JPH0228165B2 - - Google Patents
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- JPH0228165B2 JPH0228165B2 JP57502526A JP50252682A JPH0228165B2 JP H0228165 B2 JPH0228165 B2 JP H0228165B2 JP 57502526 A JP57502526 A JP 57502526A JP 50252682 A JP50252682 A JP 50252682A JP H0228165 B2 JPH0228165 B2 JP H0228165B2
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- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 2
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- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
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- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000002349 favourable effect Effects 0.000 description 1
- 230000000116 mitigating effect Effects 0.000 description 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
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Classifications
-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F3/00—Non-retroactive systems for regulating electric variables by using an uncontrolled element, or an uncontrolled combination of elements, such element or such combination having self-regulating properties
- G05F3/02—Regulating voltage or current
- G05F3/08—Regulating voltage or current wherein the variable is dc
- G05F3/10—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics
- G05F3/16—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices
- G05F3/20—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations
- G05F3/22—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations wherein the transistors are of the bipolar type only
- G05F3/222—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations wherein the transistors are of the bipolar type only with compensation for device parameters, e.g. Early effect, gain, manufacturing process, or external variations, e.g. temperature, loading, supply voltage
- G05F3/227—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations wherein the transistors are of the bipolar type only with compensation for device parameters, e.g. Early effect, gain, manufacturing process, or external variations, e.g. temperature, loading, supply voltage producing a current or voltage as a predetermined function of the supply voltage
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- Control Of Electrical Variables (AREA)
- Logic Circuits (AREA)
- Bipolar Integrated Circuits (AREA)
Description
請求の範囲
１ 第１の電圧供給源端子１７と出力節点１０と
の間に接続される第１の抵抗素子１１と、 前記出力節点と第２の電圧供給源端子との間に
コレクタ・エミツタ電流経路を形成する第１のト
ランジスタＱ１と、 前記第１の電圧供給源端子に接続される第２の
抵抗素子１２と、前記第２の電圧供給源端子に接
続される第３の抵抗素子１３と、前記第２および
第３の抵抗素子の間にコレクタ・エミツタ電流経
路を形成し、かつ前記出力節点に接続されるベー
ス電極を有する第２のトランジスタＱ２とを有す
る、第１の電流経路と、 第４の抵抗素子１４と、前記第１の電圧供給源
と前記第４の抵抗素子との間にコレクタ・エミツ
タ電流経路を形成し、かつ前記第２のトランジス
タのコレクタ電極と接続されるベース電極を有す
る第３のトランジスタＱ３と、前記第４の抵抗素
子と前記第２の電圧供給源端子との間にコレク
タ・エミツタ電流経路を形成し、かつ前記第１の
トランジスタのベース電極に接続されるベース端
子を有するダイオード接続された第４のトランジ
スタＱ４とを有する、第２の電流経路とを備え
る、電流源回路。 ２ 前記トランジスタのすべては、NPN極性の
タイプのものである、請求の範囲第１項記載の電
流源回路。 ３ 前記第２のトランジスタＱ２と前記第２の電
圧供給源端子との間に前記第３の抵抗素子１３と
直列に接続される、順バイアスされたダイオード
をさらに備える、請求の範囲第２項記載の電流源
回路。 発明の背景 １ 発明の分野 この発明は電流の源を与える電気回路に関し、
より特定的には集積形エミツタ結合論理（ECL）
回路に用いられる電圧レギユレータのための電流
源回路に関する。 ２ 先行技術 或る種の電気回路は、適当な動作のために電流
源を必要とする。集積回路の技術において、電流
源は、一端に電圧源を持ち他端に出力端子を持つ
簡単な抵抗から構成される電圧源における変動な
どによる出力電流の変化の問題を避けるために、
より精巧な回路がトランジスタなどの能動素子を
用いて設計されてきた。トランジスタを用いると
きに極性の混ざつた、すなわちNPNトランジス
タおよびPNPトランジスタの両方を用いる設計
がしばしば行なわれるこのことは、両極性のトラ
ンジスタを１つのサブストレートに形成するのに
余計な処理ステツプが必要であることが多いの
で、集積回路処理の見地から好ましいものではな
いさらに、特定の処理の制約で、そのような設計
はときとして不可能である。そのような単純な電
流源が、ECL回路の電流発生器に電圧を供給す
る電源電圧レギユレータに用いられるとき、他の
問題が発生する。電流源は、集積回路処理におい
て特性を変化しながら、ECL入力の電流発生器
に電圧を供給する電源電圧レギユレータに用いら
れる。電圧源における変化はまた、ECL回路の
応答に好ましくない影響を与える。 発明の概要 この発明は、すべてのこれらの問題を解決し、
または実質的に緩和することに向けられている。 この発明の目的は、正確な電流源を提供するこ
とである。 この発明の他の目的は、一方の極性のトランジ
スタのみが用いられるように、集積回路技術に合
つた電流源を提供することである。 この発明のさらに他の目的は、ECL回路のた
めの電圧源に用いられて、論理回路の出力電圧の
正確な決定をすることができる電流源を提供する
ことである。 この発明のさらに他の目的は、ECL回路のた
めの電圧レギユレータに用いられて、電源電圧ま
たは処理パラメータにおける変動にもかかわらず
極小のECL出力の変化を可能とする電流源を提
供することである。 この発明による電流源回路は、第１の電圧供給
源端子と出力節点との間に接続される第１の抵抗
素子と；前記出力節点と第２の電圧供給源端子と
の間にコレクタ・エミツタ電流経路を形成する第
１のトランジスタと；前記第１の電圧供給源端子
に接続される第２の抵抗素子と、前記第２の電圧
供給源端子に接続される第３の抵抗素子と、前記
第２および第３の抵抗素子の間にコレクタ・エミ
ツタ電流経路を形成し、かつ前記出力節点に接続
されるベース電極を有する第２のトランジスタと
を有する、第１の電流経路と；第４の抵抗素子
と、前記第１の電圧供給源と前記第４の抵抗素子
との間にコレクタ・エミツタ電流経路を形成し、
かつ前記第２のトランジスタのコレクタ電極と接
続されるベース電極を有する第３のトランジスタ
と、前記第４の抵抗素子と前記第２の電圧供給源
端子との間にコレクタ・エミツタ電流経路を形成
し、かつ前記第１のトランジスタのベース電極に
接続されるベース端子を有するダイオード接続さ
れた第４のトランジスタとを有する、第２の電流
経路とを備える。 他の局面として、電流源回路は、さらに、前記
第２のトランジスタと前記第２の電圧供給源端子
との間に前記第３の抵抗素子と直列に接続され
る、順バイアスされたダイオードを備える。
の間に接続される第１の抵抗素子１１と、 前記出力節点と第２の電圧供給源端子との間に
コレクタ・エミツタ電流経路を形成する第１のト
ランジスタＱ１と、 前記第１の電圧供給源端子に接続される第２の
抵抗素子１２と、前記第２の電圧供給源端子に接
続される第３の抵抗素子１３と、前記第２および
第３の抵抗素子の間にコレクタ・エミツタ電流経
路を形成し、かつ前記出力節点に接続されるベー
ス電極を有する第２のトランジスタＱ２とを有す
る、第１の電流経路と、 第４の抵抗素子１４と、前記第１の電圧供給源
と前記第４の抵抗素子との間にコレクタ・エミツ
タ電流経路を形成し、かつ前記第２のトランジス
タのコレクタ電極と接続されるベース電極を有す
る第３のトランジスタＱ３と、前記第４の抵抗素
子と前記第２の電圧供給源端子との間にコレク
タ・エミツタ電流経路を形成し、かつ前記第１の
トランジスタのベース電極に接続されるベース端
子を有するダイオード接続された第４のトランジ
スタＱ４とを有する、第２の電流経路とを備え
る、電流源回路。 ２ 前記トランジスタのすべては、NPN極性の
タイプのものである、請求の範囲第１項記載の電
流源回路。 ３ 前記第２のトランジスタＱ２と前記第２の電
圧供給源端子との間に前記第３の抵抗素子１３と
直列に接続される、順バイアスされたダイオード
をさらに備える、請求の範囲第２項記載の電流源
回路。 発明の背景 １ 発明の分野 この発明は電流の源を与える電気回路に関し、
より特定的には集積形エミツタ結合論理（ECL）
回路に用いられる電圧レギユレータのための電流
源回路に関する。 ２ 先行技術 或る種の電気回路は、適当な動作のために電流
源を必要とする。集積回路の技術において、電流
源は、一端に電圧源を持ち他端に出力端子を持つ
簡単な抵抗から構成される電圧源における変動な
どによる出力電流の変化の問題を避けるために、
より精巧な回路がトランジスタなどの能動素子を
用いて設計されてきた。トランジスタを用いると
きに極性の混ざつた、すなわちNPNトランジス
タおよびPNPトランジスタの両方を用いる設計
がしばしば行なわれるこのことは、両極性のトラ
ンジスタを１つのサブストレートに形成するのに
余計な処理ステツプが必要であることが多いの
で、集積回路処理の見地から好ましいものではな
いさらに、特定の処理の制約で、そのような設計
はときとして不可能である。そのような単純な電
流源が、ECL回路の電流発生器に電圧を供給す
る電源電圧レギユレータに用いられるとき、他の
問題が発生する。電流源は、集積回路処理におい
て特性を変化しながら、ECL入力の電流発生器
に電圧を供給する電源電圧レギユレータに用いら
れる。電圧源における変化はまた、ECL回路の
応答に好ましくない影響を与える。 発明の概要 この発明は、すべてのこれらの問題を解決し、
または実質的に緩和することに向けられている。 この発明の目的は、正確な電流源を提供するこ
とである。 この発明の他の目的は、一方の極性のトランジ
スタのみが用いられるように、集積回路技術に合
つた電流源を提供することである。 この発明のさらに他の目的は、ECL回路のた
めの電圧源に用いられて、論理回路の出力電圧の
正確な決定をすることができる電流源を提供する
ことである。 この発明のさらに他の目的は、ECL回路のた
めの電圧レギユレータに用いられて、電源電圧ま
たは処理パラメータにおける変動にもかかわらず
極小のECL出力の変化を可能とする電流源を提
供することである。 この発明による電流源回路は、第１の電圧供給
源端子と出力節点との間に接続される第１の抵抗
素子と；前記出力節点と第２の電圧供給源端子と
の間にコレクタ・エミツタ電流経路を形成する第
１のトランジスタと；前記第１の電圧供給源端子
に接続される第２の抵抗素子と、前記第２の電圧
供給源端子に接続される第３の抵抗素子と、前記
第２および第３の抵抗素子の間にコレクタ・エミ
ツタ電流経路を形成し、かつ前記出力節点に接続
されるベース電極を有する第２のトランジスタと
を有する、第１の電流経路と；第４の抵抗素子
と、前記第１の電圧供給源と前記第４の抵抗素子
との間にコレクタ・エミツタ電流経路を形成し、
かつ前記第２のトランジスタのコレクタ電極と接
続されるベース電極を有する第３のトランジスタ
と、前記第４の抵抗素子と前記第２の電圧供給源
端子との間にコレクタ・エミツタ電流経路を形成
し、かつ前記第１のトランジスタのベース電極に
接続されるベース端子を有するダイオード接続さ
れた第４のトランジスタとを有する、第２の電流
経路とを備える。 他の局面として、電流源回路は、さらに、前記
第２のトランジスタと前記第２の電圧供給源端子
との間に前記第３の抵抗素子と直列に接続され
る、順バイアスされたダイオードを備える。
ここに説明する発明の理解は、以下の図面を参
照することによつて容易となろう。 第１図は、この発明明の一実施例の回路図であ
る。 第２図は、この発明の他の実施例の回路図であ
る。 第３図は、ECL回路に対する電圧供給源とし
て先行技術において用いられた電圧レギユレータ
の一般的な概略回路図である。 第４図は、ECL回路に対して先行技術におい
て用いられた電圧レギユレータの特定的な回路図
である。 第５図は、ECL回路の一例である。
照することによつて容易となろう。 第１図は、この発明明の一実施例の回路図であ
る。 第２図は、この発明の他の実施例の回路図であ
る。 第３図は、ECL回路に対する電圧供給源とし
て先行技術において用いられた電圧レギユレータ
の一般的な概略回路図である。 第４図は、ECL回路に対して先行技術におい
て用いられた電圧レギユレータの特定的な回路図
である。 第５図は、ECL回路の一例である。
この発明の以下の説明において、回路解析にお
いては、トランジスタのベース電流はトランジス
タのエミツタおよびコレクタ電流と比較して小さ
く、したがつてベース電流は無視して考察される
ということ、および、すべての電流はトランジス
タのエミツタおよびコレクタを通つて流れるとい
うこと、が共通に仮定される。このことは、β、
すなわちトランジスタの電流利得が大きいという
仮定、および、トランジスタのエミツタ電流に対
するコレクタ電流の割合または共通のベース電流
利得がほぼ単一であるという仮定と、矛盾しな
い。トランジスタのベース電流が重要であるとこ
ろでは、それは特に注意されかつ説明される。 第１図は、この発明による基本的な電流源回路
の回路図である。電圧源端子１７は、電圧Vccで
正の電圧源と接続される。抵抗素子１１は、端子
１７と出力端子１５との間に、回路節点１０によ
つて接続される。回路節点１０は、トランジスタ
Ｑ２のベース電極と接続され、トランジスタＱ２
のエミツタ電極は、抵抗素子１３を通じて接地さ
れる。したがつて、端子１５の出力電圧V0は、
抵抗素子１３を流れる電流を発生する。抵抗素子
１３を流れる電流I13はまた、抵抗素子１２を通
つて流れなければならない。抵抗素子１２は、ト
ランジスタＱ２のコレクタ電極と電圧供給源端子
１７との間に接続される。抵抗素子１２の両端に
発生される電圧は、したがつて、出力電圧V0に
よつて決定される。トランジスタＱ３のベース電
極は、抵抗素子１２とトランジスタＱ２のコレク
タ電極との間に接続され、抵抗素子１２にかかる
電圧に応答する。トランジスタＱ３のベース電極
は、次式の電圧を受ける。 Vcc−I13R12 ＝Vcc−｛（V0−VBE）／R13｝R12 ここでVBEは、能動モードにおけるトランジス
タのベース・エミツタ電圧降下、またはこれと等
しい順バイアスされたダイオードの電圧降下であ
り、R12，R13はそれぞれ抵抗素子１２，１３の
抵抗値である。 トランジスタＱ３のコレクタ電極は、電圧源端
子１７と接続される。またそのエミツタ電極は、
抵抗素子１４およびトランジスタＱ４を介して接
地される。ダイオード接続モードにされたトラン
ジスタＱ４は、互いに接続されたベースおよびコ
レクタ電極を持ち、そのエミツタ電極は接地され
る。そのベースおよびコレクタ電極はまた、抵抗
素子１４と接続される。したがつて、抵抗素子１
４を流れる電流は、トランジスタＱ３のベース電
極の電圧によつて決定される。 I14＝Vcc−（VO−VBE／R13）R12−2VBE／R14 ここでI14は、抵抗素子１４を流れる電流であ
り、また2VBEは、トランジスタＱ３およびＱ４
のベース・エミツタ電圧降下を表わす。 トランジスタＱ４のベースおよびコレクタ電極
は、トランジスタＱ１のベース電極と接続され、
トランジスタＱ１はトランジスタＱ４のカレント
ミラーを形成する。大きさIQ4の電流がトランジ
スタＱ４を通つて流れるとき、大きさIQ1の電流
が、トランジスタＱ１を通つて流れなければなら
ない。 節点１０からの回路に対する出力電流は、した
がつて、抵抗素子１１のすぐそばの矢印によつて
示される抵抗素子１１を流れる電流I11よりも、
トランジスタＱ１を流れる電流I14だけ小さい。
この差は、出力電流I0である。トランジスタＱ１
のコレクタ・エミツタ電流経路を流れる電流は、
出力電圧V0によつて最終的に決定されるので、
出力電流I0はフイードバツク制御される。 I0＝I11−I14 I0＝Vcc−V0／R11 −Vcc−（VO−VBE／R13）R12−2VBE／R14 I0＝Vcc（１／R11−１／R14）＋V0（R12／R13R14−１／
R11） ＋VBE２−R12／R13／R14 供給電圧Vccおよび出力電圧V0と無関係の出力
電流を作るために、抵抗素子１１および１４の抵
抗値R11およびR14は互いに等しく形成され、ま
た抵抗素子１２および１３の抵抗値R12および
R13は互いに等しく形成される。したがつて出力
電流は次式のようになる。 I0＝VBE／R14 この回路は、集積回路製造技術に向いている。
出力電流I0が或る抵抗に反比例する間、その電流
は、電流源とともに集積回路の一部である他の回
路における電圧を発生するために用いられる。 レギユレータの出力電圧Vcsは、順バイアスさ
れたダイオードの電圧降下、トランジスタQ11の
ベース・エミツタ接合電圧、および抵抗素子２１
の両端に発生される電圧に等しい。この電圧は、
ブロツク３０で示された副回路によつて発生され
る、予め定められる基準電流IREFによつてセツト
される。トランジスタQ11に対する電流は、端子
１７での正の電源電圧Vccと、節点２６での電圧
レギユレータ回路との間に接続された、電流源２
０によつて供給される。トランジスタQ12のエミ
ツタ電極は、回路の出力端子と接続され、またそ
のベース電極は節点２６と接続される。トランジ
スタＱ１２のコレクタ電極は、電圧供給源と接続
される。 上述したように、単なる抵抗が電流源２０に対
してしばしば用いられる。電圧源Vccにおける変
動と無関係であるような、良好な動作特性が必要
とされる場合には、トランジスタが用いられる。
しかし、これらのトランジスタは両極性のタイプ
のものであり、回路が集積回路の状態に形成され
るときにはさらに他の処理ステツプを必要とす
る。 この発明が電流源２０に対して用いられると、
電圧レギユレータ電圧源Vccにおける変動に無関
係になるばかりでなく、ECL回路出力電圧は正
確な決定に従うようになる。 理想的には、電圧レギユレータは、ECL回路
に対して出力電圧Vcsを与える。しかし、出力電
圧の正確な計算のため、トランジスタＱ１１のベ
ース電流が考慮されねばならない。第３図におい
て、ベース電流は、節点２５からトランジスタＱ
１１のベース電極への付加的な電流ILEAKとして
現われる。この付加的な電流ILEAKを考慮せずに、
レギユレータ回路に対する出力電圧は、次式で表
わされる。 Vcs＝IREFR21＋VBE ここでIREFR21は抵抗素子２１にかかる電圧で
あり、またVBEはトランジスタQ11のベース・エ
ミツタ電圧である。レギユレータ出力電圧は、次
式のように修正されねばならない。 Vcs＝IREFR21＋ｍ ILEAKR21＋VBE (1) ここで、ｍは、ILEAKを考慮した場合に、その
影響を高めるフイードバツク係数である。ILEAK
は、抵抗素子２１にかかる電圧を増加し、節点２
４の電圧を増加する。次にこれによつて電流IREF
が増大され、電流IREFはILEAKを増大する。抵抗素
子２１にかかる電圧はさらに増大され、そしてこ
れが続く。計算によつて、ｍが、トランジスタの
種々のバラメータおよび副回路ブロツク３０の特
定の形状に依存して、集積回路NPNトランジス
タに対し1.0〜1.3に変化するということがわか
る。 第２図に示されるような電流源が電流源２０と
して用いられると、電圧レギユレータに接続され
るECL回路の出力電圧は正確に決定され得る。
電流源の出力電圧V0は電圧レギユレータの出力
電圧Vcsを追跡し、電流源の出力電流I0はECL回
路を流れる電流を追跡する。レギユレータ出力電
圧は、電流源の出力電圧の出力電圧以下の１つの
ダイオードの電圧降下である。 Vcs＝V0−VBE また電圧レギユレータに供給される電流は次式
のとおりである。 I0＝（Vcs−VBE）・１／Ｒ ここで１／Ｒ＝１／R11・（R12／R13−１） ILEAKはトランジスタＱ１１のベース電流であ
るので、ILEAKはβによつてそのトランジスタの
コレクタ電流I0と関連づけられる。 β ILEAK＝I0＝（Vcs−VBE）・１／Ｒ この関係を上記のレギユレータ出力電圧の式(1)
に代入して次式を得る。 Vcs＝IREFR21＋ｍ／β・（Vcs−VBE） −R21／Ｒ＋VBE 代数的処理によつて、次式となる。 （１−ｍR21／Ｒ １／β）（Vcs−VBE） ＝IREFR21 しかし、（１−ｍR21／Ｒ １／β）はおよそ
いては、トランジスタのベース電流はトランジス
タのエミツタおよびコレクタ電流と比較して小さ
く、したがつてベース電流は無視して考察される
ということ、および、すべての電流はトランジス
タのエミツタおよびコレクタを通つて流れるとい
うこと、が共通に仮定される。このことは、β、
すなわちトランジスタの電流利得が大きいという
仮定、および、トランジスタのエミツタ電流に対
するコレクタ電流の割合または共通のベース電流
利得がほぼ単一であるという仮定と、矛盾しな
い。トランジスタのベース電流が重要であるとこ
ろでは、それは特に注意されかつ説明される。 第１図は、この発明による基本的な電流源回路
の回路図である。電圧源端子１７は、電圧Vccで
正の電圧源と接続される。抵抗素子１１は、端子
１７と出力端子１５との間に、回路節点１０によ
つて接続される。回路節点１０は、トランジスタ
Ｑ２のベース電極と接続され、トランジスタＱ２
のエミツタ電極は、抵抗素子１３を通じて接地さ
れる。したがつて、端子１５の出力電圧V0は、
抵抗素子１３を流れる電流を発生する。抵抗素子
１３を流れる電流I13はまた、抵抗素子１２を通
つて流れなければならない。抵抗素子１２は、ト
ランジスタＱ２のコレクタ電極と電圧供給源端子
１７との間に接続される。抵抗素子１２の両端に
発生される電圧は、したがつて、出力電圧V0に
よつて決定される。トランジスタＱ３のベース電
極は、抵抗素子１２とトランジスタＱ２のコレク
タ電極との間に接続され、抵抗素子１２にかかる
電圧に応答する。トランジスタＱ３のベース電極
は、次式の電圧を受ける。 Vcc−I13R12 ＝Vcc−｛（V0−VBE）／R13｝R12 ここでVBEは、能動モードにおけるトランジス
タのベース・エミツタ電圧降下、またはこれと等
しい順バイアスされたダイオードの電圧降下であ
り、R12，R13はそれぞれ抵抗素子１２，１３の
抵抗値である。 トランジスタＱ３のコレクタ電極は、電圧源端
子１７と接続される。またそのエミツタ電極は、
抵抗素子１４およびトランジスタＱ４を介して接
地される。ダイオード接続モードにされたトラン
ジスタＱ４は、互いに接続されたベースおよびコ
レクタ電極を持ち、そのエミツタ電極は接地され
る。そのベースおよびコレクタ電極はまた、抵抗
素子１４と接続される。したがつて、抵抗素子１
４を流れる電流は、トランジスタＱ３のベース電
極の電圧によつて決定される。 I14＝Vcc−（VO−VBE／R13）R12−2VBE／R14 ここでI14は、抵抗素子１４を流れる電流であ
り、また2VBEは、トランジスタＱ３およびＱ４
のベース・エミツタ電圧降下を表わす。 トランジスタＱ４のベースおよびコレクタ電極
は、トランジスタＱ１のベース電極と接続され、
トランジスタＱ１はトランジスタＱ４のカレント
ミラーを形成する。大きさIQ4の電流がトランジ
スタＱ４を通つて流れるとき、大きさIQ1の電流
が、トランジスタＱ１を通つて流れなければなら
ない。 節点１０からの回路に対する出力電流は、した
がつて、抵抗素子１１のすぐそばの矢印によつて
示される抵抗素子１１を流れる電流I11よりも、
トランジスタＱ１を流れる電流I14だけ小さい。
この差は、出力電流I0である。トランジスタＱ１
のコレクタ・エミツタ電流経路を流れる電流は、
出力電圧V0によつて最終的に決定されるので、
出力電流I0はフイードバツク制御される。 I0＝I11−I14 I0＝Vcc−V0／R11 −Vcc−（VO−VBE／R13）R12−2VBE／R14 I0＝Vcc（１／R11−１／R14）＋V0（R12／R13R14−１／
R11） ＋VBE２−R12／R13／R14 供給電圧Vccおよび出力電圧V0と無関係の出力
電流を作るために、抵抗素子１１および１４の抵
抗値R11およびR14は互いに等しく形成され、ま
た抵抗素子１２および１３の抵抗値R12および
R13は互いに等しく形成される。したがつて出力
電流は次式のようになる。 I0＝VBE／R14 この回路は、集積回路製造技術に向いている。
出力電流I0が或る抵抗に反比例する間、その電流
は、電流源とともに集積回路の一部である他の回
路における電圧を発生するために用いられる。 レギユレータの出力電圧Vcsは、順バイアスさ
れたダイオードの電圧降下、トランジスタQ11の
ベース・エミツタ接合電圧、および抵抗素子２１
の両端に発生される電圧に等しい。この電圧は、
ブロツク３０で示された副回路によつて発生され
る、予め定められる基準電流IREFによつてセツト
される。トランジスタQ11に対する電流は、端子
１７での正の電源電圧Vccと、節点２６での電圧
レギユレータ回路との間に接続された、電流源２
０によつて供給される。トランジスタQ12のエミ
ツタ電極は、回路の出力端子と接続され、またそ
のベース電極は節点２６と接続される。トランジ
スタＱ１２のコレクタ電極は、電圧供給源と接続
される。 上述したように、単なる抵抗が電流源２０に対
してしばしば用いられる。電圧源Vccにおける変
動と無関係であるような、良好な動作特性が必要
とされる場合には、トランジスタが用いられる。
しかし、これらのトランジスタは両極性のタイプ
のものであり、回路が集積回路の状態に形成され
るときにはさらに他の処理ステツプを必要とす
る。 この発明が電流源２０に対して用いられると、
電圧レギユレータ電圧源Vccにおける変動に無関
係になるばかりでなく、ECL回路出力電圧は正
確な決定に従うようになる。 理想的には、電圧レギユレータは、ECL回路
に対して出力電圧Vcsを与える。しかし、出力電
圧の正確な計算のため、トランジスタＱ１１のベ
ース電流が考慮されねばならない。第３図におい
て、ベース電流は、節点２５からトランジスタＱ
１１のベース電極への付加的な電流ILEAKとして
現われる。この付加的な電流ILEAKを考慮せずに、
レギユレータ回路に対する出力電圧は、次式で表
わされる。 Vcs＝IREFR21＋VBE ここでIREFR21は抵抗素子２１にかかる電圧で
あり、またVBEはトランジスタQ11のベース・エ
ミツタ電圧である。レギユレータ出力電圧は、次
式のように修正されねばならない。 Vcs＝IREFR21＋ｍ ILEAKR21＋VBE (1) ここで、ｍは、ILEAKを考慮した場合に、その
影響を高めるフイードバツク係数である。ILEAK
は、抵抗素子２１にかかる電圧を増加し、節点２
４の電圧を増加する。次にこれによつて電流IREF
が増大され、電流IREFはILEAKを増大する。抵抗素
子２１にかかる電圧はさらに増大され、そしてこ
れが続く。計算によつて、ｍが、トランジスタの
種々のバラメータおよび副回路ブロツク３０の特
定の形状に依存して、集積回路NPNトランジス
タに対し1.0〜1.3に変化するということがわか
る。 第２図に示されるような電流源が電流源２０と
して用いられると、電圧レギユレータに接続され
るECL回路の出力電圧は正確に決定され得る。
電流源の出力電圧V0は電圧レギユレータの出力
電圧Vcsを追跡し、電流源の出力電流I0はECL回
路を流れる電流を追跡する。レギユレータ出力電
圧は、電流源の出力電圧の出力電圧以下の１つの
ダイオードの電圧降下である。 Vcs＝V0−VBE また電圧レギユレータに供給される電流は次式
のとおりである。 I0＝（Vcs−VBE）・１／Ｒ ここで１／Ｒ＝１／R11・（R12／R13−１） ILEAKはトランジスタＱ１１のベース電流であ
るので、ILEAKはβによつてそのトランジスタの
コレクタ電流I0と関連づけられる。 β ILEAK＝I0＝（Vcs−VBE）・１／Ｒ この関係を上記のレギユレータ出力電圧の式(1)
に代入して次式を得る。 Vcs＝IREFR21＋ｍ／β・（Vcs−VBE） −R21／Ｒ＋VBE 代数的処理によつて、次式となる。 （１−ｍR21／Ｒ １／β）（Vcs−VBE） ＝IREFR21 しかし、（１−ｍR21／Ｒ １／β）はおよそ
【式】である。この式は次の２項定理の近似
を用いており、
（１−１／Ｘ）n１−ｎ／Ｘ
ここでＸは１以上の数であり、またβについて
は、恒等式 α≡β／（β＋１） により、また再び２項定理の近似 （１−１／β）α をバイポーラトランジスタに対して用い処理する
ことにより、表わされる。 したがつて、 または である。 電圧レギユレータはECL回路と接続され、
ECL回路の例が第５図に示されている。この回
路は、２入力ORゲートである。スツチングトラ
ンジスタＱ３０およびＱ３１のエミツタは、対向
するスイツチングトランジスタＱ３７のエミツタ
と接続され、スイツチングトランジスタＱ３７の
ベースは基準電圧VBBと接続される。この電圧は
入力信号の論理電圧の揺れの中間あたりで固定さ
れ、入力信号は入力端子３８および３９を介して
受けられる。トランジスタＱ３０，Ｑ３１のうち
の１つをスイツチオンするように入力信号の少な
くとも１つが「ハイ」またはVZEF以上でなけれ
ば、トランジスタＱ３７はターンオンする。 トランジスタＱ３２および抵抗素子３３によつ
て発生される電流の経路は、トランジスタＱ３
０，Ｑ３１およびＱ３７の状態によつて決定され
る。トランジスタＱ３０，Ｑ３１のうちの１つま
たは両方がスイツチオンされると、小電流がトラ
ンジスタＱ３７および抵抗負荷素子３４を流れ
る。出力信号VOUTは、およそVccの「ハイ」出力
信号に上昇する。両入力信号が「ロー」であると
きは、電流はトランジスタＱ３７および抵抗素子
３４を流れ、出力信号VOUTは「ロー」論理レベ
ルに降下する。この出力電圧は、Vccから、トラ
ンジスタＱ３７のコレクタ電流によつて抵抗素子
３４の両端に発生される電圧をマイナスしたもの
である。 電圧レギユレータの第３図に示されたレギユレ
ータ出力端子２７は、トランジスタＱ３２のベー
ス端子に接続され、トランジスタＱ３２および抵
抗素子３３によつて作られる電流発生器を駆動す
るために必要な電圧Vcsを供給する。トランジス
タＱ３２のエミツタを流れる電流は（Vcs−
VBE）／R33であり、ここでR33は抵抗素子３３の
抵抗値である。（Vcs−VBE）は、電流源から電圧
レギユレータに供給される電流I0に対し同一であ
るということに注意されたい。この２つの電流
は、互いに追随する。 このエミツタ電流の強度はトランジスタＱ３２
のコレクタを通つてαによつて減少され、任意の
スイツチングトランジスタＱ３０，Ｑ３１および
Ｑ３７のコレクタを流れる電流はさらにαによつ
て減少される。 ECL回路の出力電圧における電圧の動揺は、
抵抗素子３４にかかる電圧、または、α2によつて
減少されたトランジスタＱ３２のエミツタ電流掛
ける抵抗素子３４抵抗値｛（Vcs−VBE）／R33｝
α2R34 である。（Vcs−VBE）として上に導出された式(2)
をこれに代入して、 となる。 mR21／Ｒ＝mR21（R12／R13−１）／R11 を整数に、ここでは２にセツトすることによつ
て、αへの依存が消去される。これは、好ましい
結果である。集積回路の製造において、複トラン
ジスタ集積化された半導体装置におけるαのおよ
そのマツチングは可能であるが、しかし要求され
るαの正確な設定は、この発明なしでは困難であ
る。 ECL回路の電流発生器のための電圧レギユレ
ータに電流を供給するこの発明によつて、ECL
出力電圧および出力電圧動揺の正確な決定が、マ
ツチング抵抗値によつて達成される。第５図の
ORゲートは単にECL回路の一例であり、この発
明はすべてのECL回路に適用されるという事実
に注意されたい。もしECL回路が２段のスイツ
チングトランジスタ、またはこれと同等の
NANDまたはAND回路に見られるような２つの
入力信号レベルを持つならば、論理出力電圧はα3
依存性を持つ。mR21／Ｒ＝３と置くことにより、
α依存性が消える。 この発明の応用が、第３図にブロツク化されか
つECL回路に対して共通に用いられるタイプの、
（第４図における）特定の電圧レギユレータに関
して示される。第３図に一般化された回路におけ
るのと同様の要素が第４図において現われるとき
には、同一の参照数字が用いられる。回路におけ
る基準電流IREFは、トランジスタＱ１３およびＱ
１５のベース・エミツタ接合電圧における差によ
つてセツトされる。 抵抗素子２２にかかる電圧は、次式で表わされ
る。 V22＝VBE15−VBE13 ここでVBE15およびVBE13はトランジスタＱ１３
およびＱ１５のベース・エミツタ接合電圧であ
り、またV22は抵抗素子２２にかかる電圧であ
る。周知のように、トランジスタのベース・エミ
ツタ接合電圧は、温度および接合を流れる電波の
電流密度の関数として書かれることができる。し
たがつて上の式は、次式のようになる。 V22＝VTln（J15／Js） −VTln（J13／Js） ＝VTln（J15／J13） ここで、Jsは、集積回路NPNトランジスタに
対する飽和電流密度である。 各々のVBE電圧における抵抗の項により与えら
れる電圧が動作電流密度で無視し得るという合理
的な仮定により、ここでVTはkT／ｑであり、ｋ
はボルツマン定数であり、Ｔはカ氏絶対温度であ
り、ｑは電子の電荷の大きさであり、J15はトラ
ンジスタＱ１５の電流密度であり、J13はトラン
ジスタＱ１３の電流密度である。 抵抗値Ｒ２２を持つ抵抗素子２２を流れる電流
は、次式のとおりである。 I22＝V22／R22 ＝（１／R22）VT ln（J15／J13） この回路の一実施例において、トランジスタＱ
１３のベース・エミツタ接合領域をトランジスタ
Ｑ１５のベース・エミツタ接合領域の４倍の大き
さとし、トランジスタＱ１３を流れる電流の４倍
の電流をトランジスタＱ１５に流すことによつ
て、１６の電流密度率が用いられる。抵抗２２に
流れる電流は、以下のようになる。 I22＝１／R22 VT ln 16 IREFはトランジスタＱ１３のコレクタを流れる
電流であり、トランジスタＱ１３のエミツタ電流
I22掛けるαと等しい。 IREF＝α １／R22 VT ln 16 IREFをECL出力電圧動揺に対し導出された式(3)
に代入すると、出力電圧は以下のようになる。 したがつて、第５図に示されたECL回路に対
し、α依存性を消去するためには、mR21／Ｒ−
１は２と等しくなければならない。同様に、
mR21／Ｒ−１＝３は、２段スイツチングトラン
ジスタを持つECL回路のα依存性を消す。 この発明はNPNトランジスタに関し議論され
てきたが、動作電圧などを適当に変更してPNP
トランジスタで形成されてもよいということは当
業者にとつて明らかであろう。 したがつて、この発明は好ましい実施例に関し
て特定的に示されかつ説明されてきたが、種々の
変更がこの発明の精神から逸脱することなくなさ
れ得るということが当業者によつて理解されよ
う。したがつてこの発明は、添付の請求の範囲に
よつてのみ限定される発明に対し排地権が許可さ
れることを意図する。
は、恒等式 α≡β／（β＋１） により、また再び２項定理の近似 （１−１／β）α をバイポーラトランジスタに対して用い処理する
ことにより、表わされる。 したがつて、 または である。 電圧レギユレータはECL回路と接続され、
ECL回路の例が第５図に示されている。この回
路は、２入力ORゲートである。スツチングトラ
ンジスタＱ３０およびＱ３１のエミツタは、対向
するスイツチングトランジスタＱ３７のエミツタ
と接続され、スイツチングトランジスタＱ３７の
ベースは基準電圧VBBと接続される。この電圧は
入力信号の論理電圧の揺れの中間あたりで固定さ
れ、入力信号は入力端子３８および３９を介して
受けられる。トランジスタＱ３０，Ｑ３１のうち
の１つをスイツチオンするように入力信号の少な
くとも１つが「ハイ」またはVZEF以上でなけれ
ば、トランジスタＱ３７はターンオンする。 トランジスタＱ３２および抵抗素子３３によつ
て発生される電流の経路は、トランジスタＱ３
０，Ｑ３１およびＱ３７の状態によつて決定され
る。トランジスタＱ３０，Ｑ３１のうちの１つま
たは両方がスイツチオンされると、小電流がトラ
ンジスタＱ３７および抵抗負荷素子３４を流れ
る。出力信号VOUTは、およそVccの「ハイ」出力
信号に上昇する。両入力信号が「ロー」であると
きは、電流はトランジスタＱ３７および抵抗素子
３４を流れ、出力信号VOUTは「ロー」論理レベ
ルに降下する。この出力電圧は、Vccから、トラ
ンジスタＱ３７のコレクタ電流によつて抵抗素子
３４の両端に発生される電圧をマイナスしたもの
である。 電圧レギユレータの第３図に示されたレギユレ
ータ出力端子２７は、トランジスタＱ３２のベー
ス端子に接続され、トランジスタＱ３２および抵
抗素子３３によつて作られる電流発生器を駆動す
るために必要な電圧Vcsを供給する。トランジス
タＱ３２のエミツタを流れる電流は（Vcs−
VBE）／R33であり、ここでR33は抵抗素子３３の
抵抗値である。（Vcs−VBE）は、電流源から電圧
レギユレータに供給される電流I0に対し同一であ
るということに注意されたい。この２つの電流
は、互いに追随する。 このエミツタ電流の強度はトランジスタＱ３２
のコレクタを通つてαによつて減少され、任意の
スイツチングトランジスタＱ３０，Ｑ３１および
Ｑ３７のコレクタを流れる電流はさらにαによつ
て減少される。 ECL回路の出力電圧における電圧の動揺は、
抵抗素子３４にかかる電圧、または、α2によつて
減少されたトランジスタＱ３２のエミツタ電流掛
ける抵抗素子３４抵抗値｛（Vcs−VBE）／R33｝
α2R34 である。（Vcs−VBE）として上に導出された式(2)
をこれに代入して、 となる。 mR21／Ｒ＝mR21（R12／R13−１）／R11 を整数に、ここでは２にセツトすることによつ
て、αへの依存が消去される。これは、好ましい
結果である。集積回路の製造において、複トラン
ジスタ集積化された半導体装置におけるαのおよ
そのマツチングは可能であるが、しかし要求され
るαの正確な設定は、この発明なしでは困難であ
る。 ECL回路の電流発生器のための電圧レギユレ
ータに電流を供給するこの発明によつて、ECL
出力電圧および出力電圧動揺の正確な決定が、マ
ツチング抵抗値によつて達成される。第５図の
ORゲートは単にECL回路の一例であり、この発
明はすべてのECL回路に適用されるという事実
に注意されたい。もしECL回路が２段のスイツ
チングトランジスタ、またはこれと同等の
NANDまたはAND回路に見られるような２つの
入力信号レベルを持つならば、論理出力電圧はα3
依存性を持つ。mR21／Ｒ＝３と置くことにより、
α依存性が消える。 この発明の応用が、第３図にブロツク化されか
つECL回路に対して共通に用いられるタイプの、
（第４図における）特定の電圧レギユレータに関
して示される。第３図に一般化された回路におけ
るのと同様の要素が第４図において現われるとき
には、同一の参照数字が用いられる。回路におけ
る基準電流IREFは、トランジスタＱ１３およびＱ
１５のベース・エミツタ接合電圧における差によ
つてセツトされる。 抵抗素子２２にかかる電圧は、次式で表わされ
る。 V22＝VBE15−VBE13 ここでVBE15およびVBE13はトランジスタＱ１３
およびＱ１５のベース・エミツタ接合電圧であ
り、またV22は抵抗素子２２にかかる電圧であ
る。周知のように、トランジスタのベース・エミ
ツタ接合電圧は、温度および接合を流れる電波の
電流密度の関数として書かれることができる。し
たがつて上の式は、次式のようになる。 V22＝VTln（J15／Js） −VTln（J13／Js） ＝VTln（J15／J13） ここで、Jsは、集積回路NPNトランジスタに
対する飽和電流密度である。 各々のVBE電圧における抵抗の項により与えら
れる電圧が動作電流密度で無視し得るという合理
的な仮定により、ここでVTはkT／ｑであり、ｋ
はボルツマン定数であり、Ｔはカ氏絶対温度であ
り、ｑは電子の電荷の大きさであり、J15はトラ
ンジスタＱ１５の電流密度であり、J13はトラン
ジスタＱ１３の電流密度である。 抵抗値Ｒ２２を持つ抵抗素子２２を流れる電流
は、次式のとおりである。 I22＝V22／R22 ＝（１／R22）VT ln（J15／J13） この回路の一実施例において、トランジスタＱ
１３のベース・エミツタ接合領域をトランジスタ
Ｑ１５のベース・エミツタ接合領域の４倍の大き
さとし、トランジスタＱ１３を流れる電流の４倍
の電流をトランジスタＱ１５に流すことによつ
て、１６の電流密度率が用いられる。抵抗２２に
流れる電流は、以下のようになる。 I22＝１／R22 VT ln 16 IREFはトランジスタＱ１３のコレクタを流れる
電流であり、トランジスタＱ１３のエミツタ電流
I22掛けるαと等しい。 IREF＝α １／R22 VT ln 16 IREFをECL出力電圧動揺に対し導出された式(3)
に代入すると、出力電圧は以下のようになる。 したがつて、第５図に示されたECL回路に対
し、α依存性を消去するためには、mR21／Ｒ−
１は２と等しくなければならない。同様に、
mR21／Ｒ−１＝３は、２段スイツチングトラン
ジスタを持つECL回路のα依存性を消す。 この発明はNPNトランジスタに関し議論され
てきたが、動作電圧などを適当に変更してPNP
トランジスタで形成されてもよいということは当
業者にとつて明らかであろう。 したがつて、この発明は好ましい実施例に関し
て特定的に示されかつ説明されてきたが、種々の
変更がこの発明の精神から逸脱することなくなさ
れ得るということが当業者によつて理解されよ
う。したがつてこの発明は、添付の請求の範囲に
よつてのみ限定される発明に対し排地権が許可さ
れることを意図する。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US285180 | 1981-07-20 | ||
| US06/285,180 US4414502A (en) | 1981-07-20 | 1981-07-20 | Current source circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58501343A JPS58501343A (ja) | 1983-08-11 |
| JPH0228165B2 true JPH0228165B2 (ja) | 1990-06-21 |
Family
ID=23093104
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57502526A Granted JPS58501343A (ja) | 1981-07-20 | 1982-07-12 | 電流源回路 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4414502A (ja) |
| EP (1) | EP0084556B1 (ja) |
| JP (1) | JPS58501343A (ja) |
| DE (1) | DE3279058D1 (ja) |
| WO (1) | WO1983000397A1 (ja) |
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|---|---|---|---|---|
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| JPS61187406A (ja) * | 1985-02-14 | 1986-08-21 | Toshiba Corp | 低電圧用カレントミラ−回路 |
| US4639661A (en) * | 1985-09-03 | 1987-01-27 | Advanced Micro Devices, Inc. | Power-down arrangement for an ECL circuit |
| EP0337314B1 (en) * | 1988-04-13 | 1994-01-12 | National Semiconductor Corporation | Master slave buffer circuit |
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| GB2275548B (en) * | 1993-02-18 | 1996-05-01 | Siemens Plessey Electronic | Improvements in or relating to apparatus for suppressing radiated signal emissions |
| JPH08293784A (ja) * | 1995-04-20 | 1996-11-05 | Rohm Co Ltd | エミッタ結合型論理出力回路 |
| FR2769103B1 (fr) * | 1997-09-30 | 2000-11-17 | Sgs Thomson Microelectronics | Source de polarisation independante de sa tension d'alimentation |
| TWI716980B (zh) | 2018-08-28 | 2021-01-21 | 美商高效電源轉換公司 | 使用具回授之主動前置驅動器的GaN驅動器 |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| US3942046A (en) * | 1970-07-24 | 1976-03-02 | Rca Corporation | Low output impedance voltage divider network |
| US3781648A (en) * | 1973-01-10 | 1973-12-25 | Fairchild Camera Instr Co | Temperature compensated voltage regulator having beta compensating means |
| NL7307378A (ja) * | 1973-05-28 | 1974-12-02 | ||
| FR2315811A1 (fr) * | 1975-06-27 | 1977-01-21 | Labo Cent Telecommunicat | Dipole electronique pour le bouclage d'une ligne telephonique |
| DE2533199C3 (de) * | 1975-07-24 | 1981-08-20 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer von Änderungen der Versorgungsspannung unabhängigen Hilfsspannung |
| JPS52114250A (en) * | 1976-03-22 | 1977-09-24 | Nec Corp | Transistor circuit |
| US4079308A (en) * | 1977-01-31 | 1978-03-14 | Advanced Micro Devices, Inc. | Resistor ratio circuit construction |
| US4177417A (en) * | 1978-03-02 | 1979-12-04 | Motorola, Inc. | Reference circuit for providing a plurality of regulated currents having desired temperature characteristics |
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1981
- 1981-07-20 US US06/285,180 patent/US4414502A/en not_active Expired - Lifetime
-
1982
- 1982-07-12 DE DE8282902561T patent/DE3279058D1/de not_active Expired
- 1982-07-12 JP JP57502526A patent/JPS58501343A/ja active Granted
- 1982-07-12 WO PCT/US1982/000938 patent/WO1983000397A1/en active IP Right Grant
- 1982-07-12 EP EP82902561A patent/EP0084556B1/en not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
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| EP0084556A1 (en) | 1983-08-03 |
| DE3279058D1 (en) | 1988-10-27 |
| US4414502A (en) | 1983-11-08 |
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| WO1983000397A1 (en) | 1983-02-03 |
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