JPH023586B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はビデオ信号中の同期信号先端レベルの
再生のためのコンデンサの充電と該コンデンへ接
続された出力回路の給電とに差動的に作用する定
電流源を用いたビデオ信号の同期信号クランプ回
路に関する。

民生用ビデオテープレコーダ（以下、VTRと
いう。）等のビデオ機器の出力信号をテレビ受像
機で受信してモニターするに際して、第１図に示
すように上記出力信号をビデオ変調回路ａで一旦
放送波と同じビデオ信号に変換することが行われ
ている。このような変換を必要とする理由は一般
テレビ受像機のシヤーシがホツトシヤーシとなつ
ている即ちシヤーシが充電部となつていることか
ら来る不具合つまりビデオ機器（第１図では、記
録再生部ｂ）の出力信号を直接にテレビ受像機に
入力させることの電気的危険性即ち感電を防止す
るためである。なお、第１図において、ｃは
VTRセツトであり、Ｓ１，Ｓ２は連動スイツチ、
ｄはテレビ受像機である。

上述のような変換手段を採る際に用いられるビ
デオ変調回路ａでの変調方式は振幅変調であるが
その変調の変調度及び振幅は予め決められた値に
規定されているので、その振幅変調に際して入力
ビデオ信号の直流分を再生し、変調レベルの基準
を作る必要性があり、一般に第２図に示すように
ビデオ変調回路ａへビデオ信号が入力する前にこ
のビデオ信号の直流分を再生する同期信号クラン
プ回路ｅが設けられる。

クランプ回路ｅとして従来用いられている回路
は第３図の３―１に示されるものがある。この回
路はクランプコンデンサＣを経てNPN型トラン
ジスタＱ１にエミツタへ入力される正極性ビデオ
信号（同期負、映像正）の同期信号先端レベル
を、抵抗Ｒ１，Ｒ２のブリーダ比によつて決まる
基準電圧からトランジスタＱ１のベースエミツタ
順電圧V_F1だけ低い電圧値にクランプするように
動作する。第３図の３―１において、v_sはビデオ
信号源、Rsはその出力抵抗、Ｑ２，Ｑ４はNPN
型トランジスタ、Ｑ３及びＲ３並びにＱ５及びＲ
４は電流源、Ｒ１１，Ｑ１０及びＲ１２はＱ３及
びＱ５のベースバイアス回路である。上記動作を
もう少し詳しく説明すると、同期信号の到来時に
その期間（第３図の３―２に示すように例えば
0.075H（Ｈは水平同期））中トランジスタＱ１が
オンして充電電流Ｉ chargeが流れて充電され
るコンデンサＣの充電電荷量 Ｑ charge＝Ｉ charge×0.075Hと、同期信号
以外の期間（（１−0.075）Ｈ）中にトランジスタ
Ｑ２のベースエミツタダイオードを経てベース電
流I_B2が流れて放電されるコンデンサＣの放電電
荷Ｑ discharge＝I_B2×（１−0.075）Ｈとは定常
状態では等しくなり、このことからＩ charge
＝12.31_B2となる。

また、ビデオ変調回路ａの入力インピーダンス
は一般に1kΩ程度のものが多く、また出力抵抗
Rsの抵抗値r_sは1kΩの値を有する。

ここで、例示として、I_B2＝2μAであるとする
とＩ charge＝12.31_B2＝24.6μAとなり、充電時
に抵抗Rsの両端にｖ＝Ｉ charge×r_s＝24.6mV
の電位差を生じさせる。

このような電位差が生じ、またトランジスタＱ
２のベース電流の増大も同期信号期間に生ずるた
め、ビデオ信号中の同期信号先端レベルは正規の
同期信号先端レベルよりもｖ＝24.6mVだけ縮減
されたいわゆるつぶれた同期信号が出力されるこ
とになる。これを上記具体的数値例で説明する
と、入力ビデオ信号が1V_p-pである場合、同期信
号先端レベルはその28.6％即ち286mVであるから
上述のクランプ作用が生じたときには24.6／286×100 ＝86（％）だけ同期信号はつぶれる。

このように同期信号がつぶれた即ち変調レベル
の基準がずれたビデオ信号をビデオ変調回路ａで
変調し、その信号をテレビ受像機ｄに供給する
と、テレビ受像機の自動利得制御回路がつぶれた
同期信号レベルに従つた利得制御を行うので、正
規の同期信号レベルに比してコントラストが変化
するという不具合を生じさせる。また、第１図に
示すように、ビデオ変調回路ａからの信号とアン
テナｇからの信号とを切換えスイツチＳ１，Ｓ２
で切換えて受信する場合に、両信号の同期信号先
端レベルに相違が生ずるとコントラストに変化を
生じさせ視聴者に不快感を与えるばかりでなく、
その変化が大きい場合にはその都度調整も必要と
なる。

本発明は上述したような従来回路の欠点を一掃
すべく創案されたもので、その目的はビデオ信号
中の同期信号の到来時に要するクランプコンデン
サの充電電流分だけ出力回路へ給電される動作電
流を減少させて上記充電時に出力回路の同期信号
先端レベル振幅が縮減（低振幅化）しようとする
のを抑止して出力される同期信号のつぶれを防止
できるようにしたビデオ信号の同期信号クランプ
回路を提供することにある。

以下、添付図面の参照の下に本発明の一実施例
を説明する。

第４図は本発明のビデオ信号の同期信号クラン
プ回路１を示す。v_sはビデオ信号源でこれはその
出力抵抗Rs、クランプコンデンサＣを経て電流
供給回路２の給電端及び出力回路３の人力端へ接
続されている。電流供給回路２は例えばNPN型
トランジスタＱ１を有する。トランジスタＱ１１
のエミツタへ上述のコンデンサＣが接続されてい
る。トランジスタＱ１のベースには抵抗Ｒ１，Ｒ
２によつて電源電圧Vccをブリーダ比で按分した
バイアス電圧が給電され、そのコレクタは２つの
出力端子を有する定電流源４の一方の出力端子へ
接続されている。定電流源４は例えば、エミツタ
が抵抗Ｒ５を経て電源電圧Vccを受け、ベースが
後述するベースバイアス回路へ接続され、そして
コレクタが出力回路３へ接続されたPNP型トラ
ンジスタＱ６を有す。このトランジスタＱ６のエ
ミツタがトランジスタＱ１のコレクタへ接続され
て、定電流源４の一方の出力端子を構成し、また
トランジスタＱ６のコレクタが定電流源の他方の
出力端子を構成する。

出力回路３はトランジスタＱ１のエミツタに入
力端が接続さた第１のエミツタホロワ５と、この
第１のエミツタホロワ５の出力端に入力端が接続
された第２のエミツタホロワ６と、この第２のエ
ミツタホロワ６の出力端にベースが接続され、コ
レクタが基準電位例えばアースに接続され、エミ
ツタが抵抗Ｒ１０を経てトランジスタＱ６のコレ
クタへ接続されたPNP型トランジスタ（増幅素
子）Ｑ７と、抵抗Ｒ１０とトランジスタＱ６のコ
レクタとの接続点８に入力端が接続された第３の
エミツタホロワ７とから主に成る。第１のエミツ
タホロワ５はベースがトランジスタＱ１のエミツ
タに接続され、コレクタに電源電圧Vccを受ける
NPN型トランジスタＱ２のエミツタを、電流源
を構成するNPN型トランジスタＱ３のコレクタ
に接続し、該トランジスタＱ３のエミツタを抵抗
Ｒ３を経て基準電位例えばアースに接続して構成
される。また、第２及び第３のエミツタホロワ
６，７も第１のエミツタホロワ５と同様に構成さ
れ、これらのエミツタホロワの参照文字Ｑ４，Ｑ
７はＱ２に対応し、Ｑ５，Ｑ１０はＱ３に対応
し、Ｒ４，Ｒ９はＲ３に対応する。そして、トラ
ンジスタＱ４のベースはトランジスタＱ２のエミ
ツタに、トランジスタＱ９のベースは接続点８に
それぞれ接続されている。また、トランジスタＱ
３，Ｑ５，Ｑ１０のベースは、電源電圧Vccを一
方に受け他方を基準電位例えばアースに落してい
る直列接続の抵抗Ｒ６，Ｒ７、ダイオードＱ８及
び抵抗Ｒ８から成るベースバイアス回路９の接続
点１０に接続されている。

ベースバイアス回路９の接続点１１は定電流源
を構成しているトランジスタＱ６のベースに接続
されている。

次に、本発明回路の動作を説明する。

ビデオ信号源V_sからクランプコンデンサＣを
経て入力されるビデオ信号はその同期信号先端レ
ベルの到来期間中トランジスタＱ１がオンに転ぜ
られ、定電流源４からトランジスタＱ１を経て充
電電流がコンデンサＣに給電される。これにより
接続点１２での同期信号先端レベルは抵抗Ｒ１、
Ｒ２のブリーダ比によつて決まる基準電圧からト
ランジスタＱ１のベースエミツタ電圧V_F1だけ低
い電圧レベルにクランプされる。

しかしながら、同期信号以外のビデオ信号期間
中は、トランジスタＱ１はオンに転ぜられず、定
電流源４から電流をとることはなく、トランジス
タＱ６のエミツタにはI_E6＝１／α6I_E7（α₆はトランジ スタＱ６のベース接地電流増幅率）が流れ、これ
によりトランジスタＱ７のエミツタにはI_E7のエ
ミツタにはI_E7の電流が流れつつビデオ信号はク
ランプされることなくトランジスタＱ９を経てビ
デオ変調回路ａ（第２図参照、第２図のｆは搬送
波発振回路である。）へ供給される。

上述のような同期信号先端レベルのクランプに
際して、クランプのための充電電流Ichargeがト
ランジスタＱ１のエミツタから流れるが、そのと
きトランジスタＱ１のコレクタにはＩ c₁＝α₁×
Icharge（α₁はトランジスタＱ１のベース接地電流
増幅率）が定電流源４から流れる。即ち、それま
でトランジスタＱ６のエミツタに流れ込んでいた
エミツタ電流はI_c1＝ΔI_E6分だけ減少する。

これに伴つて、トランジスタＱ７のエミツタ電
流もI_E7＝α₆×I_E6＝α₆×Ichargeだけ減少するか
ら、抵抗Ｒ１０における電圧降下 Ｖ＝r₁₀×I_E7（r₁₀は抵抗Ｒ１０の抵抗値）だけ
減少する。従つて、接続点８に現われる正極性ビ
デオ信号の同期信号先端レベルのレベルシフト量
は減少させられる。換言すれば、上記のようなレ
ベルシフト量の減少により、従来なら生ぜしめら
れていたレベルシフトによる同期信号先端レベル
の縮減（つぶれ）は補正しうる。これを数量的に
説明すると、同期信号先端レベルのクランプによ
り生ぜしめられる同期信号のつぶれ量は上述した
ようにｖ＝Icharge×r_sであるから、ｖ＝ΔVとす
ればクランプによりつぶされてトランジスタＱ２
のベースに入つて来た同期信号のつぶれ分は相殺
され、接続点８には、つぶれのない即ちつぶれが
生じた場合に比べれば伸長して正規の先端レベル
にクランプされた同期信号が現われる。

このようなつぶれのない同期信号のクランプの
ための条件は上述のように、 ΔV＝ｖ ………(1) であり、上式(1)から r₁₀＝１／α₁α₆×rs ………(2) が得られる。

従つて、同期信号のつぶれを相殺するために
は、ビデオ信号源の出力抵抗及び抵抗Ｒ１０の抵
抗値が式(2)を満たせばよい。

上記実施例においては、バイポーラ型トランジ
スタを用いた例について説明したが、ユニポーラ
型トランジスタ等を用いて、電流供給回路、定電
流源を構成してもよい。また、回路の極性を逆に
して負極性ビデオ信号に対するクランプ回路を同
等に構成し得る。

以上の説明から明らかなように本考案によれば
次の効果が得られる。

同期信号つぶれのない同期信号先端レベルの
クランプが行える。

本発明回路を用いたVTR等からの信号と放
送信号とを切換えてテレビ受信機で受信しても
コントラストに変動なく、良好な受信が行え
る。

従つて、上述のような切換えに際してコント
ラストの調整に煩わされることはない。

これらの効果はビデオ信号源の出力抵抗が比
較的に大きい場合でも回路の複雑化をもたらす
ことなく達成し得る等である。

【図面の簡単な説明】

第１図は放送信号とVTR等からの信号とを切
換えてテレビ受信機で受信するための回路図、第
２図はビデオ変調回路まわりの回路構成を示す
図、第３図の３―１は従来の同期信号クランプ回
路図、第３図の３―２はビデオ信号波形図、第４
図は本発明の同期信号クランプ回路図である。 図中、２は電流供給回路、Ｃはクランプコンデ
ンサ、３は出力回路、４は定電流源、Ｒ１０は抵
抗、Ｑ７は増幅素子である。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ ベースに基準電圧が供給されると共にコレク
   タに定電流源が接続されエミツタにコンデンサを
   介して供給されるビデオ信号の同期信号期間に導
   通し前記同期信号の先端を前記基準電圧にクラン
   プするトランジスタで構成されたクランプ手段
   と、 前記クランプされたビデオ信号を出力端に導出
   する経路中に設けられた前記定電流源と抵抗で構
   成されたレベルシフト手段と、 前記同期信号のクランプ時前記トランジスタを
   流れるクランプ電流により前記定電流源から前記
   抵抗に流れる電流を制御して前記レベルシフト手
   段のレベルシフト量を制御し同期信号のつぶれを
   防止するレベルシフト制御手段を有したことを特
   徴とするビデオ信号の同期信号クランプ回路。