JPH02231892A - 文字放送信号発生装置および文字放送信号受信機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野コ この発明は文字放送信号発生装置および文字放送信号受
信機に関し、特に、データをサンプリングするために必
要なクロック信号を色副搬送波信号の周波数に同期して
発生させ、垂直帰線消去期間中の水平期間にフレーミン
グコードと文字データとを多重させて文字放送信号を発
生する文字放送信号発生装置およびそのような文字放送
信号を受信する文字放送信号受信機に関する。

［従来の技術］ 文字放送は文字図形情報をディジタル信号の形でテレビ
ジョン映像信号の垂直帰線消去期間に多重して伝送し、
受信側でこれをテレビジョン信号に変換して表示する新
しい放送システムである。

文字放送は通常のテレビ放送とは別に、ニュース，天気
予報などの番組を最新の情報で繰返し反復伝送できると
いう利点を有している。

第３９図は我国で放送されているＮＴＳＣ方式における
文字放送信号の階層構造を示す図である。

第３９図を参照して、文字信号は垂直帰線消去期間の奇
数フィールドにおける第１０Ｈ〜第２１Ｈ（Ｈ：水平走
査期間）と偶数フィールドにおける第２７３Ｈ〜第２８
４Ｈとに多重されて伝送される。文字信号は同期部とデ
ータパケットとを含み、同期部はクロックランイン（Ｃ
Ｒ）とフレーミングコード（Ｆ　Ｃ）とを含み、データ
パケットはデータブロックとチェック符号とを含む。ク
ロックランインはビット同期をとるために設けられてお
り、ｒｌＪ，　　ｒＯＪを繰返す１６ビットの信号であ
る。フレーミングコードはバイト同期をとるために設け
られており、ｒｌｌｌｏｏ１０１Ｊの８ビットの信号で
あり、１ビットの誤り訂正機能を有している。

一方、ＮＴＳＣ方式では、その垂直周波数（ｆｖ　：　
５９．９４Ｈｚ），水平周波数（ｆＨ：１５．７３４ｋ
Ｈｚ），色副搬送波周波数（ｆｓｃ：３．５７９５４５
ＭＨｚ）の関係，は次のようになっている。

ｆｖ−２／５２５・ｆＩ１ ｆｓ．−４５５／２Φｆ， すなわち、ＮＴＳＣ方式では、色副搬送波周波数ｆｓｃ
と水平周波数ｆＨとは整数２を分母とし、整数４５５を
分子とする分数に比例関係にある。

文字信号のサンプリングクロックの周波数ｆ。Ｋは、 ｆｃ　Ｋ　−８／５　・ｆｓ　ｃ　＝５．７２７２７２
ＭＨｚ に選ばれており、１ｆｏＫを１ビットとすると、ＩＨは
３６４ビットとなる。上述のごとく、サンプリングクロ
ックの周波数ｆ。，がＨの整数倍となっているため、文
字信号を映像信号のＩＨを単位とすると、必ず各Ｈの同
じタイミング位置に多重することができる。

文字信号を垂直帰線期間内の各水平期間の同じ位置に多
重した場合、文字信号のフレーミングコードのある位置
はｆＣＫを単位とすると、３６４クロックごとに存在す
ることになり、フレーミングコード自体が持っている１
ビットの誤り訂正機能以外に、その周期性を利用した誤
り訂正を行なうことができる。たとえば、垂直帰線消去
期間における１４Ｈ，１５Ｈ，１６Ｈに文字信号が多重
されていたとすると、最初に１４Ｈに多重されている文
字信号からフレーミングコードが検出される。このフレ
ーミングコードを基準にカウンタによってサンプリング
クロックが計数され、その計数値が３６４になったとき
に、パルスが出力されると、本来この位置には次のフレ
ーミングコードが存在するはずである。

もし、インパルスノイズなどによってフレーミングコー
ドが損われても、フレーミングコードが存在するとして
回路を構成すれば、その誤り訂正効果は格段に向上する
ことになる。すなわち、我国で行なわれている文字放送
方式では、サンプリングクロックを色副搬送波信号から
再生し、フレーミングコードをその周期性を利用して誤
り訂正効果を強化するという２つの大きな特徴がある。

一方、ＰＡＬ方式の文字放送の１方式として、イギリス
でテレテキストが提案されている。ＰＡＬ方式では、そ
の垂直周波数（ｆｖ　　：　５０Ｈｚ），水平周波数（
ｆＨ　　：１５．６２５ｋＨｚ，色副搬送波周波数（ｆ
ｓ　ｃ　：４，４３３６１８７５ＭＨ２）の関係は以下
のようになっている。

ｆｖ　＝２／６２５　・ｆＨ ｆ　ｓ　ｃ　＝　（２８４　　１／４）　’　ｆｏ　＋
２　５上述のテレテキストにおいては、サンプリングク
ロックの周波数は６．９３７５ＭＨｚに選ばれている。

このサンプリングクロックの周波数ｆｃκは色副搬送波
周波数ｆＳＣの整数倍に選ばれていない。このため、テ
レテキストでは、クロックランインに同期してサンプリ
ングクロックを再生して用いている。しかし、クロック
ランインは１フィールド毎にしか出力されない。すなわ
ち、１／　５　０　ｓ　ｅ　ｃ毎にしか出力されないた
め、再生されたサンプリングクロックの信頼性が劣ると
いう欠点がある。

［発明が解決しようとする課題］ 上述のごと＜、ＰＡＬ方式におけるテレテキストでは、
我国の方式に比べてサンプリングクロックの信頼性が劣
るという欠点があるが、この欠点を改良するために、我
国の方式をＰＡＬ方式に適用しようと思うと、その垂直
周波数ｆＶ，水平周波数ｆＨ＋色刷搬送波周波数ｆｓｃ
の関係から適当なサンプリング周波数、すなわちビット
レートを選ぶことができない。ＰＬＬを非常に複雑にす
れば、水平周波数の整数倍のビットレートを選ぶことも
可能であるが、回路的には実現困難である。

そこで、サンプリングクロックの周波数ｆ。，を色副搬
送波周波数ｆ，。に対して比較的簡単な整数の分母と比
較的簡単な整数の分子との分数の関係に選ぶことが考え
られる。たとえは、サンプリングクロックの周波数ｆ。

κを次のような関係で選択したものとする。

ｆｃ　Ｋ　−１４／１　１　・ｆ，　ｃ＝５．６４２７
８７５ＭＨｚ この場合、ＩＨ−３６１．１３８４ビットとなり、０．
１３８４の端数が出る。

第４０図はＩＨ＝３６１．１３８４ビットに選んだとき
の７Ｈ　（３２０Ｈ），８Ｈ　（３２０Ｈ）９Ｈ　（３
２２Ｈ）・・・２２Ｈ　（３３５Ｈ）の各水平走査期間
において映像信号に多重される文字信号の波形図である
。この第４０図から明らかなように、ＩＨ期間に０．１
３８４ビットの端数が出るため、７Ｈ，８Ｈ，９Ｈ・・
・２２Ｈの各水平走査期間において、文字信号の前縁が
０．１３８４ビットずつ位相が進むことになる。このた
め、次のフィールドの垂直帰線消去期間における各水平
走査期間においては文字信号の前縁がさらに前へ進み、
或るフィールドにおいては、文字信号がカラーバストあ
るいは水平同期信号の位置にまで進んでしまい、正常な
放送に支障をきたしてしまうという問題点を生じる。

また、上述のテレテキストにおいては、色副搬送波周波
数ｆｓｃは水平周波数ｆＨの整数倍になっていないため
、フレーミングコードの再生はそれ自体が持っている１
ビット誤り訂正機能を利用するしかなく、我国で採用さ
れているように、フレーミングコードの周期性を利用し
て誤り訂正効果を強化することができないという問題点
がある。

それゆえに、この発明の主たる目的は、サンプリングク
ロックを色副搬送波周波数の成分を有する信号から再生
し、各フィールドの垂直帰線期間の各水平期間ごとに文
字信号の位置がカラーバーストや水平同期信号に支障を
与えることのない文字放送信号を発生し得る文字放送信
号発生装置を提供することである。

この発明の他の目的は、フレーミングコードの検出タイ
ミングを予測できるようにすることによって、フレーミ
ングコードの誤り訂正効果を強化させた文字放送信号を
発生し得る文字放送信号発生装置を提供することである
。

この発明のさらに他の目的は、サンプリングクロックを
色副搬送波信号から再生し、各フィールドの水平走査期
間ごとに位相がずれた文字信号を良好に復調し得る文字
放送信号受信機を提供することである。

この発明のさらに他の目的は周期性のあるフレーミング
コードを用いて誤り訂正効果を強化した文字放送受信機
を提供することである。

［課題を解決するための手段］ 第１請求項に係る発明は、色副搬送波信号に同期し、か
つ、その色副搬送波信号の周波数に対して、第１の比較
的簡単な整数の分母と、第１の整数とは異なる第２の整
数の分子との分数の関係になるビットレートを持ち、予
め定める数のフィールドごとにその各対応する水平走査
期間内の同一タイミングで同一位相になるように周期性
を有するクロック信号を発生するクロック信号発生手段
と、同期信号に応答して、予め定める数のフィールドを
周期とする周期信号を発生する周期信号発生手段と、ク
ロック信号発生手段から発生されたクロック信号と周期
信号発生手段から発生された周期信号とに応答して各フ
ィールドの予め定める水平走査期間内でのフレーミング
コードの先頭タイミングを表わすタイミング信号を発生
する先頭タイミング信号発生手段と、そのタイミング信
号に応答して各フィールドの予め定める水平走査期間内
にフレーミングコードと文字データとを先頭タイミング
に従って先頭が決められるように多重して出力する出力
手段とを含む。

第２請求項に係る発明は、周期信号とクロック信号とを
同期させるための手段を含む。

第３請求項に係る発明は、クロック信号の２倍の周波数
の第２クロック信号を発生する第２クロック信号発生手
段と、第２クロック信号を２分周してクロック信号を発
生する分周手段と、クロック信号をクロック信号の１周
期の幅内で遅延させる第１の遅延手段と、第２クロック
信号を第１の遅延手段と同一時間だけ遅延させる第２の
遅延手段と、周期信号と第１の遅延手段によって遅延さ
れた第１クロック信号との位相を比較する比較手段と、
比較手段で検出された位相差の大きさを第２の遅延手段
によって遅延された第２クロック信号によって検出する
検出手段と、検出出力に応答して周期信号の位相がクロ
ック信号の位相に対して所定の範囲内となるように第１
および第２の遅延手段の遅延量を変化させる手段を含ん
で構成される。

第４請求項に係る発明は、文字放送信号を受信する文字
放送信号受信機であって、フレーミングコードと文字デ
ータとが多重されたテレビジョン放送信号を受信する受
信手段と、受信されたテレビジョン放送信号から同期信
号を分離する同期信号分離手段と、色副搬送波信号のに
同期し、かつ、その色副搬送波信号の周波数に対して第
１の比較的簡単な整数の分母と第１の整数とは異なる第
２の整数の分子との分数の関係になるビットレートを持
ち、予め定める数のフィールドごとにその各対応する水
平走査期間内の同一タイミングで同一位相になるように
周期性を有するクロック信号を発生するクロック信号発
生手段と、分離された同期信号に応答して、予め定める
数のフィールドを周期とする周期信号を発生する周期信
号発生手段と、受信されたテレビジョン信号に多重され
た文字放送信号からフレーミングコードを検出するフレ
ーミングコード検出手段と、検出された予め定める数の
フィールドのうちの先頭フィールドの最初のフレーミン
グコード検出信号と周期信号とに応答して、各フィール
ドの予め定める水平走査期間内のタイミングでフレーミ
ングコード検出信号を作成するフレーミングコード検出
信号作成手段と、作成されたフレーミングコード検出信
号とクロック信号とに応答して、文字放送信号中の文字
データを復調する復調手段を備えて構成される。

第５請求項に係る発明は、同期信号に応答して第１フィ
ールドと第２フィールドとを検出するフィールド検出手
段と、検出された第１フィールドの検出信号を計数して
予め定める数のフィールドの周期信号を出力する計数手
段を含む。

第６請求項に係る発明は、同期信号から垂直同期信号を
分離する垂直同期信号分離手段と、計数手段から出力さ
れた周期信号と分離された垂直同期信号との同期／非同
期を検出する検出手段と、周期信号の垂直同期信号に対
する同期ずれが検出されたことに応答して、その同期ず
れを補正する補正手段とを含む。

第７請求項に係る発明は、最初のフレーミングコードが
検出されたことに応答して、クロック信号を計数して次
の予め定める数のフィールド先のフレーミングコードの
検出位置を予測するタイミング信号を発生する予測タイ
ミング信号発生手段と、検出された最初のフレーミング
コード検出信号と予測タイミング信号との位相の一致／
不一致を判別し、その判別結果に応答して各フィールド
の予め定める水平走査期間内にフレーミングコードの検
出タイミングを決定する手段を含む。

［作用コ この発明に係る文字放送信号発生装置は、色副搬送波信
号の周波数に対して比較的簡単な整数を分母と分子とす
る分数の関係になるビットレートを持ち、予め定める数
のフィールドごとにその各対応する水平走査期間内の同
一タイミングで同一位相になるように周期性を有するク
ロック信号と、予め定める数のフィールドを周期とする
周期信号とに応答して、各フィールドの予め定める水平
走査期間内でのフレーミングコードの先頭タイミングを
決定し、そのタイミングで各フィールドの予め定める水
平走査期間内にフレーミングコードと文字データとを複
合映像信号に多重して出力することができ、フレーミン
グコードと文字データとがカラーバーストや水平同期信
号に支障を来たすことがない。しかも、数フィールドを
周期とする周期信号によりフレーミングコードに周期性
を持たせることができるので、フレーミングコードによ
る誤り訂正効果を強化できる。

この発明に係る文字放送信号受信機は、受信されたテレ
ビジョン信号に含まれる色副搬送波周波数に対して比較
的簡単な整数を分母，分子とする分数の関係の周波数を
持ち、予め定める数のフィールドごとにその各対応する
水平走査期間内の同一タイミングで同一位相になるよう
に周期性を有するクロック信号を発生し、同期信号に応
答して予め定める数のフィールドを周期とする周期信号
を発生し、受信されたテレビジョン信号に多重された文
字放送信号からフレーミングコードを検出し、検出され
た予め定める数のフィールドのうちの先頭フィールドの
最初のフレーミングコード検出信号と周期信号とに応答
して各フィールドの予め定める水平走査期間内のタイミ
ングで以後のフレーミングコード検出信号を作成し、作
成されたフレーミングコード検出信号とクロック信号と
に応答して文字放送信号中の文字データが復調される。

その結果、各フィールドの予め定める水平走査期間内で
フレーミングコードの位相がずれていても、文字信号を
良好に復調することができる。

しかも、周期性のあるフレーミングコードを用いて誤り
訂正効果を強化できる。

［発明の実施例］ この発明ではサンプリングクロック信号の周波数ｆ。，
のビットレートとして、ｆ０κ−１４／１１Ｘｆｓ　ｃ
　，１５／１１Ｘｆｓ　ｃ　，１６／１１ＸｆＳＣの３
種類に選んだ場合のそれぞれについて説明する。

第１図はｆｃＫ＝１４／ｌｌｘｆ，ｅのとき、１フィー
ルド内の各Ｈの文字多重信号の相対的な位置関係を示す
波形図であり、第２図は同じく各フィールド間での文字
多重信号の相対的な位置関係を示す波形図である。

前述の第４０図で説明したように、ｆｃκ−１４　／　
１　１　Ｘ　ｆ　ｓ　ｃに選ぶと、ｆｃκ＝３６１．１
３８４Ｘｆｓ　＝　（３６１＋０．１３８４）ｘｆ）１
＝１１２８５５．７５Ｘｆｖとなる。色副搬送波信号の
周波数ｆ，。＝４．４３３６１８７５ＭＨｚより、サン
プリングクロックの周波数はｆ。Ｋ＝５．６４２７８７
５ＭＨｚとなる。以上の関係から、ＩＨごとに３６１ビ
ットずつ文字信号を多重すると、７Ｈ　（３２０Ｈ）の
文字信号に対して、８Ｈ（３２１Ｈ）の文字信号は０．
１３８４ビットだけ前縁の位相が進み、２２Ｈ　（３３
５Ｈ）の文字信号は２．０７６ビット位相が進むことに
なる。

一方、フィールド間における文字信号の相対的な位置関
係は第２図に示すようになる。すなわち、第１フィール
ドの第７Ｈ目の文字信号の位相に対して、３１３Ｈ後で
ある第２フィールドの３２０Ｈの文字信号の先頭は１１
３０３７ビット目になり、０．３１９２ビット位相が進
む。第３フィーノレドの７Ｈでは２２５７１２．５ビッ
ト目になり、第２フィールドの３２０Ｈにおける文字信
号に対してさらに位相が進むが、この発明では後述のご
とくサンプリングクロック信号が２フィールド毎に色副
搬送波信号の周波数ｆ，。対して逆相に切換えられるこ
とにより、第１フィールドにおける７Ｈの文字信号の位
相に一致することになる。

第３図はｆ。κ＝１５／１１Ｘｆ，。のとき、１フィー
ルド内の各Ｈの文字多重信号の相対的な位置関係を示す
波形図であり、第４図は同じく各フィールド間での文字
多重信号の相対的な位置関係を示す波形図である。

第３図を参照して、ｆｃｙ　−１５／ｌｌｘｆｓ０に選
んだとき、ｆｃ　Ｋ　＝３８６．９３４Ｘ　ｆＨ＝　（
３８７　　０．０６６）Ｘｆｅ　−１２０９１６．８７
５Ｘｆｖとなり、ｆｓ　ｃ−４．４３３６１８７５ＭＨ
ｚより、サンプリングクロックの周波数はｆｃ　Ｋ　＝
６．０４５８４３７５ＭＨｚとなる。

この関係から、ＩＨごとに３８７ビットずつ多重した場
合、７Ｈ　（３２０Ｈ）における文字信号の位相に対し
て、８Ｈ　（３２１Ｈ）では０．　　０６６ビットだけ
文字信号の位相が遅れ、９Ｈ　（３２２Ｈ）では０．１
３２ビットだけ位相が遅れ、２２Ｈ　（３３５Ｈ）では
０．９９ビット位相が遅れることになる。

一方、各フィールド間では、第４図に示すように、ｆ　
ｃ　Ｋ　＝　９　６　７　３　３　５　Ｘ　（　ｆ　ｖ
　／　８　）の関係より、８フィールド単位で多重位置
が一致する。

第５図はｆａｘ−１６／１１Ｘｆｇ（のとき、１フィー
ルド内の各Ｈの文字多重信号の相対的な位置関係を示す
波形図であり、第６図は同じく各フィールド間での文字
多重信号の相対的な位置関係を示す波形図である。

第５図において、ｆｃ　Ｋ　−１６／１　１Ｘ　ｆｇ　
ｃに選んだとき、ｆ　ｃ　Ｋ＝　４　１　２　．　　７
　２　９　６　Ｘ　ｆ　Ｈ＝　（４１３　　０．２７０
４）ＸｆＨ　”１２８９７３ｘ　ｆｖの関係にあり、ｆ
ｓ　ｃ−４．４３３６１８７５ＭＨｚより、ｆｃ　Ｋ　
＝６．４４８９ＭＨｚとなる。この関係から、１Ｈごと
に４１３ビットずつ多重した場合、７Ｈ　（３２０Ｈ）
の文字信号に対して、次の８Ｈ　（３２１）の文字信号
が０．２７０４ビット分だけ位相が遅れ、２２Ｈ　（３
３５Ｈ）では４．０５６ビット分だけ位相が遅れる。

一方、各フィールド間での文字多重信号の相対的な位置
関係は第６図に示すようになる。但し、ｆｃ　Ｋ　＝１
２８９７８Ｘｆｖとなるが、第１フィールドから第２フ
ィールドへは３１３Ｈの間隔があき、第２フィールドか
ら第１フィールドへは３１２Ｈの間隔があくため、２フ
ィールド単位で多重位置が一致することになる。

第７図はこの発明の一実施例が適用される文字多重放送
システムの構成例を示す概略ブロック図である。第７図
を参照して、カメラ１およびＶＴＲ２から出力された映
像信号はスイッチャ３によって切換えられ、スイッチャ
３から出力された音声信号はＲＦ変調器４に与えられて
変調され、ミキサ５に与えられる。一方、スイッチャ３
から出力された映像信号は文字信号多重化装置６に与え
られ、ここで文字信号が映像信号に多重され、ＲＦ変調
器７に与えられる。ＲＦ変調器７は文字信号の多重され
た映像信号を変調してミキサ５に与える。ミキサ５は音
声信号と文字信号が多重された映像信号とを混合し、ア
ンテナ８から空中に送信させる。

第８図はｆＣ　Ｋ　＝　１　４　／　１　１　Ｘ　ｆ　
ｇ　（の場合の文字信号多重装置の概略ブロック図であ
る。第８図を参照して、映像信号はバンドバスフィルタ
（ＢＰＦ）１１と同期分離回路１２と文字信号多重回路
２７とに与えられる。バンドパスフィルタ１１は映像信
号に含まれる色信号成分を分離するために設けられてお
り、分離された色信号成分は電圧水晶発振回路（ＶＣＸ
Ｏ１４）に与えられる。

同期分離回路１２は映像信号からコンポジット同期信号
を分離してバーストゲートパルス発生回路１３および４
Ｆ信号発生回路１６に与える。

バーストゲートバルス発生回路１３はカラーバースト部
分に相当するパルス信号を発生するために設けられてお
り、そのバーストゲートパルス信号をＶ　Ｃ　Ｘ　０１
４１．１ｍ与える。ｖＣＸＯ１４は色信号成分とバース
トゲートバルス信号とに応答して、色副搬送波信号の周
波数ｆｓ　ｃ　＝４．４３３６１８７５ＭＨｚと同じｆ
ｓｃ信号を発生してＰＬＬ回路１５に与える。ＰＬＬ回
路はｆｓｃ信号に同期した２ｆｃ．の周波数を有する２
ｆｃκ信号を発生してｆｃκ自動位相調整回路１７に与
える。

４Ｆ信号発生回路１６はコンポジット同期信号に応答し
て、第１フィールドと第２フィールドとを識別して、検
出し、第１フィールドを検出したことに応答して、４フ
ィールド周期信号４Ｆを発生してｆＣＫ自動位相調整回
路１７とアドレス発生回路１８に含まれている多重位置
タイミング発生回路１９とに与える。ｆＣＫ自動位相調
整回路１７は４フィールド周期信号４Ｆと２ｆＣＫ信号
との位相を調整し、周波数ｆｃＫのｆｃＫ信号を発生し
て多重位置タイミング発生回路１９に与える。

多重位置タイミング発生回路１９は４フィールド周期信
号４ＦとｆｃＫ信号とに応答して、前述の第２図に示し
た第１フィールドの７Ｈ，第２フィールドの３２０Ｈ，
第３フィールドの７Ｈ，第４フィールドの３２０Ｈのそ
れぞれの文字信号を多重する先頭位置を示すタイミング
信号を発生して同じアドレス発生回路１８に含まれる３
６１進カウンタ２０に与える。３６１進カウンタ２０は
多重位置を示すタイミング信号によってクリアされ、ｆ
ｃＫ信号を計数してアドレス信号をＲＡＭ２１に与える
。

文字データ記憶装置２２は伝送すべき文字データを記憶
するために設けられており、たとえばパーソナルコンピ
ュータや外部記憶装置などによって構成される。ＲＡＭ
インタフェース回路２３は文字データ記憶装置２２に記
憶されている文字データを読出してＲＡＭ２１に書込む
ために設けられている。ＲＡＭデータ読出回路２４はＲ
ＡＭ２１に書込まれた文字データを読出し、パラレル／
シリアル変換し、論理０．　　１のＴＴＬレベルで信号
を出力する。この信号はアンプ２５に与えられる。アン
プ２５はその信号の出力インピーダンスを７５Ωにイン
ピーダンス変換するために設けられており、このアンプ
２５の出力はローパスフィルタ（ＬＰＦ）２６に与えら
れ、波形が正弦波に整形される。ローバスフィルタ２６
から出力された文字信号は文字信号多重回路２７に与え
られ、文字信号が映像信号に多重される。文字信号の多
重された映像信号はアンプ２８によって増幅され、文字
多重信号として出力される。

第９図はｆｃ　ｘ　−　１　５　／　１　１　Ｘ　ｆ　
ｓ（の場合の文字信号多重装置の概略ブロック図である
。この第９図に示した文字信号多重装置は、前述の第８
図に示した４Ｆ信号発生回路１６に代えて８Ｆ信号発生
回路２９が設けられるとともに３６１進力ウンタ２０に
代えて３８７進カウンタが設けられた以外は第８図と同
じである。８Ｆ信号発生回路２９はコンポジット同期信
号の第１フィールドを検出したことに応答して、８フィ
ールド周期信号８Ｆを発生するために設けられている。

多重位置タイミング発生回路１９は８フィールド周期信
号８ＦとｆＣＫ信号とに応答して、前述の第４図に示し
たように、第１フィールドの７Ｈ，第２フィールドの３
２０Ｈ，第３フィールドの７Ｈ，第４フィールドの３２
０Ｈ，第５フィールドの７Ｈ，第６フィールドの３２０
Ｈ，第７フィールドの７Ｈ，第８フィールドの３２０Ｈ
，第９フィールドの７Ｈのそれぞれの文字信号を多重す
るタイミング信号を発生して３８７進カウンタ３０に与
える。３８７進カウンタ３０は多重位置タイミング発生
回路１９から出力された各フィールドごとの文字信号の
多重位置を示すタイミング信号によってクリアされ、ｆ
ｃＫ信号を計数してＲＡＭ２１にアドレス信号を与える
。それ以外の動作は前述の８図と同じである。

第１０図はｆ。Ｋ−１６／１１Ｘｆ５。の場合の文字信
号多重装置の概略ブロック図である。この第１０図に示
した文字信号多重装置は、第８図に示した４Ｆ信号発生
回路１６に代えて２Ｆ信号発生回路３１が設けられ、ア
ドレス発生回路１８の３６１進カウンタ２０に代えて４
１３進カウンタ３２が設けられたものであって、前述の
第５図および第６図に示した各フィールド内で文字多重
信号を発生する。２Ｆ信号発生回路３１は同期信号の第
１フィールドを検出したことに応答して、２フィールド
周期信号２Ｆを発生し、ｆＣＫ自動位相調整回路１７と
多重位置タイミング発生回路１９とに与える。多重位置
タイミング発生回路１９は２フィールド周期２Ｆに応答
して、前述の第６図に示したように第１フィールドの７
Ｈ，第２フィールドの３２０Ｈで文字信号を多重するた
めのタイミング信号を発生する。４１３進カウンタ３２
はそのタイミング信号によってクリアされ、ｆｏκ信号
を計数してアドレス信号をＲＡＭ２１に与える。それ以
外の動作は前述の第８図と同じである。

第１１図はｆｃκ−１４／ｌｌｘｆ，　ｃの場合の文字
信号多重装置の他の例を示す概略ブロック図である。こ
の第１１図に示した例は、第８図に示したＲＡＭ２１と
文字データ記憶装置２２とＲＡＭインタフェース回路２
３とに代えてＲＯＭ３３が設けられ、ＲＡＭデータ読出
回路２４に代えてＲＯＭデータ読出回路３４が設けられ
、ｆｃＫ自動位相調整回路１７が省略され、２ｆｃＫ信
号を発生するＰＬＬ回路１５に代えてｆＣＫ信号を発生
するＰＬＬ回路３５が設けられる。それ以外の構成は第
８図と同じである。

ＰＬＬ回路３５はｖＣＸＯ１４から発生サレタｔｓｃ信
号に応答して、ｆｃＫ信号を発生して多重位置タイミン
グ発生回路１９に与えるために設けられている。すなわ
ち、この第１１図に示した例では、第８図に示したよう
な４フィールド周期信号４Ｆをｆ。，信号の位相に合わ
せるための調整が行なわれない。ＲＯＭ３３には表示す
べき文字データが記憶されていて、３６１進カウンタ２
０からアドレス信号がＲＯＭ３３に与えられると、対応
の文字データが読出される。ＲＯＭデータ読出回路３４
はＲＯＭ３３から読出された文字データをパラレル／シ
リアル変換してアンプ２５に出力する。それ以外の動作
は前述の第８図と同じである。

第１２図は第８図ないし第１０図に示した文字信号多重
装置に含まれる２ｆＣＫ発生用のＰＬＬ回路の具体的な
ブロック図である。第１２図を参照して、１１分周回路
１５１にはｆ，。信号が入力される。１１分周回路１５
１は４．４３６１８７５ＭＨｚのｔｓｃ信号を１１分周
して、４０３．０５６２５ｋＨｚの出力信号ａを位相比
較器１５３に与える。位相比較器１５３は１１分周回路
１５１の出力信号ａとｋ分周回路１５２の出力信号ｂと
の位相を比較するために設けられる。ｋ分周回路１５２
は電圧制御発振器（ＶＣＯ）１５５の出力をｋ分周する
ために設けられており、ｆｃＫ一１　４　／　１　１　
Ｘ　ｆ　ｓ　ｃのときｋ−２８，　　ｆｃ　Ｋ　＝１５
／１１Ｘｆｓｃのときｋ−３０，ｆｃｘ　＝１６／１１
Ｘｆｓｃのときｋ−３２というように分周比が定められ
る。

位相比較器１５３は１１分周回路１５１の出力信号ａと
ｋ分周回路の出力信号ｂとの位相差に応じたパルス信号
を出力してローバスフィルタ（ＬＰＦ）１５４に与える
。ローバスフィルタ１５４は位相比較器１５３から出力
されたパルス信号に応答して直流電圧をＶＣＯ１５５に
与える。ｖＣＯｌ５５は入力された直流電圧に応答して
２ｆ０κ信号を出力する。

なお、ｆ　（　Ｋ　＝　１　４　／　１　１　Ｘ　ｆ　
ｓ　ｃのとき２ｆＣ　Ｋ　−１　１．２８５５７５ＭＨ
ｚとなり、ｆｃＫ＝　１　５　／　１　１　ｘ　ｆ　ｓ
　（のとき２ｆ。，−１２．０９１６８７５ＭＨｚとな
り、ｆａｒ：−１６／１１ＸｆＳＣのとき２ｆｃＫ−１
２．８９７８ＭＨｚとなる。

第１３図は第１１図に示したｆ。，発生用のＰＬＬ回路
を示す概略ブロック図である。第１３図を参照して、Ｐ
ＬＬ回路３５は、第１２図に示した２ｆＣＫ発生用のＰ
ＬＬ回路１５と同様にして、１１分周回路１５１とｋ分
周回路１５２と位相比較器１５３とローバスフィルタ１
５４とＶＣＯ１５５とを含む。但し、ｋ分周回路１５２
の分周比は第１２図に示した例に比べてその分周比が１
／２に設定されている。すなわち、ｋ分周回路１５２の
分周比は、ｆｏκ＝１４／１１Ｘｆ，。のときｋ−１４
に選ばれ、そのときのｆＣＫ信号の周波数ｆｅＫは５．
６４２７８７５ＭＨｚとなり、ｆｊκ＝１５／１１Ｘｆ
５　（のときｋ＝１５に選ばれ、ｆｃκ信号の周波数ｆ
。κは６．０４５８４３７５ＭＨｚとなり、ｆａｘ＝１
６／１１Ｘｆ，。のときｋ−１６に選ばれ、ｆｃＫ信号
の周波数ｆＣＫは６．４４８９ＭＨｚとなる。

第１４図は垂直同期信号と４フィールド周期信号４Ｆと
８フィールド周期信号８Ｆと２フィールド周期信号２Ｆ
との関係を示す図である。第１４図を参照して、前述の
第１０図に示した２Ｆ信号発生回路３１は各フィールド
の垂直同期信号を検出し、その検出出力を２分周するこ
とによって２フィールド周期信号２Ｆを出力する。第８
図に示した４Ｆ信号発生回路１６は２フィールド周期信
号をさらに２分周して４フィールド周期信号４Ｆを出力
する。第９図に示した８Ｆ信号発生回路２９は４フィー
ルド周期信号４Ｆをさらに２分周して８フィールド周期
信号８Ｆを出力する。

第１５図は第８図ないし第１０図に示したｆｃ，自動位
相調整回路の具体的なブロック図である。

４フィールド周期信号４Ｆの立上がりはｆ。，の立上が
りに対して十分なマージンを持つ必要がある。しかしな
がら、４フィールド周期信号４Ｆは映像信号から第８図
に示した同期分離回路１２によって同期分離した信号で
作っているため、受信電界強度や電波伝播状態などの影
響を受け、ふらついている。また、ｆｃκ信号の立上が
りとほぼ同一のタイミングになることもある。そこで、
４フィールド周期信号の立上がりをｆｃＫ信号の立上が
りに対して十分なマージンを持つように位相調整するた
めにｆ。Ｋ自動位相調整回路２７が設けられている。

第１５図を参照して、ｆｃＫ自動位相調整回路２７の構
成について説明する。第８図に示したＰＬＬ回路１５か
ら２ｆＣＫ信号がインバータ１８０とディレーライン１
８４とに与えられる。インバータ１８０は２ｆＣＫ信号
を反転してＤタイプフリップフロツプからなる２分周回
路１８１に与える。２分周回路１８１は２ｆｏＫ信号を
２分周したクロック信号をディレーライン１８２に与え
る。ディレーライン１８２はクロック信号を所定の遅延
量だけ順次遅延して異なる位相のｆ。Ｋ信号を出力する
ために設けられており、それぞれの遅延出力はデータセ
レクタ１８３に与えられる。

データセレクタ１８３は後述の２ビットカウンタ１７９
の出力に基づいて、ディレーライン１８２のいずれかの
遅延出力を選択する。ディレーライン１８４は２ｆ０κ
信号を所定量だけ遅延して異なる位相の２ｆｃ，信号を
出力するために設けられており、それぞれの遅延出力は
データセレクタ１８５に与えられる。データセレクタ１
８５は２ビットカウンタ１７９の出力に基づいて、ディ
レーライン１８４のいずれかの遅延出力を選択する。

第８図に示した４Ｆ信号発生回路１６から４フィールド
周期信号４Ｆがインバータ１７１と単安定マルチバイブ
レータ１７２，１７３とに与えられる。なお、第９図に
示した例では８フィールド周期信号８Ｆが入力され、第
１０図に示した例では２フィールド周期信号２Ｆが入力
される。インバータ１７１は４フィールド周期信号４Ｆ
を反転し、Ｄタイプフリップフ口ップ１７４のＤ入力端
に与える。Ｄタイプフリップフ口ップ１７４は４フィー
ルド周期信号４Ｆとｆ。κ信号との位相を比較するため
に設けられている。Ｄタイプフリップフ口ップ１７４の
クロック入力端には前述のデータセレクタ１８３から遅
延されたｆＣＫ信号が入力される。Ｄタイプフリップフ
ロツプ１７４のＱ出力とインバータ１７１の出力はＡＮ
Ｄゲート１７５に与えられる。

ＡＮＤゲート１７５は４フィールド周期信号４Ｆが″Ｌ
″　レベルに立下がってからｆＣＫ信号が“Ｈ”レベル
に立上がるまでの期間、すなわち、４フィールド周期信
号４Ｆとｆ。κ信号との位相差に対応したパルス信号を
出力してクロックイネーブル端子付１ビットカウンタ１
７６のイネーブル端子に与える。カウンタ１７６は、Ａ
ＮＤゲト１７５の出力信号Ｃに応答して、前述の位相差
の大きさを検出するために設けられている。このために
カウンタ１７６のクロック入力端には前述のデータセレ
クタ１８５から遅延された２ｆＣＫ信号が与えられる。

また、カウンタ１７６のクリア入力端には単安定マルチ
バイブレータ１７２からクリアパルスが与えられる。こ
の単安定マルチバイブレータ１７２は４フィールド周期
信号４Ｆが“Ｌ”レベルに立下がってから所定の時間経
過後にクリアパルスを発生するために設けられている。

カウンタ１７６の出力はインバータ１７７によって反転
されてＡＮＤゲート１７８の一方入力端に与えられる。

ＡＮＤゲート１７８の他方入力端には単安定マルチバイ
ブレータ１７３からカウントパルスが与えられる。単安
定マルチバイブレ−タ１７３は４フィールド周期信号４
Ｆが“Ｌ″レベルに立下がりかつクリアパルスが出力さ
れる前にカウントパルスを出力するために設けられてい
る。ＡＮＤゲート１７８の出力は２ビットカウンタ１７
９のクロック入力端に与えられる。２ビット力ウンタコ
７９は、前述の各フィールド周期信号とｆＣＫ信号との
位相差が所定の範囲内となるようにディレーライン１８
２，１８４の遅延出力を選択するための信号を出力する
。このために、２ビットカウンタ１７９のＱＡ出力とＱ
Ｂ出力はそれぞれデータセレクタ１８３，１８５に与え
られる。

第１６図は第１５図に示したｆｃκ自動位相調整回路の
動作を説明するための波形図である。

次に、第１６図を参照して第１５図に示したｆ。Ｋ自動
位相調整回路の動作について説明する。

第１６図（Ａ）に示すように、４フィールド周期信号４
Ｆが“Ｌ″レベルに立下がると、インバータ１７］の出
力は“Ｈ”レベルに立上がり、Ｄタイプフリップフロッ
プ１７４はｆ。Ｋ信号ｂの立上がりでそのＱ出力を“Ｌ
”レベルにする。ＡＮＤゲート１７５は４フィールド周
期信号４Ｆが″Ｌ”　レベルに立下がってからクロック
信号ｂが立上がるまでの期間だけ“Ｈ”レベルになる信
号Ｃをカウンタ１７６にイネープル信号として与える。

カウンタ１７６はイネーブル信号が“Ｈ”レベルになり
、２ｆＣＫ信号ａが立上がるタイミングでそのＱＡ出力
ｄを“Ｈ″レベルにする。カウンタ１７６の出力ｄはイ
ンバータ１７７によって反転され、“Ｌ”　レベルにな
る。その結果、ＡＮＤゲート１７８が閉じられ、単安定
マルチバイブレータ１７３から出力されたカウントパル
スは２ビットカウント１７９に与えられない。このため
、２ビットカウンタ１７９のＱＡ，ＱＢの各出力は“Ｌ
”レベルとなっており、その結果、データセレクタ１８
３，１８５はそれぞれディレーライン１８２，１８４の
最も遅延量の少ない信号を選択する。

ＡＮＤゲート１７５の出力信号Ｃとｆ。Ｋ信号ｂとが第
１６図（Ｅ）に示すような関係になると、信号ｃが“Ｈ
”レベルになっている期間には２ｆＣＫ信号ａは１回し
か立上がっていないため、カウンタ１７６は１回だけ２
ｆｏＫ信号を計数する。

この場合にも、ＡＮＤゲート１７８から’Ｈ”　レベル
に立上がるパルス信号ｅが２ビットカウンタ１７９に与
えられない。

第１６図（Ｆ）に示すように、ＡＮＤゲート１７５の出
力であるゲート信号Ｃの期間内に２ｆｏ，信号が２回立
上がると、カウンタ１７６は２ｆ。Ｋ信号を２回計数し
、その結果ＡＮＤゲート１７８が開かれ、２ビットカウ
ンタ１７９にパルス信号ｅが与えられる。２ビットカウ
ンタ１７９のＱＡ出力は“Ｈ″レベルになり、データセ
レクタ１８３．１８５はそれぞれディレーライン１８２
．１８４の次の遅延されたｆ。，信号と２ｆｃκ信号と
を出力する。さらに、第１６図（Ｇ）に示すようなタイ
ミングになると、ゲートパルスＣの期間の間に２ｆｃκ
信号ａが１回も立上がらないため、カウンタ１７６は２
ｆｃＫ信号を計数しない。

この場合にも、ＡＮＤゲート１７８が開かれ、パルス信
号ｅが２ビットカウンタ１７９に与えられる。そして、
２ビットカウンタ１７９の出力に応答して、データセレ
クタ１．８３，１８５はそれぞれディレーライン１８２
，１８４の遅延出力を選択する。

上述のごとく、ＡＮＤゲート１７５の出力であるゲート
信号Ｃと２ｆ，κ信号ａとによってカウンタ１７６が動
作し、このカウンタ１７６の計数値が「１」以外のとき
にＡＮＤゲート１７８からパルス信号ｅを発生し、この
パルス信号ｅを２ビットカウンタ１７９で計数し、この
計数出力に応答して、データセレクタ１８３，１８５が
それぞれディレーライン１８２，１８４から最適な位相
の２ｆＣＫ信号ａとｆｃκ信号ｂとを出力することによ
り、第１６図（Ｈ）ないし（Ｊ）に示すように、４フィ
ールド周期信号４Ｆとｆｃκ信号との位相を調整するこ
とができる。

第１７図は第８図および第９図に示したアドレス発生回
路の具体的なブロック図である。第１７図を参照して、
アドレス発生回路１８は多重位置タイミング発生回路１
９とｋ進カウンタ２０とを含む。ｋ進カウンタ２０は、
ｆｃＫ＝１４／１１ｘｆ，ｃのとき３６１進カウンタが
用いられる。

クリアパルス発生回路１９１は４フィールド周期信号４
Ｆが“Ｌ”レベルに立下がってから所定時間後にクリア
パルスｄを出力するために設けられている。クリアバル
スｄはカウンタ１９２をクリアする。カウンタ１９２に
はｆＣＫ信号ｂがクロック信号として与えられる。カウ
ンタ１９２は４フィールド期間の間クロック信号を計数
するために設けられており、その計数出力はデコード回
路１９３に与えられる。

デコード回路１９３は各フィールドにおいて文字信号が
多重される位置を示す信号を出力する。

すなわち、デコード回路１９３は前述の第２図に示した
ように、第１フィールドの７Ｈ目，第２フィールドの３
２０Ｈ目，第３フィールドの７Ｈ目・・・ごとにパルス
信号ｅをクリア信号として出力し、ｋ進カウンタ２０に
与える。４フィールド周期信号ａとｆ。Ｋ信号ｂとはＥ
ＸＯＲゲート１９４に入力され、このＥＸＯＲゲート１
９４から２フィールドごとに位相が逆転する２相クロッ
ク信号Ｃが出力され、この２相クロック信号Ｃはｋ進カ
ウンタ２０に与えられる。ｋ進カウンタ２０はデコード
回路１９３から出力されたパルス信号ｅによってクリア
され、２相クロック信号Ｃを計数し、アドレス信号を出
力する。

第１９図ないし第２１図は第１７図に示したアドレス発
生回路の動作を説明するための波形図である。

クリアパルス発生回路１９１は第１９図（Ｂ）に示す４
フィールド周期信号４Ｆが“Ｌ”レベルに立下がってか
らたとえば第１フィールドの７Ｈ目で第１９図（Ｃ）に
示すクリアパルスｄを発生してカウンタ１９２をクリア
する。その後、カウンタ１９２は第２０図（Ｄ）に示す
ｆＣＫ信号ｂを計数する。カウンタ１９２の計数出力は
デコード回路１９３によってデコードされる。デコード
回路１９３はカウンタ１９２の計数値が０，１１３０３
６，２２５７１２．３３８７４９になるときクリア信号
ｅをｋ進カウンタ２０に与える。

一方、ＥＸＯＲゲート１９４は４フィールド周期信号ａ
とｆ。，信号ｂとの排他的論理和をとり、第２０図（Ｅ
）に示すように、位相が２フィールドごとに逆転する２
相クロック信号Ｃを出力してｋ進カウンタ２０に与える
。ｋ進カウンタ２０は２相クロック信号Ｃを計数し、各
フィールドにおける７Ｈないし２２Ｈの多重タイミング
を示すアドレス信号を出力する。ここで、４フィールド
周期信号４Ｆが“Ｌ“レベルのときには、２相クロック
信号Ｃはｆ。Ｋ信号と位相が一致しているが、４フィー
ルド周期信号４Ｆが“Ｈ”レベルの期間、２相クロック
信号Ｃはｆ。Ｋ信号の極性が反転したパルスとなってい
る。したがって、ｋ進カウンタ２０がクリア信号の“Ｈ
”レベル期間に２相クロック信号Ｃによって同期してク
リアされることにより、デコード回路１９３のデコード
出力があたかもサンプリングし直されたようになり、第
２０図（Ｇ）に示すように、第１フィールドで「１」，
第２フィールドでｒｌｌ３０３７Ｊ，第３フイルドでｒ
２２５７１２．５Ｊおよび第４フイルドでｒ３３８７４
９．５Ｊの値を得ることができる。これらのタイミング
が各フィールドごとに文字信号を多重するタイミングと
なる。

なお、ｆ　Ｃ　Ｋ　−　１　５　／　１　１　Ｘ　ｆ　
ｓ　ｃのときには、ｋ進カウンタ２０は３８７進カウン
タによって構成され、デコード回路１９３からは第２１
図（Ｆ）に示すようなタイミング信号ｅが出力され、ｋ
進カウンタ２０によってサンプリングし直されたように
なって、第１フィールドないし第８フィールドにおいて
第２１図（Ｇ）に示すようなタイミング信号が出力され
る。

第１８図はｆｃＫ−１６／１１Ｘｆ５　ｏの場合におけ
るアドレス発生回路の概略ブロック図である。この第１
８図に示したアドレス発生回路は前述の第１７図に示し
たＥＸＯＲゲート１９４が省略され、ｋ進カウンタ２０
に代えて４１３進カウンタ３２が設けられる。この４１
３進カウンタ３２にはｆｃκ信号がクロック信号として
与えられる。

第２２図は第１８図に示したアドレス発生回路の動作を
説明するための波形図である。

ｆｃ　Ｋ　−１６／１　１Ｘ　ｆ４Ｂ　（の場合には、
第６図に示したように、第１フィールドの７Ｈが１ビッ
ト目であり、第２フィールドの３２０Ｈ目が１２９１８
５ビット目であり、前述のｆｃＫ−１４／ｌｌｘｆ，。

のときやｆｃｘ＝１５／１１Ｘｆｓｃのときのように２
相クロック信号が用いられない。デコード回路１９３は
カウンタ１９２の計数出力をデコードし、０ビット目と
１２９１８４ビット目にクリア信号ｅを４１３進カウン
タ３２に与えてクリアする。その後、４１３進カウンタ
３２はｆ。κ信号ｂを計数して第１フィールドの７Ｈな
いし２２Ｈ，第２フィールドの３２０Ｈないし３３５Ｈ
において第５図に示すようなタイミングで文字信号を多
重するためのアドレス信号を出力する。

第２３図はこの発明の一実施例の文字放送信号受信機の
概略ブロック図である。第２３図を参照して、アナテナ
５０を介してチューナ５１によって放送電波が受信され
、チューナ５１から音声中間周波数信号と映像中間周波
数信号とが出力される。音声中間周波数信号は音声中間
周波数増幅器５２に与えられて中間周波数増幅され、映
像中間周波数信号は映像中間周波数増幅器５６に与えら
れて中間周波増幅される。音声中間周波数増幅器の出力
は音声検波回路５３に与えられて音声信号が検波され、
その音声信号はアンプ５４によって増幅されてスピーカ
５５に与えられる。

一方、映像中間周波数増幅器５６の出力信号は映像検波
回路５７に与えられ、映像信号が出力される。この映像
信号は映像処理回路５８と文字信号処理回路５９とに与
えられる。映像処理回路５８は映像信号を処理し、ＲＧ
Ｂ切換回路６０に与える。文字信号処理回路５９は文字
信号を復調し、ＲＧＢ切換回路６０に与える。ＲＧＢ切
換回路６０は映像信号または文字信号に応じてＲＧＢを
切換え、ＣＲＴ６１に表示させる。

第２４図は文字信号処理回路の概略ブロック図である。

第２４図を参照して、前述の第２３図に示した映像検波
回路５７から出力された映像信号はバンドパスフィルタ
６２と同期分離回路６４とコンパレータ６９とに与えら
れる。バンドパスフィルタ６２は映像信号に含まれる色
信号成分を分離するために設けられており、分離された
色信号成分はＶＣＸＯ６３に与えられる。同期分離回路
６４は映像信号からコンポジット同期信号を分離して、
バーストゲートパルス発生回路６５およびｋＦ信号発生
回路６７に与える。

バーストゲートパルス発生回路６５はカラーバースト部
分に相当するパルス信号を発生するために設けられてお
り、そのバーストゲートバルス信号をＶＣＸＯ６３に与
える。ＶＣＸＯ６３は色信号成分とバーストゲートパル
ス信号とに応答して、色副搬送波信号と同じ周波数４．
５３３６１８７５ＭＨｚのｆ，。信号を発生してＰＬＬ
回路６６に与える。ＰＬＬ回路６６はｆ，。信号に応答
してサンプリングクロック信号となるｆ。κ信号を発生
してフレーミングコード検出保護回路６８に与える。

ｋｆ信号発生回路６７はコンポジット同期信号からビッ
トレートに応じたフィールド信号を発生するために設け
られている。なお、ｋ　ｆ信号発生回路６７は、ｆｃｒ
＋　＝１４／ｌｌｘｆ，Ｃのとき４フィールド周期信号
４Ｆを発生し、ｆｏ，＝１５／１１Ｘｆ，。のとき８フ
ィールド周期信号８Ｆを発生し、ｆ　（　Ｋ＝　１　６
　／　１　１　×ｆ　ｓ　ｃのとき２フィールド周期信
号２Ｆを発生する。ここでは、４フィールド周期信号４
Ｆを発生するものとして説明する。ｋｆ信号発生回路６
７から発生された４フィールド周期信号４Ｆはフレーミ
ングコード検出保護回路６８に与えられる。

コンバレータ６９は映像信号に含まれる文字信号成分を
抽出するために設けられていて、抽出された文字信号は
フレーミングコード検出保護回路６８と誤り訂正回路７
０とに与えられる。フレーミングコード検出保護回路６
８は入力されたフレーミングコード自体が持っている誤
り訂正機能に基づいて誤り訂正を行なうとともに、フラ
イホイ一ル効果による誤り訂正を行なう。このフライホ
イール効果による訂正は後述の第２９図において説明す
る。フレーミングコード検出保護回路６８によって検出
されたフレーミングコードとコンパレータ６９から出力
された文字信号は誤り訂正回路７０に与えられる。

誤り訂正回路７０はフレーミングコードと文字データと
から誤り訂正を行ない、文字データをＣＰＵ７１に与え
る。ＣＰＵ７１は入力された文字データの解析を行ない
、表示制御回路７２を介してビデオメモリ７３に文字情
報を書込む。表示制御回路７２はビデオメモリ７３から
同期信号に同期して文字フォントを読出し、ＲＧＢ出力
回路７４に与える。ＲＧＢ出力回路７４は読出された文
字フォントをＲＧＢ信号に変換して出力する。

第２５図は第２４図に示したｋｆ信号発生回路とその保
護回路を示すブロック図である。第２５図を参照して、
第２４図に示した同期分離回路６４から出力された負極
性のコンポジット同期信号がインバータ８１．８６に与
えられて極性反転が行なわれる。インバータ８１の出力
には積分回路８２が接続されていて、コンポジット同期
信号が積分されて水平同期信号が除去され、垂直同期信
号のみが抽出される。この垂直同期信号はバッファ８３
によって波形整形され、Ｄタイプフリップフロップ８４
のＤ入力端に与えられる。

インバータ８６で極性反転されたコンポジット同期信号
はＤタイプフリップフロップ８４のクロック入力端に与
えられるとともに、単安定マルチバイブレーク８７に与
えられる。Ｄタイプフリップフロップは積分回路８２の
出力をコンポジット同期信号と同期をとるために設けら
れており、その出力は単安定マルチバイブレータ８５と
ＣＰＵ９０とに与えられる。単安定マルチバイブレーク
８５は垂直同期信号の前縁でパルス信号を発生してＤタ
イプフリップフロップ８９のクロック入力端に与える。

単安定マルチバイブレータ８７はコンポジット同期信号
に応答して、３／４Ｈ期間だけ“Ｈ”レベルになる３／
４Ｈバルスを発生するために設けられており、発生され
た３／４Ｈパルスは単安定マルチバイブレータ８８に与
えられる。単安定マルチバイプレータ８８は３／４Ｈパ
ルスの前縁でパルス信号ｅを発生し、Ｄタイプフリップ
フロップ８９のＤ入力端に与える。Ｄタイプフリップフ
ロップ８９は単安定マルチバイブレーク８５の出力信号
Ｃと単安定マルチバイブレータ８８の出力信号ｅとに応
答して、２フィールド周期信号２Ｆを出力する。この２
フィールド周期信号２Ｆはインバータ９１を介して２分
周回路としてのＤタイプフリップフロップ９２に与えら
れるとともに、インバータ９３を介してＤタイプフリッ
プフロップ回路９４に与えられる。Ｄタイプフリップフ
ロップ９４はＤタイプフリップフロップ９５とともに４
分周回路を構成している。Ｄタイプフリップフロツプ９
２は２フィールド周期信号２Ｆを２分周して４フィール
ド周期信号４Ｆを出力する。

なお、ｆｃ　Ｋ　＝１　５／１　ｌｘ　ｆ５　Ｃに選ん
だときには、Ｄタイプフリップフロップ９４．９５は２
フィールド周期信号２Ｆを４分周して８フィールド周期
信号８Ｆを出力する。４フィールド周期信号４Ｆと８フ
ィールド周期信号８ＦとはＣＰＵ９０に与えられる。

ＣＰＵ９０は垂直同期信号と４フィールド周期信号４Ｆ
または８フィールド周期信号８Ｆとの同期を監視するた
めに設けられている。すなわち、入力された映像信号の
Ｓ／Ｎ比が悪くなると、ｋｆ信号発生回路６７が誤動作
を起こすことがある。

誤動作を生じて４フィールド周期信号４Ｆまたは８フィ
ールド周期信号８Ｆと垂直同期信号との同期がとれなく
なったことを検知すると、ＣＰＵ９０はＤタイプフリッ
プフロツプ９２，９４．９５にプリセットパルスを与え
るかあるいはクリアパルスを与えて誤動作から保護して
いる。

第２６図ないし第２８図は第２５図に示したｋｆ信号発
生回路の動作を説明するための波形図である。

次に、第２５図ないし第２８図を参照して、１（ｆ信号
発生回路６７の動作について説明する。第２６図（Ａ）
に示す負極性のコンポジット同期信号はインバータ８１
によって反転され、積分回路８２によって水平同期信号
が除去され、垂直同期信号成分のみがバッファ８３に与
えられる。バッファ８３は垂直同期信号を波形整形し、
第２６図（Ｂ）に示すような矩形波信号ａを出力する。

この矩形波信号ａはＤタイプフリップフロップ８４によ
ってコンポジット同期信号と同期がとられ、第２６図（
Ｃ）に示すような垂直同期信号ｂが得られる。単安定マ
ルチバイブレータ８５は第２６図（Ｄ）に示すように垂
直同期信号ｂの前縁で“Ｌ”レベルに立下がるパルス信
号Ｃを発生する。

一方、単安定マルチバイブレーク８７はコンポジット同
期信号に応答して、第２６図（Ｅ）に示すように、３／
４Ｈ幅のパルス信号ｄを発生する。

単安定マルチバイブレータ８８はこの３／４Ｈ幅のパル
ス信号の前縁で第２６図ＣＦ）に示すようなパルス信号
ｅを発生する。Ｄタイプフリップフロップ８９は単安定
マルチバイブレータ８５からパルス信号Ｃが出力され、
その立上がるタイミングで単安定マルチバイブレータ８
８の出力信号ｅをラッチし、そのＱ出力から第２６図（
Ｇ）に示すような“Ｌ“レベル信号ｆを出力する。

Ｄタイプフリップフロップ８９は第２７図に示す第２フ
ィールドにおいて、単安定マルチバイブレータ８５の出
力のパルス信号Ｃが立上がるタイミングにおいて、単安
定マルチバイブレータ８８の出力のパルス信号ｅが“Ｈ
”　レベルになっていることにより、そのＱ出力を第２
７図（Ｆ）に示すような“Ｈ”レベル信号ｆにする。そ
の結果、Ｄタイプフリップフロップ８９のＱ出力から第
２８図（Ｂ）に示す２フィールド周期信号２Ｆが出力さ
れる。

一方、Ｄタイプフリップフロップ９２は上記２フィール
ド周期信号２Ｆを２分周し、第２８図（Ｃ）に示すよう
な４フィールド周期信号４Ｆを出力し、Ｄタイプフリッ
プフロップ９４．９５は２フィールド周期信号２Ｆを４
分周し、第２８図（Ｄ）に示すような８フィールド周期
信号８Ｆを出力する。なお、第２８図（Ａ）は第２６図
および第２７図の（Ｄ）にも示した単安定マルチバイブ
レータ８５の出力信号Ｃを示している。ＣＰＵ９０は４
フィールド周期信号４Ｆまたは８フィールド周期信号８
Ｆと垂直同期信号とのタイミングを監視していて、もし
４フィールド周期信号４Ｆまたは８フィールド周期信号
８Ｆのタイミングが垂直同期信号に対してずれると、Ｄ
タイプフリップフロップ９２または９４．９５にリセッ
トパルスまたはクリアパルスを出力して、同期をとる。

第２９図はフレーミングコード検出保護回路６８の具体
的なブロック図である。第２９図を参照して、フレーミ
ングコード検出保護回路６８の主要部分の構成について
説明する。ＥＸＯＲゲート１０９は４フィールド周期信
号４Ｆとｆ。，信号との排他的論理和をとり、２相クロ
ック信号を発生するために設けられている。シフトレジ
スタ１０１は文字データを受け、２相クロック信号に同
期してシリアルな文字データをパラレルな信号に変換す
るために設けられている。フレーミングコードデコード
回路１０２はシフトレジスタ１０１からパラレルな文字
データを受け、フレーミングコードを検出する。このフ
レーミングコードデコード回路１０２はフレーミングコ
ードの誤り訂正回路を含んでいる。

ゲートパルス発生回路１１０は４フィールド周期信号４
Ｆとコンポジット同期信号に応答して、第１フィールド
の文字信号を多重している最初のＩＨの期間だけ“Ｈ”
レベルとなる信号ａと、各フィールドで文字信号を多重
している期間だけ“Ｈ″レベルになる信号ｂとを出力す
る。ｋ進カウンタ１０５はｆａＫ”１４／ｌｌｘｆ，ｅ
のとき、ｋ−４５１，４２３となり、ｆＢ−１５／１１
Ｘｆｓｃのときｋ−９６７，３３５となり、ｆ　（　Ｋ
　−　１　６　／　１　１　Ｘ　ｆ　ｓ　ｃのときｋ＝
２５７，９５７となるように設定される。

デコード回路１０６はｋ進カウンタ１０５の計数出力を
デコードし、各フィールドにおける最初のフレーミング
コードを示すタイミング信号ｅと、第１フィールドのフ
レーミングコードから次の４フィールド先のフレーミン
グコードの位置を予測するタイミング信号ｆとを出力す
るために設けられている。［進カウンタ１０８は２相ク
ロック信号を計数し、各フィールドの７Ｈないし２２Ｈ
，３２０Ｈないし３３５Ｈにおけるフレーミングコード
の位置を予測するタイミング信号ｇを内部で作成するた
めに設けられている。この【進カウンタ１０８はｆ　Ｃ
　Ｋ　−　１　４　／　１　１　Ｘ　ｆ　ｓ　ｃのとき
ｔ＝３６１，ｆｌｙ−１５／１１Ｘｆｓ　ｃのとき悲＝
３８７．ｆｃＫ＝１６／１１Ｘｆｇ　Ｃのとき麩一４１
３となるように選ばれる。ｍ進カウンタ１１７とｎ進カ
ウンタ１１８はフレーミングコードの前方，後方の保護
のために設けられていて、ｍ進カウンタ１１７はフレー
ミングコードの周期性が確定したことを検出し、ｎ進カ
ウンタ１１８はフレーミングコードの周期性が崩れたこ
とを検出する。

第３０図ないし第３３図はｆｃｘ＝１４／１１ｘｉｃと
きのフレーミングコード検出保護回路の動作を説明する
ための波形図である。

次に、第２９図ないし第３３図を参照して、フレーミン
グコード検出保護回路の動作について説明する。ＥＸＯ
Ｒゲート１０９はｆＣＫ信号と４フィールド周期信号４
Ｆとの排他的論理和を求め、２相クロック信号を出力す
る。シフトレジスタ１０１はこの２相クロック信号に応
答して、シリアルな文字データをパラレルな文字データ
に変換してフレーミングコードデコード回路１０２に与
える。フレーミングコードデコード回路１０２は各フィ
ールドの各Ｈに対応したフレーミングコードを検出し、
第３１図（Ｄ）に示すような検出信号ＣをＡＮＤゲート
１０３と１１１のそれぞれの一方入力端に与える。

一方、ゲートパルス発生回路１１０はコンポジット同期
信号と４フィールド周期信号４Ｆとに応答して、第３１
図（Ｃ）に示すように、第１フィールドの文字信号を多
重している最初の水平期間だけ“Ｈ”レベルとなる信号
ａと、第３１図（Ｂ）に示すように、文字信号を多重し
ている期間たけ“Ｈ“レベルとなる信号ｂを発生する。

信号ａはＡＮＤゲート１０３と１１１とに与えられる。

ここで、ＲＳフリップフロップ１１９のｑ出力である信
号ｔが“Ｈ”レベルであると仮定すると、ＡＮＤゲート
１０３の出力信号ｄは第３１図（Ｅ）に示すように、第
１フィールドの文字信号を多重している最初の水平期間
だけフレーミングコード検出信号ｄを出力する。この信
号ｄはＯＲゲート１０４を介してｋ進カウンタ１０５に
クリア信号として与えられる。ｋ進カウンタ１０５はク
リアされた後、ｆｃＫ信号を計数する。

ｋ進カウンタ１０５はｆＣＫ信号を４５１，４２３個計
数し、その計数出力をデコード回路１０６に与える。デ
コード回路１０６はｋ進カウンタ１０５の計数出力をデ
コードし、第３２図（Ｄ）に示すように、計数値１１３
０３６，２２５７１２，３３８７４９．４５１４２３の
値をデコードしてデコード信号ｅを出力する。このデコ
ード信号ｅは各フィールドにおける先頭の文字多重位置
を示していることになる。デコード信号ｅはＯＲゲート
１０７を介して麩進カウンタ１０８にクリア信号として
与えられる。監進カウンタ１０８はデコード信号ｅによ
ってクリアされると、２相クロック信号を３６１個計数
する。麩進カウンタ１０８の計数出力ｇは自己のクリア
信号になるとともに、第３３図（Ｇ）に示すように、各
フィールドの各水平走査期間におけるフレーミングコー
ド検出信号となる。

第３４図はフレーミングコードの後方，前方保護動作を
説明するための波形図である。

次に、第２９図および第３４図を参照して、フレーミン
グコードの後方，前方保護動作について説明する。第３
４図（Ａ）は４フィールドを周期としたタイミングであ
り、（１）ないし（２１）を付している。また、ｍ進カ
ウンタ１１７はｍ　−３であり、ｎ進カウンタはｎ−４
に設定されているものとして説明する。電源が入力され
たとき、また文字データを初めて受信したときには、フ
レーミングコードの周期性はまだ確定していないため、
第３４図Ｂ）に示すように、ＲＳフリップフロップ１１
９のＱ出力である信号ｔが“Ｈ″レベルになっている。

このとき、フレーミングコードデコード回路１０２はフ
レーミングコードを検出できないので、ＡＮＤゲート１
１１の出力信号ｈは第３４図（Ｂ）に示すように、“Ｌ
″レベルになっている。また、信号ｈはインバータ１１
６によって反転されてＡＮＤゲート１１２に与えられる
ため、このＡＮＤゲート１１２の出力の信号ｉは第３４
図（Ｃ）に示すように、“Ｈ”レベルとなり、ｍ進カウ
ンタ１１７はクリアされる。

（２）のタイミングにおいて、フレーミングコードデコ
ード回路１０２によってフレーミングコードが検出され
ると、ＡＮＤゲート１１１の出力信号ｈは“Ｈ”レベル
となり、その結果信号ｉは“Ｌ”レベルとなり、ＡＮＤ
ゲート１１３の出力信号ｊは第３４図（Ｄ）に示すよう
に“Ｈ”レベルとなり、ｍ進カウンタ１１７は信号ｊを
計数し、その計数値は第３図（Ｋ）に示すように「１」
になる。（３）のタイミングにおいて、前述の（２）の
タイミング同様の動作を行ない、ｍ進カウンタ１１７の
計数値は２になる。

（４）のタイミングにおいて、フレーミングコードは検
出されなかったため、信号ｉは“Ｈ”　レベルになり、
ｍ進カウンタ１１７がクリアされる。

（５）のタイミングにおいて、フレーミングコードが検
出されたことによって、ｍ進カウンタ１１７がカウント
アップされ、その計数値は「１」になる。（６）のタイ
ミングにおいて、フレーミングコードが検出されたこと
によって、ｍ進カウンタ１１７がカウントアップされ、
その計数値は「２」になる。同様にして、（７）のタイ
ミングにおいてフレーミングコードが検出されると、ｍ
進カウンタ１１７がカウントアップされ、その計数値が
「３」になり、ｍ進カウンタ１１７がら第３４図（Ｇ）
に示すようにキャリーｑが出力され、ＲＳフリップフ口
ップ１１９がセットされる。その結果、ＲＳフリップフ
ロップ１１９の出力信号Ｓは第３４図（１）に示すよう
に“Ｈ”　レベルとなり、信号ｔは第３４図（Ｊ）に示
すように“Ｌ“レベルとなる。（８），　　（９）のタ
イミングにおいては、フレーミングコードが検出された
ことによって、ＡＮＤゲート１１４の出力信号０が第３
４図（Ｅ）に示すように“Ｈ”　レベルとなり、ｎ進カ
ウンタ１１８がクリアされる。タイミング（１０），（
１　１），（１２）においては、フレーミングコードが
検出されなかったので、ＡＮＤゲート１１５の出力信号
ｐが第３４図（Ｆ）に示すように“Ｈ”　レベルとなり
、ｎ進カウンタ１１８がカウントアップされ、その計数
値は第３４図（Ｌ）に示すように１．　　２．　　３と
なる。

タイミング（１３），　　（１４）においてフレーミン
グコードが検出されたことによって、信号０が“Ｈ”　
レベルとなり、ｎ進カウンタ１１８がクリアされる。タ
イミング（１５），　　（１６），（１７）においてフ
レーミングコードが検出されなかったので、信号ｐは“
Ｈ”レベルとなり、ｎ進カウンタ１１８がカウントアッ
プされ、その計数値は１，２．３となる。タイミング（
１８）においてフレーミングコードが検出されなかった
ことにより、信号ｐは“Ｈ”レベルとなり、ｎ進カウン
タ１１８がカウントアップされ、その計数値は「４」に
なり、ｎ進カウンタ１１８から第３４図（Ｈ）に示すよ
うにキャリーｒが出力されて、ＲＳフリップフ口ップ１
１９がリゼットされる。

その結果、信号Ｓは″Ｌ“レベルとなり、信号ｔは“Ｈ
”レベルとなる。タイミング（１９）においてフレーミ
ングコードが検出されなかったことにより、信号ｉは“
Ｈ”レベルとなり、ｍ進カウンタ１１７がクリアされる
。タイミング（２０）（２１）においてフレーミングコ
ードが検出されたことにより信号ｉは“Ｈ”レベルとな
り、ｍ進カウンタ１１７がカウントアップされる。

髪進カウンタ１０８はデコード回路１０６からのデコー
ド信号ｅを基準に動作しており、この信号ｅは各フィー
ルドの先頭のフレーミングコードの検出位置を示してお
り、これをもとに各Ｈのフレーミングコードの検出信号
が発生される。なお、ＲＳフリップフ口ップ１１９の信
号Ｓが“Ｈ″レベルのときにはｋ進カウンタ１０５は自
走しており、このときには銃進カウンタ１０８からのフ
レーミングコード検出信号が最終のフレーミングコード
検出信号とされる。また、信号Ｓが“Ｌ“レベルのとき
にはフレーミングコードデコード回路１０２によって検
出されたフレーミングコード検出信号が最終のフレーミ
ングコード検出信号とされる。

なお、上述の例では、ｎ＝３，ｍ−４で説明したが、一
般的にｎの数値が小さければノイズの影響を受けるとフ
レーミングコードの周期性が崩れ易くなるがｎの数値を
大きくすると、フレーミングコードの周期性が崩れる可
能性が少なくなり、フレーミングコードの前方，後方保
護の信頼性が増すことになる。デメリットとしては、た
とえばｋ進カウンタ１０５，ｆｌ進カウンタ１０８など
がノイズなどにより誤動作した場合、本来は〔進カウン
タ１０８から再生しているフレーミングコード検出信号
は、この時点がおかしくなっているはずであるので、フ
レーミングコード検出信号の周期性をこの時点で捜しに
行くべきであるが、ｎ進カウンタ１１８の計数値が大き
いため、フレーミングコード検出信号の周期性が崩れた
と判断する時間が遅れることになる。

第３５図はｆｃＫ＝１５／ｌｌｘｆ，ｃのときの第２９
図に示したフレーミングコード検出保護回路の波形図で
あり、第３６図は第３５図の波形の一部を拡大して示し
た図である。

ｆ　Ｃ　ｙ，　＝　１　５　／　１　１　Ｘ　ｆ　ｓ　
ｃのときには、第２９図に示したＡＮＤゲート１０３か
ら第３５図（Ｃ）に示すように、９６７３３５ビットご
とにフレーミングコードが検出され、デコード回路１０
６からは第３５図（Ｄ）示すように、０，１２１１１０
．２４１８３３・・・ビットごとに各フィールドにおけ
る最初のフレーミングコードの検出信号ｅが出力される
とともに、第３５図（Ｅ）に示すように、８フィールド
先のフレーミングコードの検出位置を予測するパルスｆ
が出力される。また、佳進カウンタは３８７進カウンタ
によって構成され、第３６図（Ｂ）に示すように、３８
７ビットごとに各Ｈのフレーミングコード検出信号が発
生される。

第３７図はｆ　Ｃ　Ｋ　＝　１　６　／　１　１　Ｘ　
ｆ　ｓ　ｃのときのフレーミングコード検出保護回路の
波形図であり、第３８図はその一部を拡大して示した波
形図である。

ｆａｘ　＝１．６／１１ＸｆｓＣのときには、ＡＮＤゲ
ート１０３から第３７図（Ｃ）に示すように２フィール
ドごとにフレーミングコードが検出され、デコード回路
１０６から各フィールドの最初のフレーミングコードの
検出信号ｅが出力されるとともに、２フィールド先のフ
レーミングコードを予測するパルスｆが出力される。ま
た、麩進カウンタ１０８は４１３進カウンタによって構
成され、第３８図（Ｂ）に示すように、各フィールドの
各Ｈのフレーミングコード検出信号を発生するためのタ
イミング信号ｇが出力される。

［発明の効果］ 以上のように、この発明の文字放送信号発生装置によれ
ば、各フィールドの所定の水平走査期間内でのフレーミ
ングコードの先頭位置を表わすタイミング信号を発生し
、このタイミング信号に応答して各フィールドの所定の
水平走査期間内にフレーミングコードと文字データとを
挿入するようにしたので、フレーミングコードと文字デ
ータとがカラーバーストや水平同期信号に支障を与える
ことはない。しかも、数フィールドを周期としてフレー
ミングコードに周期性を持たせることができるので、フ
レーミングコードによる誤り訂正効果を強化できる。

また、この発明の文字放送信号受信機は、検出された数
フィールドのうちの先頭フィールドのフレーミングコー
ドに応答して、各フィールドの予め定める水平走査期間
内にフレーミングコード検出信号を発生させるようにし
たので、各フィールドの予め定める水平走査期間内で位
相がずれている文字信号を良好に復調することができる
。しかも、周期性のあるフレーミングコードを用いて誤
り訂正効果を強化できる。

【図面の簡単な説明】

第１図はｆｃκ−１４／１１Ｘｆ５　ｃのときの１フィ
ールド内の各Ｈの文字多重信号の相対的な位置関係を示
す図であり、第２図は各フィールド間での文字多重信号
の相対的な位置関係を示す図である。第３図はｆａｘ−
１５／ｌｌｘｆ，Ｃのときの１フィールド内の各Ｈの文
字多重信号の相対的な位置関係を示す図であり、第４図
は同じく各フィールド間での文字多重信号の相対的な位
置関係を示す図である。第５図はｆ。Ｋ＝１６／１ｌＸ
ｆ，。のときの１フィールド内の各Ｈの文字多重信号の
相対的な位置関係を示す図であり、第６図は同じく各フ
ィールド間での文字多重信号の相対的な位置関係を示す
図である。 第７図はこの発明の一実施例の文字多重放送システムの
全体の構成を示す図である。第８図はｆ。Ｋ　−　１　
４　／　１　１　Ｘ　ｆ　ｓ　ｃの場合の文字信号多重
装置のブロック図である。第９図はｆ。，＝１５／　１
　１　Ｘ　ｆ　ｓ　ｃの場合の文字信号多重装置のブロ
ック図である。第１０図はｆ。κ−１　６／１　１　ｘ
ｆｓｃの場合の文字信号多重装置のブロック図である。 第１１図はｆｃＫ　＝１４／１ｌｘ　ｆｓＣの場合の文
字信号多重装置の他の例を示すブロック図である。第１
２図は第８図ないし第１０図に示した２ｆｏＫ信号を発
生するためのＰＬＬ回路を示すブロック図である。第１
３図は第１１図に示したｆｃＫ信号を発生するためのＰ
ＬＬ回路のブロック図である。第１４図は垂直同期信号
と４フィールド，８フィールド，２フィールド周期信号
との関係を示す波形図である。第１５図は第８図に示し
たｆ。κ自動位相調整回路を示す具体的なブロック図で
ある。第１６図は第１５図に示したｆｃκ自動位相調整
回路の波形図である。第１７図は第８図に示したアドレ
ス発生回路のブロック図である。第１８図は第１０図に
示したアドレス発生回路のブロック図である。第１９図
，第２０図および第２１図は第１７図に示したアドレス
発生回路の波形図である。第２２図は第１８図に示した
アドレス発生回路の波形図である。 第２３図は文字多重放送受信機の全体の構成を示すブロ
ック図である。第２４図は第２３図に示した文字信号処
理回路のブロック図である。第２５図はｋｆ信号発生回
路および保護回路を示すブロック図である。第２６図，
第２７図および第２８図はｋｆ信号発生回路の波形図で
ある。第２９図はフレーミングコード検出保護回路を示
すブロック図である。第３０図，第３１図，第３２図，
第３３図，第３４図，第３５図，第３６図，第３７図お
よび第３８図はフレーミングコード検出保護回路の波形
図である。第３９図は我国で放送されているＮＴＳＣ方
式における文字放送信号の階層構造を示す図である。第
４０図はＩＨ＝３６１．１３８４ビットに選んだときの
各Ｈにおいて映像信号に多重される文字信号の波形図で
ある。 図において、６は文字信号多重装置、１１，６２はバン
ドパスフィルタ、１２．６４は同期分離回路、１３．６
５はバーストゲートパルス発生回路、１４．６３はＶＣ
Ｘ０，１５．６６はＰＬＬ，１６は４Ｆ信号発生回路、
１７はｆ。Ｋ自動位相調整回路、１８はアドレス発生回
路、１９は多重位置タイミング発生回路、２０は３６１
進カウンタ、２１はＲＡＭ，２２は文字データ記憶装置
、２３はＲＡＭインタフェース回路、２４はＲＡＭデー
タ続出回路、６７はｋＦ信号発生回路、６８はフレーミ
ングコード検出保護回路、６９はコンパレータ、７０は
誤り訂正回路、７１はＣＰＵを示す。

Claims (7)

【特許請求の範囲】
1. （１）水平同期信号と、垂直同期信号と、映像信号と、
   色副搬送波信号とを含む複合映像信号を用い、かつ前記
   色副搬送波信号の周波数が水平同期信号の水平周波数に
   対して整数の分母と整数の分子とを持つ分数の関係に選
   ばれていないテレビジョン放送信号の垂直帰線期間内の
   予め定める水平走査期間に、フレーミングコードと文字
   データとを多重して送出する文字放送方式のための文字
   放送信号発生装置であって、 前記色副搬送波信号に同期し、かつ、その色副搬送波信
   号の周波数に対して、第１の比較的簡単な整数の分母と
   、前記第１の整数とは異なる整数の分子とからなる分数
   の関係になるビットレートを持ち、予め定める数のフィ
   ールドごとにその各対応する水平走査期間内の同一タイ
   ミングで同一位相になるように周期性を有するクロック
   信号を発生するクロック信号発生手段、 前記同期信号に応答して、前記予め定める数のフィール
   ドを周期とする周期信号を発生する周期信号発生手段、 前記クロック信号発生手段から発生されたクロック信号
   と、前記周期信号発生手段から発生された周期信号とに
   応答して、各フィールドの前記予め定める水平走査期間
   内でのフレーミングコードの先頭タイミングを表わすタ
   イミング信号を発生する先頭タイミング信号発生手段、
   および 前記先頭タイミング信号発生手段から発生されたタイミ
   ング信号に応答して、各フィールドの前記予め定める水
   平走査期間内にフレーミングコードと文字データとを前
   記先頭タイミングに従って先頭が決められるように多重
   して出力する出力手段を備えた、文字放送信号発生装置
   。
2. （２）さらに、前記周期信号発生手段から発生された周
   期信号と前記クロック信号発生手段から発生されたクロ
   ック信号とを同期させるための手段を含む、請求項１記
   載の文字放送信号発生装置。
3. （３）前記クロック信号発生手段は、 前記クロック信号の２倍の周波数の第２クロック信号を
   発生する第２クロック信号発生手段、前記第２クロック
   信号発生手段から発生された第２クロック信号を２分周
   して前記クロック信号を発生する分周手段、 前記分周手段から発生された前記クロック信号を前記ク
   ロック信号の１周期の幅内で遅延させる第１の遅延手段
   、 前記第２クロック信号発生手段から発生された第２クロ
   ック信号を前記第１の遅延手段と同一時間だけ遅延させ
   る第２の遅延手段、 前記周期信号と前記第１の遅延手段によって遅延された
   第１クロック信号との位相を比較する比較手段、 前記比較手段で検出された位相差の大きさを前記第２の
   遅延手段によって遅延された第２クロック信号によって
   検出する検出手段、および前記検出手段の出力に応答し
   て、前記周期信号の位相が前記クロック信号の位相に対
   して所定の範囲内となるように前記第１および第２の遅
   延手段の遅延量を変化させる手段を含む、請求項１項記
   載の文字放送信号発生装置。
4. （４）水平同期信号と、垂直同期信号と映像信号と、色
   副搬送波信号とを含む複合映像信号を用い、かつ前記色
   副搬送波信号の周波数が前記水平同期信号の水平周波数
   に対して、整数の分母と整数の分子とをもつ分数の関係
   に選ばれていないテレビジョン放送信号の垂直帰線期間
   内の予め定める水平走査期間に、フレーミングコードと
   文字データとを多重して送出する文字放送方式のための
   文字放送信号受信機であって、 前記フレーミングコードと文字データとは、前記色副搬
   送波信号に同期し、かつ、その色副搬送波信号の周波数
   に対して、第１の比較的簡単な整数の分母と、前記第１
   の整数とは異なる第２の整数の分子との分数の関係にな
   るビットレートであって、予め定める数のフィールドご
   とにその各対応する水平走査期間内の同一タイミングで
   同一位相になるように周期性を有するビットレートを有
   し、前記予め定める数のフィールドを周期として、各フ
   ィールドの前記予め定める水平走査期間内でのフレーミ
   ングコードの先頭タイミングが規則的に変化するように
   前記複合映像信号に多重されていて、 前記フレーミングコードと文字データとが多重されたテ
   レビジョン放送信号を受信する受信手段、前記受信手段
   によって受信されたテレビジョン放送信号から同期信号
   を分離する同期信号分離手段、 前記色副搬送波信号に同期し、かつ、その色副搬送波信
   号に対して第１の比較的簡単な整数の分母と前記第１の
   整数とは異なる第２の整数の分子との分数の関係になる
   ビットレートを持ち、予め定める数のフィールドごとに
   その各対応する水平走査期間内の同一タイミングで同一
   位相になるように周期性を有するクロック信号を発生す
   るクロック信号発生手段、 前記同期信号分離手段によって分離された同期信号に応
   答して、前記予め定める数のフィールドを周期とする周
   期信号を発生する周期信号発生手段、 前記受信された複合映像信号に多重された文字放送信号
   からフレーミングコードを検出するフレーミングコード
   検出手段、 前記フレーミングコード検出手段によって検出された予
   め定める数のフィールドのうちの先頭フィールドの最初
   のフレーミングコード検出信号と、前記周期信号とに応
   答して、各フィールドの前記予め定める水平走査期間内
   のタイミングでフレーミングコード検出信号を作成する
   フレーミングコード検出信号作成手段、および 前記フレーミングコード検出信号作成手段によって作成
   されたフレーミングコード検出信号と前記クロック信号
   発生手段から発生されたクロック信号とに応答して、前
   記文字放送信号中の文字データを復調する復調手段を備
   えた、文字放送信号受信機。
5. （５）前記周期信号発生手段は、 前記同期信号に応答して第１フィールドと第２フィール
   ドとを検出するフィールド検出手段、および 前記フィールド検出手段によって検出された第１フィー
   ルドの検出信号を計数して、前記予め定める数のフィー
   ルドの周期信号を出力する計数手段を含む、請求項４項
   記載の文字放送信号受信機。
6. （６）さらに、前記同期信号から垂直同期信号を分離す
   る垂直同期信号分離手段と、 前記計数手段から出力された周期信号と前記垂直同期信
   号分離手段によって分離された垂直同期信号との同期／
   非同期を検出する検出手段と、前記検出手段によって、
   前記周期信号の前記垂直同期信号に対する同期ずれが検
   出されたことに応答して、その同期ずれを補正する補正
   手段とを含む、請求項４項記載の文字放送信号受信機。
7. （７）前記フレーミングコード検出信号作成手段は、 前記フレーミングコード検出手段によって最初のフレー
   ミングコードが検出されたことに応答して、前記クロッ
   ク信号を計数して、次の数フィールド先のフレーミング
   コードの検出位置を予測するタイミング信号を発生する
   予測タイミング信号発生手段、 前記フレーミングコード検出手段によって検出された最
   初のフレーミングコード検出信号と、前記予測タイミン
   グ信号との位相の一致／不一致を判別し、その判別結果
   に応答して各フィールドの前記予め定める水平走査期間
   内にフレーミングコードの検出タイミングを決定する手
   段を含む、請求項４項記載の文字放送信号受信機。