソレノイドインダクタを通り有効に最大 初期（１次）電流が流れる間に、初期または引き込み（ｐｕｌ．ｌ−ｉｎ）期間 を供給することによって、ソレノイドの動作を実現することは、一般的に望まし いことである。引き続いて、より小さい大きさのソレノイド電流がソレノイドの 動作を維持するために実行される。これは、その後の保持（ｈｏｌｄｉｎｇ）の 間に、または、保持期間（ｈ　ｏ　１　ｄｐｅｒｉｏｄ　ｏｆ　ｔｉｍｅ）の間 に生ずることである。

このようにして、ソレノイドコントローラの効率は増大される。

何故ならば、ソレノイドの動作を維持するためにはソレノイドによって、最少の 必要保持電流のみが利用され、これに反して一方、ソレノイド動作制御パルスに 対するソレノイドの高速な応答を保証するためには、高い引き込み（ｈｉｇｈ　 ｐｕｉｌｌ−　ｉ　ｎ）または動作電流が初期的に許容されるからである。

多くの先行技術としての従来の回路は、上記に議論されたソレノイド電流制御シ ステムの一般的な特徴を満足していた。これらのシステムのいくつかは、単安定 マルチパイプレークを使用することによって、高い値のソレノイド電流値を流す ことのできる（が引き出せる）引き込み時間（ｐｕｌ．ｌ−ｉｎ　ｔｉｍｅ）を 決定している。これらのシステムは、典型的には付加的な単安定マルチバイブレ ークを利用することによって、第１図の高い実効的な電流引き込みレベル、及び 、次の低い保持電流レベルに関するソレノイド電流の循環（サイクリング）　（ ｃｙｃｊ！ｉｎｇ）を実効している。このサイクリング（ｃ　ｙ　ｃ　１ｉｎｇ ）は、ソレノイドコイルと電源との間の接続を本質的に開閉することによって実 現される。引き込み期間の間に、ソレノイド電流は、最大及び最小初期（引き込 み）高電流レベルの間を変化する。上記に言及した、同時係属出願中の米国出願 は、ソレノイド電流の最大／最小レベルの直接的な制御は、引き込み及び保持期 間中に、それぞれ別の引き込み及び保持しきい（閾）値を受信する、別々の最大 及び最小コンパレータ（比較器）を用いることによって、実行されるということ を除いて、同様の（類像した）システムを記載している。このことによって、ソ レノイド電流の大きさをより正確に制御する結果になる。

いくつかの先行技術としての従来のシステムでは、制御パルスに応答してソレノ イドを高速にターンオンすることを保証するために、引き込み期間の間に、高い 最大ソレノイド電流を実行することに加えて、高いブース｝（ｂｏｏｓｔ）電圧 が引き込み期間の間に、ソレノイドの両端に印加されていた。このブース｝（ｂ ｏｏｓｔ）電圧は典型的には、保持時間の間に、ソレノイドの両端に加えられる 通常の電圧よりも実質的にかなり高いことから、これはソレノイドの初期動作を 高速化する。典型的には、補助高電圧電源は、引き込み期間の間に、ソレノイド の両端に初期的に加えられ、しかもこれは通常、“ブースト（ｔ）ｏｏｓｔ）　 ”電源と呼ばれる。ソレノイドに対して高電圧ブースト電源を加えるという従来 の実施例は、全引き込み期間の間に、ブースト（ｂｏｏｓｔ）電圧を印加するこ 、とを包含していた。

このことは、ソレノイド電流を制御する電流スイッチング素子及びブースト電圧 発生器（ｇｅｎｅｒａｔｏｒ）における部品に高い電圧ストレス（ｓ　ｔ　ｒ　 ｅ　ｓ　ｔ）を引き起こすため、望ましくない。さらに加えて、この従来の回路 設計は、また各々の連続する引込み期間に対して，高いブースト電圧が利用でき るように連続引き込み時間の間に、ブースト電圧発生器が回復するための利用可 能な（ａｖａｉβａｂｆｅ）時間を減少している。ソレノイドが、燃料噴射ソレ ノイドを含み、しかも、燃料が中に噴射されるエンジンが高速で動作している時 、従ってそのため、高速な引き込み時間の連続性が要求される時には、これは非 常に重要である。

圭全旦皇至豹 本発明の目的の１つは、上記に注意された先行技術としての従来の回路の欠点を 克服する、改良されたソレノイドドライバ制御回路を提供することである。

本発明の１つの実施例において、改良されたソレノイドドライバ制御回路が提供 されている。制御回路は以下の手段を含んでいる。即ち、制御信号を受信するだ めの制御信号入力端子、ソレノイドを通して流れる電流を表示する電流検出信号 を提供するための電流検出手段、電源端子から、前記ソレノイドを通して電流が 流れうるような第１の動作可能状態、及び、前記ソレノイドを通して、前記電源 端子から、電流は有効に流れることができないような第２の動作可能状態を具備 するソレノイドドライバ手段、前記電流検出信号と、少なくとも１つの受信基準 （参照）しきい（閾）値入力信号とを比較するための、かつ前記ソレノイドドラ イバ手段を制御し、そして前記ソレノイド電流に対して少なくとも最大限界（ｍ ａｘｉｍｕｍ　＃１ｍ１ｔｓ）を実現するためにそれに応答して１つの出力信号 を提供するためのしきい（閾）値コンパレータ（比較器）手段、前記引き込み期 間の間、前記ソレノイド電流に対する最大電流限界に対応する、前記コンパレー タ（比較器）手段に、初期引き込み期間の間に、少なくとも所定の最大第１の（ １次）基１！（参照）しきい（閾）値電圧を、初期的に供給することによって、 前記制御信号に対応するための、引き込み電流手段、前記保持時間の間に、前記 ソレノイド電流に対する最大電流限界に対応する、前記コンパレータ（比較器） 手段に、少なくとも所定の最大第２の（２次）基準（参照）しきい（閾）値電圧 を、前記引き込み期間の後の保持時間の間に供給するための前記保持最大電流限 界が前記引き込み最大電流限界よりも低い、保持電流手段、前記電源端子におい て、公称（ｎｏｍｉｎａｌ）電圧を選択的に供給するために、電池と前記電源端 子の間の接続のための電池回路手段、及び、前記電源端子において、前記公称（ ｎｏｍｉｎａｌ）電圧を実質的に超過するブースト（ｂ　ｏ　ｏ　ｓｔ）電圧を 選択的に供給するために、前記電源端子へ接続されたブースト手段を制御回路は その構成要素として含み、ここでその改良は、前記引き込み最大電流限界が生ず るまで、前記引き込み期間の間に、前記電源端子に前記ブースト電圧を供給する ための、そしてその後前記公称（ｎｏｍｉｎａｌ）電圧は、前記引き込み時間の 残りの部分の間に、前記電源端子へ供給するための、前記ブースト手段及びしき い（閾）値コンパレータ（比較器）手段を含む、制御回路。

本発明の上記実施例に従って、実質的にかなり高いブースト電圧を印加すること は、ソレノイド電流の流れが第１の（１次）最大引き込み電流限界に到達するや いなや直ちに除去される。

引き込み時間の残りの部分の間に、最大ソレノイド引き込み電流限界はなおも今 まで通り維持されるが、しかし今や電池回路手段によって供給されるより低い公 称（ｎｏｍｉｎａｊ’）電圧がソレノイドの両端に印加される。

典型的には、燃料噴射装置のソレノイドがその最大引き込み電流限界に到達する ためには、わずか２００マイクロ秒が必要とされる。従って、本発明において、 引き込み期間の残りの部分及びすべての保持期間は、ブースト電圧発生器がその ものを再充電するのに利用できる。

本発明の別な面に従って、ブースト電圧の印加は、引き込み時間の間に、引き込 み期間の開始後で、しかも引き込み期間の終了の前の所定の時間において終了さ れる。この特徴は付加的なブースト制御手段によって、望ましくは実現されてい るので、従って所定の時間内に最大引き込み電流限界が達成されない場合には、 ブースト電圧の印加は終了されることになる。この場合には、最大ソレノイド電 流限界が４００マイクロ秒のような、比較的短い期間の時間内に達成されなかっ たことから、おそらくブースト電圧（ｔ）源の故障があり、従ってそれは、ブー スト電圧電源が回復するために付加的な継続時間を供給することによって補償可 能である。このことは次のことを保証することによって実現される。すなわちブ ースト電圧は、それが引き込み時間よりも少ないとしても所定の時間よりは長く はない期間に対して、印加されているということである。

本質的に、本発明は、引き込み時間の期間中の所定の最大ソレノイド電流限界の 発生かまたは、引き入れ期間の開始の後の、所定の時間の満了（終了）のいづれ かに対応する、引き込み期間中にブースト電圧電源供給を終了させることを含ん でいる。

いづれにしても、使用されるべき実質的にかなり高いブースト電圧を再発生のた めの時間を、ブースト電圧発生器に与える目的で、次のブースト電圧の印加の前 に、付加的な時間が供給されている。さらにこれらの両方の特徴は、電流スイッ チング素子が実質的より高いブースト電圧を受けやすい時間の量を最小化し、か つ従ってその故に、現（ｔｈｅ　ｐｒｅｓｅｎｔ）回路の信頼性が改善されてい る。上述の特徴のいずれも、改善された特性を達成するために個々に独立に利用 されるのも可能であるが、むしろこれらの特徴の両方とも、引き込み期間の間に 、供給される初期最大電流限界の達成、または、もしもこれが起らない際には、 引き込み期間の開始後の所定の時間であるが、なお引き込み期間のあいだ及びそ の引き込み期間の終了以前のいづれかに対応して、ブースト電圧印加が終了され るであろうように、これらの特色の両方とも組み合わされることが好ましい。こ れらの特徴を実現することは、燃料噴射装置の入力パルスの立上り部分（Ｊｅａ ｄｉｎｇ　ｅｄｇｅ）に応答してブースト電圧を印加するためにセットされるフ リップフロップ回路によって、実効的に与えられている。フリップフロップは有 効にリセットされ、′ソレノイド電流をモニターし、最大ソレノイド引き込み電 流が達成されたことを検出するコンパレータの出力か或いは、所定期間の時間が 経過したということを表示する単安定タイミング回路の出力のいずれかによって 、ブースト電圧を終了させる。

区画１１■Ωηｌ肌 本発明のより完全な理解のためには、次の図面が参照されるべきである。即ち 第１図は、本発明に従って構成されたデュアルリミット（ｄｕａｌ　Ｊｉｍｉｔ 　）ソレノイド電流コントローラ回路の概略図である。

第２図は、第１図に図示される回路のいろいろの端子ムこおいて与えられる信号 波形を図示する、ＡよりＪにいたる一連のシリーズのグラフである。

第３図は、第１図の回路に付加できる付加的な回路の概略図である。

亡しい６　のｉ゛Ｈ 第１図を参照すると、デュアルリミッ）（ｄｕａｊ！　７！１ｍ１ｔ）ソレノイ ド電流コントローラ回路１０が図示されている。

その回路は、燃料噴射装置用パルスを含む制御信号が受信される入力端子１１を 含む。ここでソレノイド１２の動作においては、第１図においてソレノイドイン ダクタンス１２によって図示されるように、制御信号に応答して実行されている 。ソレノイドは、エンジン燃料噴射装置用ソレノイドを含むことが好ましい。

端子１１は端子１４において１つの出力を供給する有効（ｅｆ　ｆ　ｅｃ　ｔ　 １ｖｅ）ＡＮＤゲート１３に対する入力として接続されており、端子１４は、正 の電圧電源端子工６とソレノイドインダクタンス１２との間に接続されるソレノ イドドライバ段１５への入力として接続されている。１つのフライバック制御デ バイス（装置）１７は、またソレノイドインダクタに蓄積されたエネルギーのフ ライバック電圧制御を実現するために、ソレノイド１２に接続されている。ソレ ノイド１２は、電流検出抵抗１８を介して接地電位に接続される。バッテリー１ ９を含む電源は、その正の電圧端子をアイソレーションダイオード１９Ａのアノ ードに接続され、その負の電圧端子は接地電位に接続されている。電池１９及び ダイオード１９Ａは、約１４ボルトの公称バッテリー電圧を電源端子１６におい て供給する。

本質的に、端子１４における信号は、ソレノイドドライバ段１５をオン及びオフ にスイッチする（切り換える）のでドライバ段１５がオンの時には、電流は、ソ レノイドインダクタ１２を介して、電源端子１６より流れ、ドライバ段１５がオ フの時には、電流は、ソレノイドを介して電源端子から実効的に流れることがで きない。ソレノイド内に蓄積されたエネルギーにより発生される電流を再循環（ 回生）させるフライバック制御デバイス１７の動作は、５業技術者にとってはよ く理解されており従ってさらに説明する必要はないであろう。

ソレノイド１２及び検出抵抗１８の間の結合は、抵抗２１及び２２を含む校正用 抵抗ディバイダ（分圧）回路を介して端子２３に接続される、端子２０において 供給されている。端子２３は直接的に、ＤＣコンパレータ（比較器）２４の非反 転入力に接続されかつ及びＤＣコンパレータ（比較器）２５の反転入力に接続さ れている。ＤＣコンパレーク（比較器）２４及び２５は構造的には実質的に同等 である。抵抗ディバイブ（分圧）回路は、低電圧電源供給端子２６及び接続電位 の間に供給されている。ここでその抵抗２７は、端子２６と、コンパレータ（比 較器）２４０反転入力に対応する端子２８との間に接続されている。抵抗２９は 、端子２８と、コンパレータ（比較器）２５の非反転入力に対応する端子３０と の間に接続されている。

抵抗３１は、端子３０と接地電位との間に接続されている。抵抗２７．２９及び ３１からなる抵抗ディバイブ（分圧器）は、後で議論されるように、本発明に従 ってコンパレータ（比較器）２４及び２５へ最大及び最小第１及び第２のしきい （闇）値レベルを本質的に選択的に供給するであろう。

コンパレータ２４の出力は端子りにおいて供給され、かつセット／リセットフリ ップフロップ回路３２のリセット端子Ｒに接続されており、コンパレータ（比較 器）２５の出力は、端子Ｃで供給され、フリップフロップのセット端子Ｓに接続 されている。フリップフロップ３２の出力端子ＱはＡＮＤゲート１３への入力と して接続されている。単安定マルチバイブレーク３３は、入力端子３４を直接的 に端子１１に接続され、端子３５で出力信号を供給する。端子３５及びそこの部 分の信号は、スケーリング（ｓｃａｌｉｎｇ）用比例抵抗３６を介して端子３０ に接続される。上記回路構成の作用は、第２図に図示される信号波形とともにこ こで議論されるであろう。ここで第２図においてこれらの波形の縦軸は、振幅を 表わし、横軸は時間を表わす。第２図のグラフＡ−１の信号波形は、第１図の端 子Ａ−■で供給される信号に対応する。

第２図のグラフＡは、第１図に図示されるシステムの入力端子１１において供給 される制御信号４０を表わしている。初期時ｔ０の前には、低信号レベルが存在 し、ドライバ段１５は、ソレノイド１２を通るバッテリー１９からの電流の流れ を阻止する結果となる。換言すれば、ドライバ段１５は開放回路を表わし、ソレ ノイド電流の流れを阻止する。時刻ｔ０において、所定の長さの正のパルス４１ が信号４０を開始する。ここでこのパルスの期間中、ソレノイド１２の動作が望 まれている。パルス４１は燃料噴射装置用パルスを含むことが好ましい。信号４ ０のこの正パルスの立上り部分（Ｊｅａｄｉｎｇ　ｅｄｇｅ）４２に対応して、 単安定マルチバイブレータ３３は、抵抗１８により検出されるソレノイド電流と は独立に関係なく“引き込み゛時間の期間に対応する、所定の持続期間Ｔ１を具 備する信号４４の出力パルス４３を発生している。この引き込み時間の期間の間 に、実効的な比較的高い電流がソレノイド１２内に流れるのが認められ、ソレノ イドの高速な動作を保証している。

引き続いて、保持期間Ｔ２の期間中に、より低い電流レベルがソレノイド１２に 対して有効に供給され、ソレノイドを動作状態に維持する。

本質的に、単安定マルチバイブレーク３３は、スケーリング用比例抵抗３６を介 して端子３０で電圧パルスを発生する、出力パルス４３を発生する。信号４４は 第２図のグラフＢによって概略的に図示されている。第２図のグラフＧは、本質 的に電流検出信号４５に対応する端子２０における電圧を描写している。時刻ｔ ０においては、ソレノイド１２内に流れる電流は存在しない。そしてその故に抵 抗１８によって検出される所の、検出されたソレノイド電流を表わす端子２０に おける電圧はゼロ（０）である。ｔｏの前には１つの低い電圧が端子２０に供給 されることから、端子３０における電圧端子２３で供給される電流検出関連信号 を超過するであろう故、この結果はコンパレータ（比較器）２５は高い出力を発 生し、フリップフロップ３２はセットすることになる。コンパレータ（比較器） ２５の出力は第２図のグラフＣに図示される信号４６に対応する。端子２３の電 圧は時刻ｔ０において低（Ｊｏｗ）（０）であることから、これは結果としてコ ンパレータ（比較器）２４が、この時に、フリップフロップ３２のリセット端子 Ｒに低出力を供給することになる。コンパレータ（比較器）２４の出力は、第２ 図のグラフＤに信号４７として図示されている。最終結果として、時刻ｔ、にお いて、フリップフロップ３２はセットされでるので、その出力端子Ｑにおける信 号は高（ｈ　ｉ　ｇ　ｈ）になるであろう。ここでこの信号は第２図のグラフ已 に図示される信号４８に対応するであろう。信号４８はＡＮＤゲート１３への１ つの入力を供給し、端子１１における信号４０は他の入力を供給するので、この ことは結果として端子１４において、ＡＮＤゲート１３の出力を生じ、時刻ｔ０ で低（ｊ！ｏｗ）より高（ｈ　ｉ　ｇ　ｈ）にスイッチングする結果になる。端 子１４における信号は、信号４９として第２図のグラフＦに図示されている。

最終結果として、高信号が、端子１４を介してドライバ段１５への入力として供 給されている。このことは結果として、電源端子１６をソレノイド１２に接続す る段１５におけるスイッチを有効に閉じることとなり、かつソレノイド電流を開 始する結果となり、電流検出信号４５はｔｏの後に、立上りを開始するであろう 。ソレノイドを通る電流の上昇とともに、端子２３における電圧は増加し、この 電圧端子２０における信号４５と殆んど実質的に同様に変化するであろう。

期間Ｔ１に対応する引き込み期間の間に、及びその全期間を通して、単安定マル チバイブレーク３３の出力は、端子２８及び３０において供給される所定の固定 基準（参照）電圧となり、これらの電圧は別々のコンパレータ２４及び２５に加 えられる基準（参照）しきい（闇）値電圧を含む。端子２０における電圧が増加 するにつれて、端子２３における信号は、端子３０で維持される固定基準（参照 ）電圧を本質的に通過するであろう。

そして、これは結果としてフリップフロップのセット端子Ｓにおける信号４５を 低（ｊ！ｏｗ）にするであろう。これはｔｌにおいて起こる。しかしながら、フ リップフロップ３２の出力は高（ｈ　ｉ　ｇ　ｈ）状態にとどまるので、このこ とは回路動作にはいかなる影響も与えない。これは第２図におけるグラフＧにお いて、初浦期最小レベル１い８．、に対応する基準（参照）電流レベルを超過す る信号４５により容易に明瞭に表わされている。

引き続いて信号４５によって表現されるソレノイド電流は、時刻ｔ、で初期最大 基準（参照）レベルＩ、□が達成されるまで、増加し続けるであろう。そして時 刻ｔ２においてコンパレータ２４は、端子２３の電圧が基準端子２８の電圧を超 過するであろう故に、１つの出力パルスを発生するであろう。コンパレータ２４ によって発生された出力パルスに対応して、フリップフロップ３２はリセットさ れるであろうから、従ってその出力４Ｂは低状態になるであろう、そして、この ことは結果として電源端子１６及びソレノイド１２０間の結合を本質的に開く結 果となる。この時に、フライバック制御デバイス１７は、ソレノイドインダクタ ンスによって維持された電流再循環（回生）の制御を実行し、かつグラフＧに図 示される信号４５の減少により一般的に図示されるように、ソレノイド電流は減 少し始める。ソレノイドｉｔ流におけるこの減少は、検出端子２３における電圧 を、端子３０の基準しきい（閾）値電圧が超過するような時刻ｔ２まで継続する 。この時において、コンパレータ（比較器）２５は短い出力パルスを発生し、フ リップフロップ３２を高（ｈ　ｉ　ｇ　ｈ）状態にセットする結果となるであろ う。そしてこれは、電源端子と期間Ｔ２の期間中に、単安定（マルチバイブレー ク）３３は端子３０にいかなる電圧パルスも供給することを休止する。これは、 抵抗分圧器が抵抗２７．２９及び３１を含む現回路の抵抗分圧器の端子２８及び ３０において存在する固定しきいく閾）値を変化させる結果となる。この効果は 、ソレノイド電流に対して、保持最大及び保持最小電流しきい（閾）値Ｈｍａｘ 及びＨｖａ　ｉ　ｎを実行することであり、これらのレベルは、−ｉ的に、第２ 図のグラフＧにおいて図示されている。

従って、このようにして保持期間の間に、再びソレノイド間の結合を閉じ、ソレ ノイド電流を増加する結果となるであろう。

このタイプ（型）の動作は、時刻１．で起きる引き込み期間Ｔ１の最後までサイ クル的に周期的にｍ続する。従って、引き込み期間ＴＩの間に、ソレノイド電流 は、グラフＧに図示される引き込み電流基準（参照）レベルＩ　＋ｓｍｘ及びＩ 　ｎ＝ｎに対応する基準（参照）しきい（閾）値の間を有効にサイクル的に周期 的に変化するであろう。

時刻ｔｐより、あとの時刻ｔＸで終了する信号４０の制御パルス４１の最後まで 存在する保持ソレノイド電流はコンパレータ２４及び２５の動作によりす了タル 的に周期的に変化するであろう。しかし今は、ソレノイド電流に対する最大及び 最小保持しきい（闇）値電流レベルは、初期引き込み期間の間に供給された対応 する最大及び最小ソレノイド電流しきい（閾）値レベルよりも低い。引き込み期 間及び保持期間の両方に対する最大及び最小基準参照しきい値レベルは、端子２ ８及び３０において供給され、引き込み期間の間に、高い方の固定レベルが単安 定マルチバイブレーク３３０作用によって与えられ、−力保持期間の間には、低 い方の固定しきい（閾）値レベルが供給されるのは、注意を払われるべきである 。

上述のソレノイドドライバ制御回路は、前記の同時係続出願中の米国特許出願に おけるデュアルリミット（ｄｕａ＃　７！１ｍ１ｔ）ソレノイドドライバに対応 しており、その明細書は文献として引用されている。その制御回路は、ソレノイ ド１２を通して流れる電流を代表として表わす端子２０及び２３における検出信 号を発生する電流検出抵抗１８とともに、制御信号４０が供給される制御端子１ １を含んでいる。ソレノイドドライバ段１５は本質的に、第１及び第２の状態で 動作可能であるので、オン及びオフの状態においてそれは、電源端子１６とソレ ノイド１２との間を選択的に接続及び切断するであろう。２つの別々のしきい（ 閾）値コンパレータ（比較器）２４及び２５は、抵抗２７．２９及び３１を含む 電圧ディパイプ（分圧器）によって与えられる少なくとも１個の受信固定基準参 照しきい（８）値入力信号を、端子２３における電圧を代表する電流検出信号と 比較しながらこれらの各々が与えられている。これらのコンパレータの各々の出 力は、°ソレノイドドライバ段１５の制御を与えるために、フリップフロップ３ ２を介して接続されている。

本発明は、前記の同時係属出願中の米国出願に開示されたソレノイド電流バとは 、本発明がブースト電圧の選択的な印加を行うこと、即ち望ましくは約９０Ｖを 電源端子１６に印加するということの点で、異なっている。このブースト電圧は 、電池１９によって供給される公称（ｎｏｍｉｎａｆ）　１４Ｖのバッテリー電 圧よりも実質的にかなり高いが初期引き込み期間の間に加えられるので、ソレノ イド電流に対する立上り時間を増加し、かつそれによって、ソレノイド１２の動 作ももつと急速に実行するために引き込み期間中に印加されている。本発明にお いては、実質的により高いブースト電圧が引き込み期間を通して印加されるので はなく、わずかに引き込み期間の間に、最大電流限界Ｉ　ｎ＆Ｎが達成されるか 或いは引き込み期間の開始から所定の時間が経過するまでの間に加えられる。こ こでこの所定の時間の経過は電流限界工□８を達成することなしに引き込み期間 の終了前に、ブースト電圧を゛印加することを終了することによって訂正するこ とが可能な故障を表示している。本発明の上述の大きな特徴は、第１図において 図示される以下の部品により実現される。

第１図を参照すると、バッテリー１９への動作可能な結合を持つことがありうる 高電圧補助ブースト電源５０が図示されている。上記のブースト電源５０は、出 力端子５２において、９０Ｖのような相対的に高い正の電圧を本質的に供給する 。ブースト電源５０は、バッテリー１９がらの電力を受けるチョッパ回路または 変圧器回路を含むことができ、はぼ１４Ｖの出力電圧を供給し、また、端子５２ で高い電圧信号を与えるためにこの電圧をステップ（昇圧）する。端子５２は、 端子１６に接続された直列出力を具備し、制御端子５４において制御信号を受信 するブーストドライバスイッチ５３への入力として接続されている。ブーストド ライバスイッチ５３は本質的に、制御端子５４における信号に従って、その入力 及び出力端子間に開放または短絡接続のいづれかを、それが選択的に供給すると いう点において、ドライバ１５と同等に動作している。このようにして、ブース トドライバスイッチ５３は、端子５４における制御信号に従って、電源端子１６ へ９０Ｖのブースト電圧を選択的に供給する。これら制御信号は、以下に列挙さ れる構造によって与えられている。

単安定マルチパイプレーク５５は制御入力端子５６を直接的に端子１１へ接続さ れ、かつ信号４０の立上り部分（βｅａｄｉｎｇ　ｅｄｇｅ）４２に応答して、 端子５８で所定期間のタイミングパルス５７を供給し、そのパルス５７は第２図 のグラフＩに図示されている。パルス５７は時刻ｔ０で始まり、検出されたソレ ノイド電流とは独立に無関係な後続の所定時刻ｔｂ＋において終了する。端子５ ８はＯＲゲート５９への１つの入力として与えられていて、コンパレータ２４の 出力に対応する端子りへの直接的接続によって別の入力を受信している。ＯＲゲ ート５９は、タイプＤ（型）フリップフロップ回路６１のリセット端子Ｒに接続 される端子６０において１つの出力を与えている。フリップフロップ６１は一定 正電圧端子６２に接続されたデータ端子りを具備し、フリップフロップ６１のク ロック端子ＣＫは直接的に入力端子１１に接続されている。フリップフロップ６ １の出力端　子Ｑは、ブーストドライバスイッチ５３の制御端子５４に対応する 端子Ｈに直接的に接続されている。

上述の部分における動作は以下に説明するとおりである。

燃料噴射装置用パルス４１の立上り部分４２に応じて、ｔｏにおける、この立上 り部分の過渡的な変化は、常に高（ｈｉｇｈ）に保たれるその端子りにおいてフ リップフロップにデータをサンプルさせ、そのため、端子５４における信号に対 応して、高（ｈ　ｉ　ｇ　ｈ）状態にフリップフロップの出力を設定する。端子 ５４における高（ｈ　ｉ　ｇ　ｈ）状態とともに、ブーストドライバスイッチ５ ３は、端子５２と端子１６との間の短絡回路を実現し、かつ９０Ｖのブースト供 給電圧は電源端子１６に加えられる。同時に時刻ｔ０に端子１４における信号は ドライバ１５に短絡回路を実現させそれによってソレノイド１２の両端に９０ｖ のブースト電圧を印加させる。このことは結果として、ソレノイド電流に対する 立上り時間を増加することになる。もしもバッテリー１９のまさにちょうど１４ Ｖのバッテリー電圧が電源端子１６に加えられたとしたら、そうであったであろ うより以上にソレノイド電流に対する立上り時間（ｒｉｓｅ　ｔｉｍｅ）を増加 する結果となる。ダイオード１９Ａは、ブースト電源からの高電圧によって正の バッテリ一端子に向けて電流が流れ込むのを阻止している。

電源端子１６におけるより高い電圧とともにソレノイド電流はもつと急速に立上 り、かつ、引き込み最大ソレノイド電流限界ｌ□、は、ｔｏの後の典型的には２ ００マイクロ秒経過した後続の時刻１ｂにおいて達成されている。時刻ｔｂにお いて端子１４の信号４９は、前に言及されたようにドライバ１５を開放するであ ろう。しかし、これと同じ時刻に、本発明に従うと端子りにおける信号４７のパ ルスの立下り部分（ｔｒａｉｊ２ｉｎｇ　ｅｄｇｅ）は結果としてフリップフロ ップ６１をリセットすることになるであろう。このことは結果として引き込みサ イクル（ｐｕｌｌ−ｉｎ　ｃｙｃｊｉ！ｅ）の残りの部分の間に、フリップフロ ップを実効的に低状態にリセットすることになる。

これは、ブースト電源５０を電源端子１６より切断する。

端子５４における制御信号に対応するフリップフロップ６１の出力は、第２図に おけるグラフＨに図示されており、かつ時刻ｔ０と時刻ｔ、の間に存在するパル スを典型的に含む信号６３を含んでいる。最大引き込み電流限界は、引き込み時 間Ｔ１の間に時刻ｔ１において達成されるということに注意すべきである。いっ たんフリップフロップ６１がその端子Ｒにおいて、リセットパルスを受信したな らば、端子１１における制御信号の次の立上り部分（ｒｉｓｉｎｇ　ｅｄｇｅ） まで、フリップフロップはリセットの状態に維持されるであろう。従って、残り の引き込み時間の間に及び、後続する保持期間Ｔ２の間に、端子５４における信 号６３は低（ｊ！ｏｗ）にとどまるであろう。

このことは結果として、ブーストドライバスイッチ５３が開回路を与える結果と なり、９０Ｖのブースト電圧は、今度は電源端子１６から切断され、また、１４ Ｖのバッテリー電圧も今度はダイオード１９Ａを介して電源端子に接続されるこ とになる。

従って、本質的に本発明は、引き込み期間Ｔ１の間に、引き込み最小電流限界が 生ずるまで、電源端子１６へ９０Ｖのブースト電圧を印加し、かつその後、１４ ｖの公称（ｎｏｍｉｎａｆ）バッテリー電圧がその後の引き込み時間の残りの部 分の間に、そして後続する保持時間の間に、供給されることになる。

ソレノイド電流がブースト電圧を印加されてもなお、単安定マルチ（パイプレー ク）５５によってセットされた時刻ｔ０よりｔｂ１以内に引き込み最大電流限界 １　ｒｍａｘを達成しない場合には、端子５８における単安定（マルチバイブレ ータ）のパルス５７の立上り部分（ｔｒａｉ！！ｉｎｇ　ｅｄｇｅ）は結果とし てフリップフロップ６１をリセットすることになり、低（ｌ。

Ｗ）出力状態が制御端子５４に供給されることになるであろう。

もしもソレノイド電流と独立に、所定の時間の時間内に引き込み最大電流■。、 が達成されないような誤りが存在するならば本発明は、欠陥が事実存在すると判 断し引き込み期間の残りの部分の間に、電源端子からブースト電圧を切断するこ とを結論づけるということをこのことは意味する。

このことは結果としてブースト電源を回復するための付加的な時間を供給するこ とになる。ブースト電圧が電源端子１６に印加されない時には、ブースト電源５ ０は、今度は、電源端子１６ヘブースト電圧を次に接続する以前に、端子５２に おいてその高（ｈ　ｉ　ｇ　ｈ）電圧信号を発生するための付加的な時間を持つ であろう。

第２図のグラフＪは端子２０における信号４５の形を図示し、引き込み最大電流 限界Ｉ　ａｘ、が時刻ｔｂ＋の以前に達成されないような誤りが起きた場合の、 ソレノイド電流を表現している。

この場合には、信号６３のパルスはｔｙまで延長され、時刻ｔ、１で電源端子１ ６への高（ｈ　ｉ　ｇ　ｈ）ブースト電圧の印加は終了され、結果としてソレノ イド電流に対する少々遅い立上りを実現している。グラフＪは、引き込み時間Ｔ １の終了以前の、ある程度後続する時刻ｔ□において、引き込み最大限界は達成 される。この時に、引き込み最大及び最小電流限界の間のドライバ回路のサイク ル（周期的）動作は、時刻ｔｐにおける引き込み期間の終りまでに開始される。

この時より後に、保持電流限界Ｈい、Ｘ及びＨｌ、７の循環（サイクル）的な実 現が実行される。典型的には高い（ｈ　ｉ　ｇ　ｈ）ブースト電圧の印加ととも に、引き込み最大電流限界は時刻ｔ０の後の約２００マイクロ秒以内に達成され るであろうということは注意されるべきである。

典型的に単安定（マルチバイブレーク）５５はｔ０後、４００マイクロ秒の接続 期間を持つパルス５７を実現するように設計されている。従って、引き込み電流 最大が起きるのに、必要な典型的時間の２倍以上長くかかるとすれば、その時に は誤り条件が存在する可能性があり、かつその時点において、ブースト電圧は電 源端子１６から切断されることになる。

本発明がソレノイド動作のためにブースト電圧を選択的に接続及び切断する（ｔ ｅｒｍｉｎａｔｅ）方式は、引き込み最大電流限界が利用される引き込み時間の 全期間を通じてブースト電圧を加える従来の技術とは実質的に異なる。従来技術 では、全引き込み期間の間に対してブースト電圧が加えられていた。

本発明は明らかに、引き込み最大及び最小限界の間の引き込み期間の間に、後続 するサイクリング（循環運動）が続く引き込み最大重：／ＪＬｍ界が初期的に達 成されるまでか、または、ソレノイド電流とは独立に所定期間の時間が引き込み 期間の開始より経過するまで、ブースト電圧を印加することだけを考慮している 。各々の場合において、本発明は、引き込み期間を、電源端子１６に印加される ようなブースト電圧の終了を超えて存在するものとして考慮する。この面におい て、本発明は、ドライバ１５及びソレノイド１２が実質的により高い（ｈｉｇｈ ｅｒ）ブースト電圧を受けねばならない時間量を最少にすることと同時に、ブー スト電源の回復のためにもつと多くの時間を与えている。このような理由に対し て、本発明の回路は、ブースト電源電圧の選択的な印加を利用する従来の先行技 術としてのソレノイドドライバに対して優れた性能特性を有する。

もし何らかの誤り、欠点条件（ｄｅｆａｕｊ！ｔ　ｃｏｎｄｉｔｉｏｎ）が検出 されパルス５７の立下り部分（ｔｒａｉｊ！ｉｎｇ　ｅｄｇｅ）５４が結果とし て引き込み電流限界１１１１４Ｘの第１の発生以前に、ブースト電圧を切断する ことになったとするならば、この誤り、欠点の情報は付加的な回路によって利用 される可能性があるということに注意されるべきであろう。この付加的な回路（ 第３図の例により図示されるように）は、引き込み期間の時間を定義する端子３ ５において、出力信号を変更修正することによって、引き込み時間を実効的に延 長するために用いられることがむしろ望ましいであろう。このことは結果的によ り長い引き込み期間の間に、高い（ｈ　ｉ　ｇ　ｈ）最大ソレノイド電流限界を 維持することによって、ソレノイドの動作を達成するのに十分な引き込み時間を 供給することで誤った欠陥動作を訂正することになる。端子３５における出力の 修正は、Ｊｌｉ一定（マルチバイブレーク）をトリガすることによって実行でき る。従って、本発明の実施例は第３図の回路のような従来的な論理回路を用いる ことを企図し、各立上り部分４２の後で、立下り部分６４が引き込み電流限界１ □８の第１の発生以前に発生されるかどうかを決定することになる。もしも、そ うであるならば、その時にはこれは誤りを指摘し、かつ信号が供給され、所定の 引き込み期間Ｔ１を実効的に延長することになる。

この特徴は、時刻ｔ０と時刻ｔｂｌの間に、引き込み電流限界Ｉｍａｘを達成す ることを失敗する結果となるブースト電源の誤り故障のみならず、あらゆる障害 に対して、引き込み期間Ｔ１の実行的延長を与えている。

本発明の特定の実施例が図示されかつ説明されてきたが、さらに変更修正や改良 が５業技術者には容易に生じて来るであろう。１つのこのような変更修正は、端 子３５及び３０のかわりに、端子３５及び２８の間に抵抗３６を接続することを 含むことも可能である。ここに発表され請求の範囲に記載された基礎的な実行原 理を具備する全てのそのような修正は、本発明の展望の範囲内である。

ｔ’ｈ 国際調査報告

Claims (11)

【特許請求の範囲】
1. １．制御信号を受信する制御信号入力端子と、ソレノイドを介して流れる電流を 表示し、電流検出信号を供給する電流検出手段と、 電流が電源端子より前記ソレノイドを介して流れうる第１の動作可能状態と前記 電源端子から前記ソレノイドを介して電流が実効的に流れることがない、第２の 動作可能状態を具備するソレノイドドライバ手段と、 前記電流検出信号と少なくとも１つの受信基準しきい（閾）値入力信号とを比較 しかつ前記ソレノイドドライバ手段を制御し、かつ前記ソレノイド電流に対して 少なくとも最大限界を実現するべくそれに対して応答する１つの出力信号を与え るしきい（閾）値コンパレータ手段と、初期的な引き込み時間の期間に対して、 前記引き込み期間中に前記ソレノイド電流に対する最大電流限界に対応して、前 記コンパレータ手段への少なくとも所定の最大第１の基準しきい値を初期的に与 えることによつて前記制御信号に応答する引き込み電流手段と、 前記引き込み期間の後の保持時間に対して、前記保持時間の期間中に前記ソレノ イド電流に対する最大電流限界に対応し、前記保持最大電流限界は前記引き込み 最大電流限界より低く、少なくとも所定の最大第２の基準しきい値を前記コンパ レータ手段へ供給するための保持電流手段と、前記電源端子において公称電圧を 選択的に供給する、バッテリーと前記電源端子との接続用バッテリー回路手段と 、及び 前記電源端子において、前記公称電圧を実質的に超過するブースト電圧を、選択 的に供給する前記電源端子に接続されたブースト手段とを含むソレノイドドライ バ制御回路であつてその改良が、前記ブースト手段に接続されたブースト制御手 段、及び、前記引き込み期間中に、前記引き込み最大電流限界が起こるまで前記 電源端子へ前記ブースト電圧を供給する前記しきい値コンバータ手段とに接続さ れるブースト制御手段を含み、前記公称電圧がそこで前記電源端子に前記引き込 み時間の残りの部分の間に供給されることを特徴とするソレノイドドライバ制御 回路。
2. ２．前記ブースト制御手段が、前記制御信号に応答して前記引き込み時間の終了 以前に前記電源端子において、及び、前記ブースト電圧が前記電源端子に印加さ れた後の所定の時間において前記ブースト電圧を供給することを終了させる付加 的手段を含み、前記付加的手段は、ソレノイド電流に対する前記引き込み最大電 流限界がこの所定の時間内に以前には発生しなかつた場合には、実効的となるこ とを特徴とする前記請求の範囲第１項に記載のソレノイドドライバ制御回路。
3. ３．制御信号を受信する制御信号入力端子と、ソレノイドを介して流れる電流を 表わす電流検出信号を供給する電流検出手段と、 前記ソレノイドを介して電源端子から電流が流れる第１の動作可能状態と前記電 源端子より前記ソレノイドを介して電流が有効に流れることがない第２の動作可 能状態とを具備するソレノイドドライバ手段と、 少なくとも１つの受信基準しきい（閾）値入力信号を前記電流検出信号と比較し 、かつ前記ソレノイドドライバ手段を制御し前記ソレノイド電流に対する少なく とも最大限界を実行するべくそれに対して応答する１つの出力信号を供給するし きい値コンパレータ手段と、 初期的な引き込み時間の期間に対して、前記引き込み期間中に前記ソレノイド電 流に対する最大電流限界に対応して、前記コンパレータ手段への少なくとも所定 の最大第１基準しきい値を初期的に与えることによつて前記制御信号に応答する 引き込み電流手段と、 前記引き込み期間の後の保持時間に対して、前記保持時間の期間中に前記ソレノ イド電流に対する最大電流限界に対応し、前記保持最大電流限界は前記引き込み 最大電流限界よりも低く、少なくとも所定の最大第２の基準しきい値を前記コン パレータ手段へ供給するための保持電流手段と、前記電源端子において公称電圧 を選択的に供給する、バッテリーと前記電源端子との間の接続用バッテリー回路 手段と、及び 前記電源端子において、前記公称電圧を実質的に超過するブースト電圧を選択的 に供給する、前記電源端子に接続されたブースト手段とを含むソレノイドドライ バ制御回路であつて、その改良が、前記制御信号に応答して前記引き込み期間中 に前記電源端子に前記ブースト電圧を供給し、かつ前記引き込み時間の終了以前 に、及び、ブースト電圧が前記電源端子へ加えられる後の所定時間において前記 電源端子における前記ブースト電圧の供給を終了する前記ブースト手段及び前記 制御端子に接続されたブースト制御手段を含み、前記公称電圧がここで前記引き 込み時間の残り部分の間に、前記電源端子へ供給されることを特徴とするソレノ イドドライバ制御回路。
4. ４．前記引き込み時間の期間中にブースト電圧を終了させる前記所定の時間が検 出ソレノイド電流とは独立であることを特徴とする前記請求の範囲第３項に記載 のソレノイドドライバ制御回路。
5. ５．前記公称電圧が、前記保持時間の期間中に、前記電源端子において前記バッ テリー回路手段により供給され、ここで前記引き込み電流手段は、前記制御信号 に応答して検出されたソレノイド電流とは独立な時間期間を前記引き込み期間と して供給する単安定手段を含み、かつここでまた、前記ブースト制御手段は、前 記制御信号に応答して、検出されたソレノイド電流とは独立な信号を供給する付 加的な単安定手段を含み、ここで前記独立な信号は前記引き込み時間の期間中に 前記ブースト電圧を終了させるための前記所定の時間を定義することを特徴とす る前記請求の範囲第３項に記載のソレノイドドライバ回路。
6. ６．前記公称電圧が、前記バッテリー回路手段により前記電源端子において前記 保持時間の期間中に供給されることを特徴とする前記請求の範囲第１項かまたは 第３項のいづれかに記載のソレノイドドライバ制御回路。
7. ７．前記コンパレータ手段が、出力が前記ソレノイドドライバ手段に接続された 、少なくとも２つの個々のコンパレータを含み、１つのコンパレータは関連した 最大ソレノイド電流限界を決定し、かつ、１つのコンパレータは最小ソレノイド 電流限界を決定し、前記ソレノイドドライバ手段は前記ソレノイド電流を、前記 引き込み保持期間のうちの少なくとも１つの期間中に前記個々のコンパレータに よつて決定された前記最大及び最小電流限界の間を循環されるようにすることを 特徴とする前記請求の範囲第１項かまたは第３項のいづれかに記載のソレノイド ドライバ制御回路。
8. ８．前記ソレノイドドライバ手段が、前記引き込み時間の間、前記ソレノイド電 流を最大及び最少電流限界の間を循環（サイクル）的に変化させ、また、前記ソ レノイドドライバ手段が、前記保持時間の期間中に、前記ソレノイド電流を異な る最大及び最小電流限界の間を循環（サイクル）的に変化させ、前記最大及び最 小電流限界が前記２つの個々のコンパレータ及び前記ソレノイドドライバ手段の 出力により実現されることを特徴とする前記請求の範囲第７項に記載のソレノイ ドドライバ制御回路。
9. ９．制御信号を受信する制御信号入力端子と、ソレノイドを介して流れる電流を 表示し、電流検出信号を供給する電流検出手段と、 電流が電源端子より前記ソレノイドを介して流れうる第１の動作可能状態と前記 電源端子から前記ソレノイドを介して電流が実効的に流れることがない第２の動 作可能状態を具備するソレノイドドライバ手段と、 前記電流検出信号と少なくとも１つの受信基準しきい（閾）値入力信号とを比較 しかつ前記ソレノイドドライバ手段を制御し、かつ前記ソレノイド電流に対して 少なくとも最大限界を実現するべくそれに対して応答する１つの出力信号を与え るしきい（閾）値コンパレータ手段と、初期的な所定の引き込み時間の期間に対 して、前記引き込み期間中に前記ソレノイド電流に対する最大電流限界に対応し て、前記コンパレータ手段への少なくとも所定の最大第１の基準しきい値を初期 的に与えることによつて前記制御信号に応答する引き込み電流手段と、 前記引き込み期間の後の保持時間に対して、前記保持時間の期間に前記ソレノイ ド電流に対する最大電流限界に対応し、前記保持最大電流限界は前記引き込み最 大電流限界よりも低く、少なくとも所定の最大第２の基準しきい値を前記コンパ レータ手段へ供給するための保持電流手段と、その改良が、前記引き込み期間の 期間中にソレノイド電流の流れの開始後の所定の時間内に、前記引き込み最大電 流限界を達成する、前記検出されたソレノイド電流の誤りを検出することに応答 して、前記初期引き込み期間の時間を有効に拡張する前記しきい値コンパレータ 手段に接続された制御手段を含むことを特徴とするソレノイドライバ制御回路。
10. １０．前記初期引き込み期間の時間が予め設定され、前記引き込み時間の間に、 ソレノイド電流の流れの開始後の所定時間内に前記引き込み最大電流限界を達成 する前記検出ソレノイド電流の誤りを検出することに応答して、前記所定の初期 引き込み期間の時間を有効に拡張する、前記しきい（閾）値コンパレータ手段に 接続される制御手段を含むことを特徴とする前記請求の範囲第１項か、第２項か または第３項のいづれかに記載のソレノイドドライバ制御回路。
11. １１．前記引き込み電流手段が、前記制御信号に応答して、検出されたソレノイ ド電流とは独立の時間期間を前記引き込み時間期間として供給する単安定手段を 含むことを特徴とする前記請求の範囲第１項か、第３項か、または第４項のいづ れかに記載のソレノイドドライバ制御回路。