JP2720189B2 - 文字放送信号発生装置および文字放送信号受信機 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ この発明は文字放送信号発生装置および文字放送信号
受信機に関し、特に、データをサンプリングするために
必要なクロック信号を色副搬送波信号の周波数に同期し
て発生させ、垂直帰線消去期間中の水平期間にフレーミ
ングコードと文字データとを多重させて文字放送信号応
を発生する文字放送信号発生装置およびそのような文字
放送信号を受信する文字放送信号受信機に関する。

［従来の技術］ 文字放送は文字図形情報をディジタル信号の形でテレ
ビジョン映像信号の垂直帰線消去期間に多重して伝送
し、受信側でこれをテレビジョン信号に変換して表示す
る新しい放送システムである。文字放送は通常のテレビ
放送とは別に、ニュース，天気予報などの番組を最新の
情報で繰返し反復伝送できるという利点を有している。

第39図は我国で放送されているNTSC方式における文字
放送信号の階層構造を示す図である。第39図を参照し
て、文字信号は垂直帰線消去期間の奇数フィールドにお
ける第10H〜第21H（H:水平走査期間）と偶数フィールド
における第273H〜第284Hとに多重されて伝送される。文
字信号は同期部とデータパケットとを含み、同期部はク
ロックランイン（CR）とフレーミングコード（FC）とを
含み、データパケットはデータブロックとチェック符号
とを含む。クロックランインはビット同期をとるために
設けられており、「１」，「０」を繰返す16ビットの信
号である。フレーミングコードはバイト同期をとるため
に設けられており、「11100101」の８ビットに信号であ
り、１ビットの誤り訂正機能を有している。

一方、NTSC方式では、その垂直周波数（f_V:59.94H
z），水平周波数（f_H:15.734kHz），色副搬送波周波数
（f_SC:3.579545MHz）の関係は次のようになっている。

f_V＝2/525・f_H f_SC＝455/2・f_H すなわち、NTSC方式では、色副搬送波周波数f_SCと水
平周波数f_Hとは整数２を分母とし、整数455を分子とす
る分数に比例関係にある。文字信号のサンプリングクロ
ックの周波数f_CKは、 f_CK＝8/5・f_SC＝5.727272MHz に選ばれており、1f_CKを１ビットとすると、1Hは364ビ
ットとなる。上述のごとく、サンプリングクロックの周
波数f_CKがＨの整数倍となっているため、文字信号を映
像信号の1Hを単位とすると、必ず各Ｈの同じタイミング
位置に多重することができる。

文字信号を垂直帰線期間内の各水平期間の同じ位置に
多重した場合、文字信号のフレーミングコードのある位
置はf_CKを単位とすると、364クロックごとに存在するこ
とになり、フレーミングコード自体が持っている１ビッ
トの誤り訂正機能以外に、その周期性を利用した誤り訂
正を行なうことができる。たとえば、垂直帰線消去期間
における14H,15H,16Hに文字信号が多重されていたとす
ると、最初に14Hに多重されている文字信号からフレー
ミングコードが検出される。このフレーミングコードを
基準にカウンタによってサンプリングクロックが計数さ
れ、その計数値が364になったときに、パルスが出力さ
れると、本来この位置には次のフレーミングコードが存
在するはずである。

もし、インパルスノイズなどによってフレーミングコ
ードが損われても、フレーミングコードが存在するとし
て回路を構成すれば、その誤り訂正効果は格段に向上す
ることになる。すなわち、我国で行なわれている文字放
送方式では、サンプリングクロックを色副搬送波信号か
ら再生し、フレーミングコードをその周期性を利用して
誤り訂正効果を強化するという２つの大きな特徴があ
る。

一方、PAL方式の文字放送の１方式として、イギリス
でテレテキストが提案されている。PAL方式では、その
垂直周波数（f_V:50Hz），水平周波数（f_H:15.625kHz,色
副搬送波周波数（f_SC:4.43361875MHz）の関係は以下の
ようになっている。

f_V＝2/625・f_H f_SC＝（284−1/4）・f_H＋25 上述のテレテキストにおいては、サンプリングクロッ
クの周波数は6.9375MHzに選ばれている。このサンプリ
ングクロックの周波数f_CKは色副搬送波周波数f_SCの整数
倍に選ばれていない。このため、テレテキストでは、ク
ロックランインに同期してサンプリングクロックを再生
して用いている。しかし、クロックランインは１フィー
ルド毎にしか出力されない。すなわち、1/50sec毎にし
か出力されないため、再生されたサンプリングクロック
の信頼性が劣るという欠点がある。

［発明が解決しようとする課題］ 上述のごとく、PAL方式におけるテレテキストでは、
我国の方式に比べてサンプリングクロックの信頼性が劣
るという欠点があるが、この欠点を改良するために、我
国の方式をPAL方式に適用しようと思うと、その垂直周
波数f_V,水平周波数f_H,色副搬送波周波数f_SCの関係から
適当なサンプリング周波数、すなわちビットレートを選
ぶことができない。PLLを非常に複雑にすれば、水平周
波数の整数倍のビットレートを選ぶことも可能である
が、回路的には実現困難である。

そこで、サンプリングクロックの周波数f_CKを色副搬
送波周波数f_SCに対して比較的簡単な整数の分母と比較
的簡単な整数の分子との分数の関係に選ぶことが考えら
れる。たとえば、サンプリングクロックの周波数f_CKを
次のような関係で選択したものとする。

f_CK＝14/11・f_SC ＝5.6427875MHz この場合、1H＝361.1384ビットとなり、0.1384の端数
が出る。

第40図は1H＝361.1384ビットに選んだときの7H（320
H）,8H（320H）9H（322H）…22H（335H）の各水平走査
期間において映像信号に多重される文字信号の波形図で
ある。この第40図から明らかなように、1H期間に0.1384
ビットの端数が出るため、7H,8H,9H…22Hの各水平走査
期間において、文字信号の前縁が0.1384ビットずつ位相
が進むことになる。このため、次のフィールドの垂直帰
線消去期間における各水平走査期間においては文字信号
の前縁がさらに前へ進み、或るフィールドにおいては、
文字信号がカラーバーストあるいは水平同期信号の位置
にまで進んでしまい、正常な放送に支障をきたしてしま
うという問題点を生じる。

また、上述のテレテキストにおいては、色副搬送波周
波数f_SCは水平周波数f_Hの整数倍になっていないため、
フレーミングコードの再生はそれ自体が持っている１ビ
ット誤り訂正機能を利用するしかなく、我国で採用され
ているように、フレーミングコードの周期性を利用して
誤り訂正効果を強化することができないという問題点が
ある。

それゆえに、この発明の主たる目的は、サンプリング
クロックを色副搬送波周波数の成分を有する信号から再
生し、各フィールドの垂直帰線期間の各水平期間ごとに
文字信号の位置がカラーバーストや水平同期信号に支障
を与えることのない文字放送信号を発生し得る文字放送
信号発生装置を提供することである。

この発明の他の目的は、フレーミングコードの検出タ
イミングを予測できるようにすることによって、フレー
ミングコードの誤り訂正効果を強化させた文字放送信号
を発生し得る文字放送信号発生装置を提供することであ
る。

この発明のさらに他の目的は、サンプリングクロック
を色副搬送波信号から再生し、各フィールドの水平走査
期間ごとに位相がずれた文字信号を良好に復調し得る文
字放送信号受信機を提供することである。

この発明のさらに他の目的は周期性のあるフレーミン
グコードを用いて誤り訂正効果を強化した文字放送受信
機を提供することである。

［課題を解決するための手段］ 第１請求項に係る発明は、色副搬送波信号に同期し、
かつ、その色副搬送波信号の周波数に対して、第１の整
数の分母と、第１の整数とは異なる第２の整数の分子と
の分数の関係になるビットレートを持ち、予め定める数
のフィールドごとにその各対応する水平走査期間内の同
一タイミングで同一位相になるように周期性を有するク
ロック信号を発生するクロック信号発生手段と、水平同
期信号に応答して、予め定める数のフィールドを周期と
する周期信号を発生する周期信号発生手段と、クロック
信号発生手段から発生されたクロック信号と周期信号発
生手段から発生された周期信号とに応答して各フィール
ドの予め定める水平走査期間内でのフレーミングコード
の先頭タイミングを表わすタイミング信号を発生する先
頭タイミング信号発生手段と、そのタイミング信号に応
答して各フィールドの予め定める水平走査期間内にフレ
ーミングコードと文字データとを先頭タイミングに従っ
て先頭が決められるように多重して出力する出力手段と
を含む。

第２請求項に係る発明は、周期信号とクロック信号と
を同期させるための手段を含む。

第３請求項に係る発明は、クロック信号の２倍の周波
数の第２クロック信号を発生する第２クロック信号発生
手段と、第２クロック信号を２分周してクロック信号を
発生する分周手段と、クロック信号をクロック信号の１
周期の幅内で遅延させる第１の遅延手段と、第２クロッ
ク信号を第１の遅延手段と同一時間だけ遅延させる第２
の遅延手段と、周期信号と第１の遅延手段によって遅延
された第１クロック信号との位相を比較する比較手段
と、比較手段で検出された位相差の大きさを第２の遅延
手段によって遅延された第２クロック信号によって検出
する検出手段と、検出出力に応答して周期信号の位相が
クロック信号の位相に対して所定の範囲内となるように
第１および第２の遅延手段の遅延量を変化させる手段を
含んで構成される。

第４請求項に係る発明は、文字放送信号を受信する文
字放送信号受信機であって、フレーミングコードと文字
データとが多重されたテレビジョン放送信号を受信する
受信手段と、受信されたテレビジョン放送信号から同期
信号を分離する同期信号分離手段と、色副搬送波信号の
に同期し、かつ、その色副搬送波信号の周波数に対して
第１の整数の分母と第１の整数とは異なる第２の整数の
分子との分数の関係になるビットレートを持ち、予め定
める数のフィールドごとにその各対応する水平走査期間
内の同一タイミングで同一位相になるように周期性を有
するクロック信号を発生するクロック信号発生手段と、
分離された同期信号に応答して、予め定める数のフィー
ルドを周期とする周期信号を発生する周期信号発生手段
と、受信されたテレビジョン信号に多重された文字放送
信号からフレーミングコードを検出するフレーミングコ
ード検出手段と、検出された予め定める数のフィールド
のうちの先頭フィールドの最初のフレーミングコード検
出信号と周期信号とに応答して、各フィールドの予め定
める水平走査期間内のタイミングでフレーミングコード
検出信号を作成するフレーミングコード検出信号作成手
段と、作成されたフレーミングコード検出信号とクロツ
ク信号とに応答して、文字放送信号中の文字データを復
調する復調手段を備えて構成される。

第５請求項に係る発明は、同期信号に応答して第１フ
ィールドと第２フィールドとを検出するフィールド検出
手段と、検出された第１フィールドの検出信号を計数し
て予め定める数のフィールドの周期信号を出力する計数
手段を含む。

第６請求項に係る発明は、同期信号から垂直同期信号
を分離する垂直同期信号分離手段と、計数手段から出力
された周期信号と分離された垂直同期信号との同期／非
同期を検出する検出手段と、周期信号の垂直同期信号に
対する同期ずれが検出されたことに応答して、その同期
ずれを補正する補正手段とを含む。

第７請求項に係る発明は、最初のフレーミングコード
が検出されたことに応答して、クロック信号を計数して
次の予め定める数のフィールド先のフレーミングコード
の検出位置を予測するタイミング信号を発生する予測タ
イミング信号発生手段と、検出された最初のフレーミン
グコード検出信号と予測タイミング信号との位相の一致
／不一致を判別し、その判別結果に応答して各フィール
ドの予め定める水平走査期間内にフレーミングコードの
検出タイミングを決定する手段を含む。

［作用］ この発明に係る文字放送信号発生装置は、色副搬送波
信号の周波数に対して整数を分母と分子とする分数の関
係になるビットレートを持ち、予め定める数のフィール
ドごとにその各対応する水平走査期間内の同一タイミン
グで同一位相になるように周期性を有するクロック信号
と、予め定める数のフィールドを周期とする周期信号と
に応答して、各フィールドの予め定める水平走査期間内
でのフレーミングコードの先頭タイミングを決定し、そ
のタイミングで各フィールドの予め定める水平走査期間
内にフレーミングコードと文字データとを複合映像信号
に多重して出力することができ、フレーミングコードと
文字データとがカラーバーストや水平同期信号に支障を
来たすことがない。しかも、数フィールドを周期とする
周期信号によりフレーミングコードに周期性を持たせる
ことができるので、フレーミングコードによる誤り訂正
効果を強化できる。

この発明に係る文字放送信号受信機は、受信されたテ
レビジョン信号に含まれる色副搬送波周波数に対して整
数を分母，分子とする分数の関係の周波数を持ち、予め
定める数のフィールドごとにその各対応する水平走査期
間内の同一タイミングで同一位相になるように周期性を
有するクロック信号を発生し、同期信号に応答多して予
め定める数のフィールドを周期とする周期信号を発生
し、受信されたテレビジョン信号に多重された文字放送
信号からフレーミングコードを検出し、検出された予め
定める数のフィールドのうちの先頭フィールドの最初の
フレーミングコード検出信号と周期信号とに応答して各
フィールドの予め定める水平走査期間内のタイミングで
以後のフレーミングコード検出信号を作成し、作成され
たフレーミングコード検出信号とクロック信号とに応答
して文字放送信号中の文字データが復調される。その結
果、各フィールドの予め定める水平走査期間内でのフレ
ーミングコードの位相がずれていても、文字信号を良好
に復調することができる。しかも、周期性のあるフレー
ミングコードを用いて誤り訂正効果を強化できる。

［発明の実施例］ この発明ではサンプリングクロック信号の周波数f_CK
のビットレートとして、f_CK＝14/11×f_SC,15/11×f_SC,1
6/11×f_SCの３種類に選んだ場合のそれぞれについて説
明する。

第１図はf_CK＝14/11×f_SCのとき、１フィールド内の
各Ｈの文字多重信号の相対的な位置関係を示す波形図で
あり、第２図は同じく各フィールド間での文字多重信号
の相対的な位置関係を示す波形図である。

前述の第40図で説明したように、f_CK＝14/11×f_SCに
選ぶと、f_CK＝361.1384×f_H＝（361＋0.1384）×f_H＝11
2855.75×f_Vとなる。色副搬送波信号の周波数f_SC＝4.43
361875MHzより、サンプリングクロックの周波数はf_CK＝
5.6427875MHzとなる。以上の関係から、1Hごとに361ビ
ットずつ文字信号を多重すると、7H（320H）の文字信号
に対して、8H（321H）の文字信号は0.1384ビットだけ前
縁の位相が進み、22H（335H）の文字信号は2.076ビット
位相が進むことになる。

一方、フィールド間における文字信号の相対的な位置
関係は第２図に示すようになる。すなわち、第１フィー
ルドの第7H目の文字信号の位相に対して、313H後である
第２フィールドの320Hの文字信号の先頭は113037ビット
目になり、0.3192ビット位相が進む。第３フィールドの
7Hでは225712.5ビット目になり、第２フィールドの320H
における文字信号に対してさらに位相が進むが、この発
明では後述のごとくサンプリングクロック信号が２フィ
ールド毎に色副搬送波信号の周波数f_SCに対して逆相に
切換えられることにより、第１フィールドにおける7Hの
文字信号の位相に一致することになる。

第３図はf_CK＝15/11×f_SCのとき、１フィールド内の
各Ｈの文字多重信号の相対的な位置関係を示す波形図で
あり、第４図は同じく各フィールド間での文字多重信号
の相対的な位置関係を示す波形図である。

第３図を参照して、f_CK＝15/11×f_SCに選んだとき、f
_CK＝386.934×f_H＝（387−0.066）×f_H＝120916.875×f
_Vとなり、f_SC＝4.43361875MHzより、サンプリングクロ
ックの周波数はf_CK＝6.04584375MHzとなる。この関係か
ら、1Hごとに387ビットずつ多重した場合、7H（320H）
における文字信号の位相に対して、8H（321H）では0.06
6ビットだけ文字信号の位相が遅れ、9H（322H）では0.1
32ビットだけ位相が遅れ、22H（335H）では0.99ビット
位相が遅れることになる。

一方、各フィールド間では、第４図に示すように、f
_CK＝967335×（f_V/8）の関係より、８フィールド単位で
多重位置が一致する。

第５図はf_CK＝16/11×f_SCのとき、１フィールド内の
各Ｈの文字多重信号の相対的な位置関係を示す波形図で
あり、第６図は同じく各フィールド間での文字多重信号
の相対的な位置関係を示す波形図である。

第５図において、f_CK＝16/11×f_SCに選んだとき、f_CK
＝412.7296×f_H＝（413−0.2704）×f_H＝128978×f_Vの
関係にあり、f_SC＝4.43361875MHzより、f_CK＝6.4489MHz
となる。この関係から、1Hごとに413ビットずつ多重し
た場合、7H（320H）の文字信号に対して、次の8H（32
1）の文字信号が0.2704ビット分だけ位相が遅れ、22H
（335H）では4.056ビット分だけ位相が遅れる。

一方、各フィールド間での文字多重信号の相対的な位
置関係は第６図に示すようになる。但し、f_CK＝128978
×f_Vとなるが、第１フィールドから第２フィールドへは
313Hの間隔があき、第２フィールドから第１フィールド
へは312Hの間隔があくため、２フィールド単位で多重位
置が一致することになる。

第７図はこの発明の一実施例が適用される文字多重放
送システムの構成例を示す概略ブロック図である。第７
図を参照して、カメラ１およびVTR2から出力された映像
信号はスイッチャ３によって切換えられ、スイッチャ３
から出力された音声信号応はRF変調器４に与えられて変
調され、ミキサ５に与えられる。一方、スイッチャ３か
ら出力された映像信号は文字信号多重化装置６に与えら
れ、ここで文字信号が映像信号に多重され、RF変調器７
に与えられる。RF変調器７は文字信号の多重された映像
信号を変調してミキサ５に与える。ミキサ５は音声信号
と文字信号が多重された映像信号とを混合し、アンテナ
８から空中に送信させる。

第８図はf_CK＝14/11×f_SCの場合の文字信号多重装置
の概略ブロック図である。第８図を参照して、映像信号
はバンドパスフィルタ（BPF）11と同期分離回路12と文
字信号多重回路27とに与えられる。バンドパスフィルタ
11は映像信号に含まれる色信号成分を分離するために設
けられており、分離された色信号成分は電圧水晶発振回
路（VCXO14）に与えられる。同期分離回路12は映像信号
からコンポジット同期信号を分離してバーストゲートパ
ルス発生回路13および4F信号発生回路16に与える。

バーストゲートパルス発生回路13はカラーバースト部
分に相当するパルス信号を発生するために設けられてお
り、そのバーストゲートパルス信号をVCXO14に与える。
VCXO14は色信号成分とバーストゲートパルス信号とに応
答して、色副搬送波信号の周波数f_SC＝4.43361875MHzと
同じf_SC信号を発生してPLL回路15に与える。PLL回路はf
_SC信号に同期した2f_CKの周波数を有する2f_CK信号を発生
してf_CK自動位相調整回路17に与える。

4F信号発生回路16はコンポジット同期信号に応答し
て、第１フィールドと第２フィールドとを識別して、検
出し、第１フィールドを検出したことに応答して、４フ
ィールド周期信号4Fを発生してf_CK自動位相調整回路17
とアドレス発生回路18に含まれている多重位置タイミン
グ発生回路19とに与える。f_CK自動位相調整回路17は４
フィールド周期信号4Fと2f_CK信号との位相を調整し、周
波数f_CKのf_CK信号を発生して多重位置タイミング発生回
路19に与える。

多重位置タイミング発生回路19は４フィールド周期信
号4Fとf_CK信号とに応答して、前述の第２図に示した第
１フィールドの7H,第２フィールドの320H,第３フィール
ドの7H,第４フィールドの320Hのそれぞれの文字信号を
多重する先頭位置を示すタイミング信号を発生して同じ
アドレス発生回路18に含まれる361進カウンタ20に与え
る。361進カウンタ20は多重位置を示すタイミング信号
によってクリアされ、f_CK信号を計数してアドレス信号
をRAM21に与える。

文字データ記憶装置22は伝送すべき文字データを記憶
するために設けられており、たとえばパーソナルコンピ
ュータや外部記憶装置などによって構成される。RAMイ
ンタフェース回路23は文字データ記憶装置22に記憶され
ている文字データを読出してRAM21に書込むために設け
られている。RAMデータ読出回路24はRAM21に書込まれた
文字データを読出し、パラレル／シリアル変換し、論理
0,1のTTLレベルで信号を出力する。この信号はアンプ25
に与えられる。アンプ25はその信号の出力インピーダン
スを75Ωにインピーダンス変換するために設けられてお
り、このアンプ25の出力はローパスフィルタ（LPF）26
に与えられ、波形が正弦波に整形される。ローパスフィ
ルタ26から出力された文字信号は文字信号多重回路27に
与えられ、文字信号が映像信号応に多重される。文字信
号の多重された映像信号はアンプ28によって増幅され、
文字多重信号として出力される。

第９図はf_CK＝15/11×f_SCの場合の文字信号多重装置
の概略ブロック図である。この第９図に示した文字信号
多重装置は、前述の第８図に示した4F信号発生回路16に
代えて8F信号発生回路29が設けられるとともに361進カ
ウンタ20に代えて387進カウンタが設けられた以外は第
８図と同じである。8F信号発生回路29はコンポジット同
期信号の第１フィールドを検出したことに応答して、８
フィールド周期信号8Fを発生するために設けられてい
る。

多重位置タイミング発生回路19は８フィールド周期信
号8Fとf_CK信号とに応答して、前述の第４図に示したよ
うに、第１フィールドの7H,第２フィールドの320H,第３
フィールドの7H,第４フィールドの320H,第５フィールド
の7H,第６フィールドの320H,第７フィールドの7H,第８
フィールドの320H,第９フィールドの7Hのそれぞれの文
字信号を多重するタイミング信号を発生して387進カウ
ンタ30に与える。387進カウンタ30は多重位置タイミン
グ発生回路19から出力された各フィールドごとの文字信
号の多重位置を示すタイミング信号によってクリアさ
れ、f_CK信号を計数してRAM21にアドレス信号を与える。
それ以外の動作は前述の８図と同じである。

第10図はf_CK＝16/11×f_SCの場合の文字信号多重装置
の概略ブロック図である。この第10図に示した文字信号
多重装置は、第８図に示した4F信号発生回路16に代えて
2F信号発生回路31が設けられ、アドレス発生回路18の36
1進カウンタ20に代えて413進カウンタ32が設けられたも
のであって、前述の第５図および第６図に示した各フィ
ールド内で文字多重信号を発生する。2F信号発生回路31
は同期信号の第１フィールドを検出したことに応答し
て、２フィールド周期信号2Fを発生し、f_CK自動位相調
整回路17と多重位置タイミング発生回路19とに与える。
多重位置タイミング発生回路19は２フィールド周期2Fに
応答して、前述の第６図に示したように第１フィールド
の7H,第２フィールドの320Hで文字信号を多重するため
のタイミング信号を発生する。413進カウンタ32はその
タイミング信号によってクリアされ、f_CK信号を計数し
てアドレス信号をRAM21に与える。それ以外の動作は前
述の第８図と同じである。

第11図はf_CK＝14/11×f_SCの場合の文字信号多重装置
の他の例を示す概略ブロック図である。この第11図に示
した例は、第８図に示したRAM21と文字データ記憶装置2
2とRAMインタフェース回路23とに代えてROM33が設けら
れ、RAMデータ読出回路24に代えてROMデータ読出回路24
が設けられ、f_CK自動位相調整回路17が省略され、2f_CK
信号を発生するPLL回路15に代えてf_CK信号を発生するPL
L回路35が設けられる。それ以外の構成ぽ第８図と同じ
である。

PLL回路35はVCXO14から発生されたf_SC信号に応答し
て、f_CK信号を発生して多重位置タイミング発生回路19
に与えるために設けられている。すなわち、この第11図
に示した例では、第８図に示したような４フィールド周
期信号4Fをf_CK信号の位相に合わせるための調整が行な
われない。ROM33には表示すべき文字データが記憶され
ていて、361進カウンタ20からアドレス信号がROM33に与
えられると、対応の文字データが読出される。ROMデー
タ読出回路34はROM33から読出された文字データをパラ
レル／シリアル変換してアンプ25に出力する。それ以外
の動作は前述の第８図と同じである。

第12図は第８図ないし第10図に示した文字信号多重装
置に含まれる2f_CK発生用のPLL回路の具体的なブロック
図である。第12図を参照して、11分周回路151にはf_SC信
号が入力される。11分周回路151は4.4361875MHzのf_SC信
号を11分周して、403.05625kHzの出力信号ａを位相比較
器153に与える。位相比較器153は11分周回路151の出力
信号ａとｋ分周回路152の出力信号ｂとの位相を比較す
るために設けられる。ｋ分周回路152は電圧制御発振器
（VCO）155の出力をｋ分周するために設けられており、
f_CK＝14/11×f_SCのときｋ＝28,f_CK＝15/11×f_SCのとき
ｋ＝30,f_CK＝16/11×f_SCのときｋ＝32というように分周
比が定められる。

位相比較器153は11分周回路151の出力信号ａとｋ分周
回路の出力信号ｂとの位相差に応じたパルス信号を出力
してローパスフィルタ（LPF）154に与える。ローパスフ
ィルタ154は位相比較器153から出力されたパルス信号に
応答して直流電圧をVCO155に与える。VCO155は入力され
た直流電圧に応答して2f_CK信号を出力する。

なお、f_CK＝14/11×f_SCのとき2f_CK＝11.285575MHzと
なり、f_CK＝15/11×f_SCのとき2f_CK＝12.0916875MHzとな
り、f_CK＝16/11×f_SCのとき2f_CK＝12.8978MHzとなる。

第13図は第11図に示したf_CK発生用のPLL回路を示す概
略ブロック図である。第13図を参照して、PLL回路35
は、第12図に示した2f_CK発生用のPLL回路15と同様にし
て、11分周回路151とｋ分周回路152と位相比較器153と
ローパスフィルタ154とVCO155とを含む。但し、ｋ分周
回路152の分周比は第12図に示した例に比べてその分周
比が1/2に設定されている。すなち、ｋ分周回路152の分
周比は、f_CK＝14/11×f_SCのときｋ＝14に選ばれ、その
ときのf_CK信号の周波数f_CKは5.6427875MHzとなり、f_CK
＝15/11×f_SCのときｋ＝15に選ばれ、f_CK信号の周波数f
_CKは6.04584375MHzとなり、f_CK＝16/11×f_SCのときｋ＝
16に選ばれ、f_CK信号の周波数f_CKは6.4489MHzとなる。

第14図は垂直同期信号と４フィールド周期信号4Fと８
フィールド周期信号8Fと２フィールド周期信号2Fとの関
係を示す図である。第14図を参照して、前述の第10図に
示した2F信号発生回路31は各フィールドの垂直同期信号
を検出し、その検出出力を２分周することによって２フ
ィールド周期信号2Fを出力する。第８図に示した4F信号
発生回路16は２フィールド周期信号をさらに２分周して
４フィールド周期信号4Fを出力する。第９図に示した8F
信号発生回路29は４フィールド周期信号4Fをさらに２分
周して８フィールド周期信号8Fを出力する。

第15図は第８図ないし第10図に示したf_CK自動位相調
整回路の具体的なブロック図である。

４フィールド周期信号4Fの立上がりはf_CKの立上がり
に対して十分なマージンを持つ必要がある。しかしなが
ら、４フィールド周期信号4Fは映像信号から第８図に示
した同期分離回路12によって同期分離した信号で作って
いるため、受信電界強度や電波伝播状態などの影響を受
け、ふらついている。また、f_CK信号の立上がりとほぼ
同一のタイミングになることもある。そこで、４フィー
ルド周期信号の立上がりをf_CK信号の立上がりに対して
十分なマージンを持つように位相調整するためにf_CK自
動位相調整回路17が設けられている。

第15図を参照して、f_CK自動位相調整回路17の構成に
ついて説明する。第８図に示したPLL回路15から2f_CK信
号がインバータ180とディレーライン184とに与えられ
る。インバータ180は2f_CK信号を反転してＤタイプフリ
ップフロップからなる２分周回路181に与える。２分周
回路181は2f_CK信号を２分周したクロック信号をディレ
ーライン182に与える。ディレーライン182はクロック信
号を所定の遅延量だけ順次遅延して異なる位相のf_CK信
号を出力するために設けられており、それぞれの遅延出
力はデータセレクタ183に与えられる。

データセレクタ183は後述の２ビットカウンタ179の出
力に基づいて、ディレーライン182のいずれかの遅延出
力を選択する。ディレーライン184は2f_CK信号を所定量
だけ遅延して異なる位相の2f_CK信号を出力するために設
けられており、それぞれの遅延出力はデータセレクタ18
5に与えられる。データセレクタ185は２ビットカウンタ
179の出力に基づいて、ディレーライン184のいずれかの
遅延出力を選択する。

第８図に示した4F信号発生回路16から４フィールド周
期信号4Fがインバータ171と単安定マルチバイブレート1
72,173とに与えられる。なお、第９図に示した例では８
フィールド周期信号8Fが入力され、第10図に示した例で
は２フィールド周期信号2Fが入力される。インバータ17
1は４フィールド周期信号4Fを反転し、Ｄタイプフリッ
プフロップ174のＤ入力端に与える。Ｄタイプフリップ
フロップ174は４フィールド周期信号4Fとf_CK信号との位
相を比較するために設けられている。Ｄタイプフリップ
フロップ174のクロック入力端には前述のデータセレク
タ183から遅延されたf_CK信号が入力される。Ｄタイプフ
リップフロップ174の出力とインバータ171の出力はAN
Dゲート175に与えられる。

ANDゲート175は４フィールド周期信号4Fが“L"レベル
に立下がってからf_CK信号が“H"レベルに立上がるまで
の期間、すなわち、４フィールド周期信号4Fとf_CK信号
との位相差に対応したパルス信号を出力してクロックイ
ネーブル端子付１ビットカウンタ176のイネーブル端子
に与える。カウンタ176は、ANDゲート175の出力信号ｃ
に応答して、前述の位相差の大きさを検出するために設
けられている。このためにカウンタ176のクロック入力
端には前述のデータセレクタ185から遅延された2f_CK信
号が与えられる。また、カウンタ176のクリア入力端に
は単安定マルチバイブレータ172からクリアパルスが与
えられる。この単安定マルチバイブレータ172は４フィ
ールド周期信号4Fが“L"レベルに立下がってから所定の
時間経過後にクリアパルスを発生するために設けられて
いる。

カウンタ176の出力はインバータ177によって反転され
てANDゲート178の一方入力端に与えられる。ANDゲート1
78の他方入力端には単安定マルチバイブレータ173から
カウントパルスが与えられる。単安定マルチバイブレー
タ173は４フィールド周期信号4Fが“L"レベルに立下が
りかつクリアパルスが出力される前にカウントパルスを
出力するために設けられている。ANDゲート178の出力は
２ビットカウンタ179のクロック入力端に与えられる。
２ビットカウンタ179は、前述の各フィールド周期信号
とf_CK信号との位相差が所定の範囲内となるようにディ
レーライン182,184の遅延出力を選択するための信号を
出力する。このために、２ビットカウンタ179のQ_A出力
とQ_B出力はそれぞれデータセレクタ183,185に与えられ
る。

第16図は第15図に示したf_CK自動位相調整回路の動作
を説明するための波形図である。

次に、第16図を参照して第15図に示したf_CK自動位相
調整回路の動作について説明する。第16図（Ａ）に示す
ように、４フィールド周期信号4Fが“L"レベルに立下が
ると、インバータ171の出力は“H"レベルに立上がり、
Ｄタイプフリッフロップ174はf_CK信号ｂの立上がりでそ
の出力を“L"レベルにする。ANDゲート175は４フィー
ルド周期信号4Fが“L"レベルに立下がってからクロック
信号ｂが立上がるまでの期間だけ“H"レベルになる信号
ｃをカウンタ176にイネーブル信号として与える。

カウンタ176はイネーブル信号が“H"レベルになり、2
f_CK信号ａが立上がるタイミングでそのQ_A出力ｄを“H"
レベルにする。カウンタ176の出力ｄはインバータ177に
よって反転され、“L"レベルになる。その結果、ANDゲ
ート178が閉じられ、単安定マルチバイブレータ173から
出力されたカウントパルスは２ビットカウント179に与
えられない。このため、２ビットカウンタ179のQ_A,Q_Bの
各出力は“L"レベルとなっており、その結果、データセ
レクタ183,185はそれぞれディレーライン182,184の最も
遅延量の少ない信号を選択する。

ANDゲート175の出力信号ｃとf_CK信号ｂとが第16図
（Ｅ）に示すような関係になると、信号ｃが“H"レベル
になっている期間には2f_CK信号ａは１回しか立上がって
いないため、カウンタ176は１回だけ2f_CK信号を計数す
る。この場合にも、ANDゲート178から“H"レベルに立上
がるパルス信号ｅが２ビットカウンタ179に与えられな
い。

第16図（Ｆ）に示すように、ANDゲート175の出力であ
るゲート信号ｃの期間内に2f_CK信号が２回立上がると、
カウンタ176は2f_CK信号を２回計数し、その結果ANDゲー
ト178が開かれ、２ビットカウンタ179にパルス信号ｅが
与えられる。２ビットカウンタ179のQ_A出力は“H"レベ
ルになり、データセレクタ183,185はそれぞれディレー
ライン182,184の次の遅延されたf_CK信号と2f_CK信号とを
出力する。さらに、第16図（Ｇ）に示すようなタイミン
グになると、ゲートパルスｃの期間の間に2f_CK信号ａが
１回も立上がらないため、カウンタ176は2f_CK信号を計
数しない。この場合にも、ANDゲート178が開かれ、パル
ス信号ｅが２ビットカウンタ179に与えられる。そし
て、２ビットカウンタ179の出力に応答して、データセ
レクタ183,185はそれぞれディレーライン182,184の遅延
出力を選択する。

上述のごとく、ANDゲート175の出力であるゲート信号
ｃと2f_CK信号ａとによってカウンタ176が動作し、この
カウンタ176の計数値が「１」以外のときにANDゲート17
8からパルス信号ｅを発生し、このパルス信号ｅを２ビ
ットカウンタ179で計数し、この計数出力に応答して、
データセレクタ183,185がそれぞれディレーライン182,1
84から最適な位相の2f_CK信号ａとf_CK信号ｂとを出力す
ることにより、第16図（Ｈ）ないし（Ｊ）に示すよう
に、４フィールド周期信号4Fとf_CK信号との位相を調整
することができる。

第17図は第８図および第９図に示したアドレス発生回
路の具体的なブロック図である。第17図を参照して、ア
ドレス発生回路18は多重位置タイミング発生回路19とｋ
進カウンタ20とを含む。ｋ進カウンタ20は、f_CK＝14/11
×f_SCのとき361進カウンタが用いられる。クリアパルス
発生回路191は４フィールド周期信号4Fが“L"レベルに
立下がってから所定時間後にクリアパルスｄを出力する
ために設けられている。クリアパルスｄはカウンタ192
をクリアする。カウンタ192にはf_CK信号ｂがクロック信
号として与えられる。カウンタ192は４フィールド期間
の間クロック信号を計数するために設けられており、そ
の計数出力はデコード回路193に与えられる。

デコード回路193は各フィールドにおいて文字信号が
多重される位置を示す信号を出力する。すなわち、デコ
ード回路193は前述の第２図に示したように、第１フィ
ールドの7H目，第２フィールドの320H目，第３フィール
ドの7H目…ごとにパルス信号ｅをクリア信号として出力
し、ｋ進カウンタ20に与える。４フィールド周期信号ａ
とf_CK信号ｂとはEXORゲート194に入力され、このEXORゲ
ート194から２フィールドごとに位相が逆転する２相ク
ロック信号ｃが出力され、この２相クロック信号ｃはｋ
進カウンタ20に与えられる。ｋ進カンウンタ20はデコー
ド回路193から出力されたパルス信号ｅによってクリア
され、２相クロック信号ｃを計数し、アドレス信号を出
力する。

第19図ないし第21図は第17図に示したアドレス発生回
路の動作を説明するための波形図である。

クリアパルス発生回路191は第19図（Ｂ）に示す４フ
ィールド周期信号4Fが“L"レベルに立下がってからたと
えば第１フィールドの7H目で第19図（Ｃ）に示すクリア
パルスｄを発生してカウンタ192をクリアする。その
後、カウンタ192は第20図（Ｄ）に示すf_CK信号ｂを計数
する。カウンタ192の計数出力はデコード回路193によっ
てデコードされる。デコード回路193はカウンタ192の計
数値が0,113036,225712,338749になるときクリア信号ｅ
をｋ進カウンタ20に与える。

一方、EXORゲート194は４フィールド周期信号ａとf_CK
信号ｂとの排他的論理和をとり、第20図（Ｅ）に示すよ
うに、位相が２フィールドごとに逆転する２相クロック
信号ｃを出力してｋ進カウンタ20に与える。ｋ進カウン
タ20は２相クロック信号ｃを計数し、各フィールドにお
ける7Hないし22Hの多重タイミングを示すアドレス信号
を出力する。ここで、４フィールド周期信号4Fが“L"レ
ベルのときには、２相クロック信号ｃはf_CK信号と位相
が一致しているが、４フィールド周期信号4Fが“H"レベ
ルの期間、２相クロック信号ｃはf_CK信号の極性が反転
したパルスとなっている。したがって、ｋ進カウンタ20
がクリア信号の“H"レベル期間に２相クロック信号ｃに
よって同期してクリアされることにより、デコード回路
193のデコード出力があたかもサンプリングし直された
ようになり、第20図（Ｇ）に示すように、第１フィール
ドで「１」，第２フィールドで「113037」，第３フィー
ルドで「225712.5」および第４フィールドで「338749.
5」の値を得ることができる。これらのタイミングが各
フィールドごとに文字信号を多重するタイミングとな
る。

なお、f_CK＝15/11×f_SCのときには、ｋ進カンウンタ2
0は387進カウンタによって構成され、デコード回路193
からは第21図（Ｆ）に示すようなタイミング信号ｅが出
力され、ｋ進カウンタ20によってサンプリングし直され
たようになって、第１フィールドないし第８フィールド
において第21図（Ｇ）に示すようなタイミング信号が出
力される。

第18図はf_CK＝16/11×f_SCの場合におけるアドレス発
生回路の概略ブロック図である。この第18図に示したア
ドレス発生回路は前述の第17図に示したEXORゲート194
が省略され、ｋ進カウンタ20に代えて413進カウンタ32
が設けられる。この413進カウンタ32にはf_CK信号がクロ
ック信号として与えられる。

第22図は第18図に示したアドレス発生回路の動作を説
明するための波形図である。

f_CK＝16/11×f_SCの場合には、第６図に示したよう
に、第１フィールドの7Hが１ビット目であり、第２フィ
ールドの320H目が129185ビット目であり、前述のf_CK＝1
4/11×f_SCのときやf_CK＝15/11×f_SCのときのように２相
クロック信号が用いられない。デコード回路193はカウ
ンタ192の計数出力をデコードし、０ビット目と129184
ビット目にクリア信号ｅを413進カンウンタ32に与えて
クリアする。その後、413進カウンタ32はf_CK信号ｂを計
数して第１フィールドの7Hないし22H,第２フィールドの
320Hないし335Hにおいて第５図に示すようなタイミング
で文字信号を多重するためのアドレス信号を出力する。

第23図はこの発明の一実施例の文字放送信号受信機の
概略ブロック図である。第23図を参照して、アンテナ50
を介してチューナ51によって放送電波が受信され、チュ
ーナ51から音声中間周波数信号と映像中間周波数信号と
が出力される。音声中間周波数信号は音声中間周波数増
幅器52に与えられて中間周波数増幅され、映像中間周波
数信号は映像中間周波数増幅器56に与えられて中間周波
増幅される。音声中間周波数増幅器の出力は音声検波回
路53に与えられて音声信号が検波され、その音声信号は
アンプ54によって増幅されてスピーカ55に与えられる。

一方、映像中間周波数増幅器56の出力信号は映像検波
回路57に与えられ、映像信号が出力される。この映像信
号は映像処理回路58と文字信号処理回路59とに与えられ
る。映像処理回路58は映像信号を処理し、RGB切換回路6
0に与える。文字信号処理回路59は文字信号を復調し、R
GB切換回路60に与える。RGB切換回路60は映像信号また
は文字信号に応じてRGBを切換え、CRT61に表示させる。

第24図は文字信号処理回路の概略ブロック図である。
第24図を参照して、前述の第23図に示した映像検波回路
57から出力された映像信号はバンドパスフィルタ62と同
期分離回路64とコンパレータ69とに与えられる。バンド
パスフィルタ62は映像信号に含まれる色信号成分を分離
するために設けられており、分離された色信号成分はVC
XO63に与えられる。同期分離回路64は映像信号からコン
ポジット同期信号を分離して、バーストゲートパルス発
生回路65およびkF信号発生回路67に与える。

バーストゲートパルス発生回路65はカラーバースト部
分に相当するパルス信号を発生するために設けられてお
り、そのバーストゲートパルス信号をVCXO63に与える。
VCXO63は色信号成分とバーストゲートパルス信号とに応
答して、色副搬送波信号と同じ周波数4.53361875MHzのf
_SC信号を発生してPLL回路66に与える。PLL回路66はf_SC
信号に応答してサンプリングクロック信号となるf_CK信
号を発生してフレーミングコード検出保護回路68に与え
る。

kf信号発生回路67はコンポジット同期信号からビット
レートに応じたフィールド信号を発生するために設けら
れている。なお、kf信号発生回路67は、f_CK＝14/11×f
_SCのとき４フィールド周期信号4Fを発生し、f_CK＝15/11
×f_SCのとき８フィールド周期信号8Fを発生し、f_CK＝16
/11×f_SCのとき２フィールド周期信号2Fを発生する。こ
こでは、４フィールド周期信号4Fを発生するものとして
説明する。kf信号発生回路67から発生された４フィール
ド周期信号4Fはフレーミングコード検出保護回路68に与
えられる。

コンパレータ69は映像信号に含まれる文字信号成分を
抽出するために設けられていて、抽出された文字信号は
フレーミングコード検出保護回路68と誤り訂正回路70と
に与えられる。フレーミングコード検出保護回路68は入
力されたフレーミングコード自体が持っている誤り訂正
機能に基づいて誤り訂正を行なうとともに、フライホイ
ール効果による誤り訂正を行なう。このフライホイール
効果による訂正は後述の第29図において説明する。フレ
ーミングコード検出保護回路68によって検出されたフレ
ーミングコードとコンパレータ69から出力された文字信
号は誤り訂正回路70に与えられる。

誤り訂正回路70はフレーミングコードと文字データと
から誤り訂正を行ない、文字データをCPU71に与える。C
PU71は入力された文字データの解析を行ない、表示制御
回路72を介してビデオメモリ73に文字情報を書込む。表
示制御回路72はビデオメモリ73から同期信号に同期して
文字フォントを読出し、RGB出力回路74に与える。RGB出
力回路74は読出された文字フォントをRGB信号に変換し
て出力する。

第25図は第24図に示したkf信号発生回路とその保護回
路を示すブロック図である。第25図を参照して、第24図
に示した同期分離回路64から出力された負極性のコンポ
ジット同期信号がインバータ81,86に与えられて極性反
転が行なわれる。インバータ81の出力には積分回路82が
接続されていて、コンポジット同期信号が積分されて水
平同期信号が除去され、垂直同期信号のみが抽出され
る。この垂直同期信号はバッファ83によって波形整形さ
れ、Ｄタイプフリップフロップ84のＤ入力端に与えられ
る。

インバータ86で極性反転されたコンポジット同期信号
はＤタイプフリップフロップ84のクロック入力端に与え
られるとともに、単安定マルチバイブレータ87に与えら
れる。Ｄタイプフリップフロップは積分回路82の出力を
コンポジット同期信号と同期をとるために設けられてお
り、その出力は単安定マルチバイブレータ85とCPU90と
に与えられる。単安定マルチバイブレータ85は垂直同期
信号の前縁でパルス信号を発生してＤタイプフリップフ
ロップ89のクロック入力端に与える。

単安定マルチバイブレータ87はコンポジット同期信号
に応答して、3/4H期間だけ“H"レベルになる3/4Hパルス
を発生するために設けられており、発生された3/4Hパル
スは単安定マルチバイブレータ88に与えられる。単安定
マルチバイブレータ88は3/4Hパルスの前縁でパルス信号
ｅを発生し、Ｄタイプフリップフロップ89のＤ入力端に
与える。Ｄタイプフリップフロップ89は単安定マルチバ
イブレータ85の出力信号ｃと単安定マルチバイブレータ
88の出力信号ｅとに応答して、２フィールド周期信号2F
を出力する。この２フィールド周期信号2Fはインバータ
91を介して２分周回路としてのＤタイプフリップフロッ
プ92に与えられるとともに、インバータ93を介してＤタ
イプフリップフロップ回路94に与えられる。Ｄタイプフ
リップフロップ94はＤタイプフリップフロップ95ととも
に４分周回路を構成している。Ｄタイプフリップフロッ
プ92は２フィールド周期信号2Fを２分周して４フィール
ド周期信号4Fを出力する。

なお、f_CK＝15/11×f_SCに選んだときには、Ｄタイプ
フリッフロップ94,95は２フィールド周期信号2Fを４分
周して８フィールド周期信号8Fを出力する。４フィール
ド周期信号4Fと８フィールド周期信号8FとはCPU90に与
えられる。

CPU90は垂直同期信号と４フィールド周期信号4Fまた
は８フィールド周期信号8Fとの同期を監視するために設
けられている。すなわち、入力された映像信号のS/N比
が悪くなると、kf信号発生回路67が誤動作を起こすこと
がある。誤動作を生じて４フィールド周期信号4Fまたは
８フィールド周期信号8Fと垂直同期信号との同期がとれ
なくなったことを検知すると、CPU90はＤタイプフリッ
プフロップ92,94,95にプリセットパルスを与えるかある
いはクリアパルスを与えて誤動作から保護している。

第26図ないし第28図は第25図に示したkf信号発生回路
の動作を説明するための波形図である。

次に、第25図ないし第28図を参照して、kf信号発生回
路67の動作について説明する。第26図（Ａ）に示す負極
性のコンポジット同期信号はインバータ81によって反転
され、積分回路82によって水平同期信号が除去され、垂
直同期信号成分のみがバッファ83に与えられる。バッフ
ァ83は垂直同期信号を波形整形し、第26図（Ｂ）に示す
ような矩形波信号ａを出力する。この矩形波信号ａはＤ
タイプフリップフロップ84によってコンポジット同期信
号と同期がとられ、第26図（Ｃ）に示すような垂直同期
信号ｂが得られる。単安定マルチバイブレータ85は第26
図（Ｄ）に示すように垂直同期信号ｂの前縁で“L"レベ
ルに立下がるパルス信号ｃを発生する。

一方、単安定マルチバイブレータ87はコンポジット同
期信号に応答して、第26図（Ｅ）に示すように、3/4H幅
のパルス信号ｄを発生する。単安定マルチバイブレータ
88はこの3/4H幅のパルス信号の前縁で第26図（Ｆ）に示
すようなパルス信号ｅを発生する。Ｄタイプフリップフ
ロップ89は単安定マルチバイブレータ85からパルス信号
ｃが出力され、その立上がるタイミングで単安定マルチ
バイブレータ88の出力信号ｅをラッチし、そのＱ出力か
ら第26図（Ｇ）に示すような“L"レベル信号ｆを出力す
る。

Ｄタイプフリップフロップ89は第27図に示す第２フィ
ールドにおいて、単安定マルチバイブレータ85の出力の
パルス信号ｃが立上がるタイミングにおいて、単安定マ
ルチバイブレータ88の出力のパルス信号ｅが“H"レベル
になっていることにより、そのＱ出力を第27図（Ｆ）に
示すような“H"レベル信号ｆにする。その結果、Ｄタイ
プフリップフロップ89のＱ出力から第28図（Ｂ）に示す
２フィールド周期信号2Fが出力される。

一方、Ｄタイプフリップフロップ92は上記２フィール
ド周期信号2Fを２分周し、第28図（Ｃ）に示すような４
フィールド周期信号4Fを出力し、Ｄタイプフリップフロ
ップ94,95は２フィールド周期信号2Fを４分周し、第28
図（Ｄ）に示すような８フィールド周期信号8Fを出力す
る。なお、第28図（Ａ）は第26図および第27図の（Ｄ）
にも示した単安定マルチバイブレータ85の出力信号ｃを
示している。CPU90は４フィールド周期信号4Fまたは８
フィールド周期信号8Fと垂直同期信号とのタイミングを
監視していて、もし４フィールド周期信号4Fまたは８フ
ィールド周期信号8Fのタイミングが垂直同期信号に対し
てずれると、Ｄタイプフリップフロップ92または94,95
にリセットパルスまたはクリアパルスを出力して、同期
をとる。

第29図はフレーミングコード検出保護回路68の具体的
なブロック図である。第29図を参照して、フレーミング
コード検出保護回路68の主要部分の構成について説明す
る。EXORゲート109は４フィールド周期信号4Fとf_CK信号
との排他的論理和をとり、２相クロック信号を発生する
ために設けられている。シフトレジスタ101は文字デー
タを受け、２相クロック信号に同期してシリアルな文字
データをパラレルな信号に変換するために設けられてい
る。フレーミングコードデコード回路102はシフトレジ
スタ101からパラレルな文字データを受け、フレーミン
グコードを検出する。このフレーミングコードデコード
回路102はフレーミングコードの誤り訂正回路を含んで
いる。

ゲートパルス発生回路110は４フィールド周期信号4F
とコンポジット同期信号に応答して、第１フィールドの
文字信号を多重している最初の1Hの期間だけ“H"レベル
となる信号ａと、各フィールドで文字信号を多重してい
る期間だけ“H"レベルになる信号ｂとを出力する。ｋ進
カウンタ105はf_CK＝14/11×f_SCのとき、ｋ＝451,423と
なり、f_CK＝15/11×f_SCのときｋ＝967,335となり、f_CK
＝16/11×f_SCのときｋ＝257,957となるように設定され
る。

デコード回路106はｋ進カウンタ105の計数出力をデコ
ードし、各フィールドにおける最初のフレーミングコー
ドを示すタイミング信号ｅと、第１フィールドのフレー
ミングコードから次の４フィールド先のフレーミングコ
ードの位置を予測するタイミング信号ｆとを出力するた
めに設けられている。ｌ進カウンタ108は２相クロック
信号を計数し、各フィールドの7Hないし22H,320Hないし
335Hにおけるフレーミングコードの位置を予測するタイ
ミング信号ｇを内部で作成するために設けられている。
このｌ進カウンタ108はf_CK＝14/11×f_SCのときｌ＝361,
f_CK＝15/11×f_SCのときｌ＝387,f_CK＝16/11×f_SCのとき
ｌ＝413となるように選ばれる。ｍ進カウンタ117とｎ進
カウンタ118はフレーミングコードの前方，後方の保護
のために設けられていて、ｍ進カウンタ117はフレーミ
ングコードの周期性が確定したことを検出し、ｎ進カウ
ンタ118はフレーミングコードの周期性が崩れたことを
検出する。

第30図ないし第33図はf_CK＝14/11×f_SCときのフレー
ミングコード検出保護回路の動作を説明するための波形
図である。

次に、第29図ないし第33図を参照して、フレーミング
コード検出保護回路の動作について説明する。EXORゲー
ト109はf_CK信号と４フィールド周期信号4Fとの排他的論
理輪を求め、２相クロック信号を出力する。シフトレジ
スタ101はこの２相クロック信号に応答して、シリアル
な文字データをパラレルな文字データに変換してフレー
ミングコードデコード回路102に与える。フレーミング
コードデコード回路102は各フィールドの各Ｈに対応し
たフレーミングコードを検出し、第31図（Ｄ）に示すよ
うな検出信号ｃをANDゲート103と111のそれぞれの一方
入力端に与える。

一方、ゲートパルス発生回路110はコンポジット同期
信号と４フィールド周期信号4Fとに応答して、第31図
（Ｃ）に示すように、第１フィールドの文字信号を多重
している最初の水平期間だけ“H"レベルとなる信号ａ
と、第31図（Ｂ）に示すように、文字信号を多重してい
る期間だけ“H"レベルとなる信号ｂを発生する。信号ａ
はANDゲート103と111とに与えられる。ここで、RSフリ
ップフロップ119の出力である信号ｔが“H"レベルで
あると仮定すると、ANDゲート103の出力信号ｄは第31図
（Ｅ）に示すように、第１フィールドの文字信号を多重
している最初の水平期間だけフレーミングコード検出信
号ｄを出力する。この信号ｄはORゲート104を介してｋ
進カウンタ105にクリア信号として与えられる。ｋ進カ
ウンタ105はクリアされた後、f_CK信号を計数する。

ｋ進カウンタ105はf_CK信号を451,423個計数し、その
計数出力をデコード回路106に与える。デコード回路106
はｋ進カウンタ105の計数出力をデコードし、第32図
（Ｄ）に示すように、計数値113036,225712,338749,451
423の値をデコードしてデコード信号ｅを出力する。こ
のデコード信号ｅは各フィールドにおける先頭の文字多
重位置を示していることになる。デコード信号ｅはORゲ
ート107を介してｌ進カウンタ108にクリア信号として与
えられる。ｌ進カウンタ108はデコード信号ｅによって
クリアされると、２相クロック信号を361個計数する。
ｌ進カウンタ108の計数出力ｇは自己のクリア信号にな
るとともに、第33図（Ｇ）に示すように、各フィールド
の各水平走査期間におけるフレーミングコード検出信号
となる。

第34図はフレーミングコードの後方，前方保護動作を
説明するための波形図である。

次に、第29図および第34図を参照して、フレーミング
コードの後方，前方保護動作について説明する。第34図
（Ａ）は４フィールドを周期としたタイミングであり、
（１）ないし（21）を付している。また、ｍ進カウンタ
117はｍ＝３であり、ｎ進カウンタはｎ＝４に設定され
ているものとして説明する。電源が入力されたとき、ま
た文字データを初めて受信したときには、フレーミング
コードの周期性はまだ確定していないため、第34図
（Ｊ）に示すように、RSフリップフロップ119の出力
である信号ｔが“H"レベルになっている。このとき、フ
レーミングコードデコード回路102はフレーミングコー
ドを検出できないので、ANDゲート111の出力信号ｈは第
34図（Ｂ）に示すように、“L"レベルになっている。ま
た、信号ｈはインバータ116によって反転されてANDゲー
ト112に与えられるため、このANDゲート112の出力の信
号ｉは第34図（Ｃ）に示すように、“H"レベルとなり、
ｍ進カウンタ117はクリアされる。

（２）のタイミングにおいて、フレーミングコードデ
コード回路102によってフレーミングコードが検出され
ると、ANDゲート111の出力信号ｈは“H"レベルとなり、
その結果信号ｉは“L"レベルとなり、ANDゲート113の出
力信号ｊは第34図（Ｄ）に示すように“H"レベルとな
り、ｍ進カウンタ117は信号ｊを計数し、その計数値は
第３図（Ｋ）に示すように「１」になる。（３）のタイ
ミングにおいて、前述の（２）のタイミング同様の動作
を行ない、ｍ進カウンタ117の計数値は２になる。

（４）のタイミングにおいて、フレーミングコードは
検出されなかったため、信号ｉは“H"レベルになり、ｍ
進カウンタ117がクリアされる。（５）のタイミングに
おいて、フレーミングコードが検出されたことによっ
て、ｍ進カウンタ117がカウントアップされ、その計数
値は「１」になる。（６）のタイミングにおいて、フレ
ーミングコードが検出されたことによって、ｍ進カウン
タ117がカウントアップされ、その計数値は「２」にな
る。同様にして、（７）のタイミングにおいてフレーミ
ングコードが検出されると、ｍ進カウンタ117がカウン
トアップされ、その計数値が「３」になり、ｍ進カウン
タ117から第34図（Ｇ）に示すようにキャリーｑが出力
され、RSフリップフロップ119がセットされる。その結
果、RSフリップフロップ119の出力信号ｓは第34図
（Ｉ）に示すように“H"レベルとなり、信号ｔは第34図
（Ｊ）に示すように“L"レベルとなる。（８），（９）
のタイミングにおいては、フレーミングコードが検出さ
れたことによって、ANDゲート114の出力信号ｏが第34図
（Ｅ）に示すように“H"レベルとなり、ｎ進カウンタ11
8がクリアされる。タイミング（10），（11），（12）
においては、フレーミングコードが検出されなかったの
で、ANDゲート115の出力信号ｐが第34図（Ｆ）に示すよ
うに“H"レベルとなり、ｎ進カウンタ118がカウントア
ップされ、その計数値は第34図（Ｌ）に示すように1,2,
3となる。

タイミング（13），（14）においてフレーミングコー
ドが検出されたことによって、信号ｏが“H"レベルとな
り、ｎ進カウンタ118がクリアされる。タイミング（1
5），（16），（17）においてフレーミングコードが検
出されなかったので、信号ｐは“H"レベルとなり、ｎ進
カウンタ118がカウントアップされ、その計数値は1,2,3
となる。タイミング（18）においてフレーミングコード
が検出されなかったことにより、信号ｐは“H"レベルと
なり、ｎ進カウンタ118がカウントアップされ、その計
数値は「４」になり、ｎ進カウンタ118から第34図
（Ｈ）に示すようにキャリーｒが出力されて、RSフリッ
プフロップ119がリセットされる。

その結果、信号ｓは“L"レベルとなり、信号ｔは“H"
レベルとなる。タイミング（19）においてフレーミング
コードが検出されなかったことにより、信号ｉは“H"レ
ベルとなり、ｍ進カウンタ117がクリアされる。タイミ
ング（20），（21）においてフレーミングコードが検出
されたことにより信号ｉは“H"レベルとなり、ｍ進カウ
ンタ117がカウントアップされる。

ｌ進カウンタ108はデコード回路106からのデコード信
号ｅを基準に動作しており、この信号ｅは各フィールド
の先頭のフレーミングコードの検出位置を示しており、
これをもとに各Ｈのフレーミングコードの検出信号が発
生される。なお、RSフリップフロップ119の信号ｓが
“H"レベルのときにはｋ進カウンタ105は自走してお
り、このときにはｌ進カウンタ108からのフレーミング
コード検出信号が最終のフレーミングコード検出信号と
される。また、信号ｓが“L"レベルのときにはフレーミ
ングコードデコード回路102によって検出されたフレー
ミングコード検出信号が最終のフレーミングコード検出
信号とされる。

なお、上述の例では、ｎ＝3,m＝４で説明したが、一
般的にｎの数値が小さければノイズの影響を受けるとフ
レーミングコードの周期製が崩れ易くなるがｎの数値を
大きくすると、フレーミングコードの周期性が崩れる可
能性が少なくなり、フレーミングコードの前方，後方保
護の信頼性が増すことになる。デメリットとしては、た
とえばｋ進カウンタ105,l進カウンタ108などがノイズな
どにより誤動作した場合、本来はｌ進カウンタ108から
再生しているフレーミングコード検出信号は、この時点
がおかしくなっているはずであるので、フレーミングコ
ード検出信号の周期性をこの時点で捜しに行くべきであ
るが、ｎ進カウンタ118の計数値が大きいため、フレー
ミングコード検出信号の周期性が崩れたと判断する時間
が遅れることになる。

第35図はf_CK＝15/11×f_SCのときの第29図に示したフ
レーミングコード検出保護回路の波形図であり、第36図
は第35図の波形の一部を拡大して示した図である。

f_CK＝15/11×f_SCのときには、第29図に示したANDゲー
ト103から第35図（Ｃ）に示すように、967335ビットご
とにフレーミングコードが検出され、デコード回路106
からは第35図（Ｄ）示すように、0,121110,241833…ビ
ットごとに各フィールドにおける最初のフレーミングコ
ードの検出信号ｅが出力されるとともに、第35図（Ｅ）
に示すように、８フィールド先のフレーミングコードの
検出位置を予測するパルスｆが出力される。また、ｌ進
カウンタは387進カウンタによって構成され、第36図
（Ｂ）に示すように、387ビットごとに各Ｈのフレーミ
ングコード検出信号が発生される。

第37図はf_CK＝16/11×f_SCのときのフレーミングコー
ド検出保護回路の波形図であり、第38図はその一部を拡
大して示した波形図である。

f_CK＝16/11×f_SCのときには、ANDゲート103から第37
図（Ｃ）に示すように２フィールドごとにフレーミング
コードが検出され、デコード回路106から各フィールド
の最初のフレーミングコードの検出信号ｅが出力される
とともに、２フィールド先のフレーミングコードを予測
するパルスｆが出力される。また、ｌ進カウンタ108は4
13進カウンタによって構成され、第38図（Ｂ）に示すよ
うに、各フィールドの各Ｈのフレーミングコード検出信
号を発生するためのタイミング信号ｇが出力される。

［発明の効果］ 以上のように、この発明の文字放送信号発生装置によ
れば、各フィールドの所定の水平走査期間内でのフレー
ミングコードの先頭位置を表わすタイミング信号を発生
し、このタイミング信号に応答して各フィールドの所定
の水平走査期間内にフレーミングコードと文字データと
を挿入するようにしたので、フレーミングコードと文字
データとがカラーバーストや水平同期信号に支障を与え
ることはない。しかも、数フィールドを周期としてフレ
ーミングコードに周期性を持たせることができるので、
フレーミングコードによる誤り訂正効果を強化できる。

また、この発明の文字放送信号受信機は、検出された
数フィールドのうちの先頭フィールドのフレーミングコ
ードに応答して、各フィールドの予め定める水平走査期
間内にフレーミングコード検出信号を発生させるように
したので、各フィールドの予め定める水平走査期間内で
位相がずれている文字信号を良好に復調することができ
る。しかも、周期性のあるフレーミングコードを用いて
誤り訂正効果を強化できる。

【図面の簡単な説明】

第１図はf_CK＝14/11×f_SCのときの１フィールド内の各
Ｈの文字多重信号の相対的な位置関係を示す図であり、
第２図は各フィールド間での文字多重信号の相対的な位
置関係を示す図である。第３図はf_CK＝15/11×f_SCのと
きの１フィールド内の各Ｈの文字多重信号の相対的な位
置関係を示す図であり、第４図は同じく各フィールド間
での文字多重信号の相対的な位置関係を示す図である。
第５図はf_CK＝16/11×f_SCのときの１フィールド内の各
Ｈの文字多重信号の相対的な位置関係を示す図であり、
第６図は同じく各フィールド間での文字多重信号の相対
的な位置関係を示す図である。 第７図はこの発明の一実施例の文字多重放送システムの
全体の構成を示す図である。第８図はf_CK＝14/11×f_SC
の場合の文字信号多重装置のブロック図である。第９図
はf_CK＝15/11×f_SCの場合の文字信号多重装置のブロッ
ク図である。第10図はf_CK＝16/11×f_SCの場合の文字信
号多重装置のブロック図である。第11図はf_CK＝14/11×
f_SCの場合の文字信号多重装置の他の例を示すブロック
図である。第12図は第８図ないし第10図に示した2f_CK信
号を発生するためのPLL回路を示すブロック図である。
第13図は第11図に示したf_CK信号を発生するためのPLL回
路のブロック図である。第14図は垂直同期信号と４フィ
ールド,8フィールド,2フィールド周期信号との関係を示
す波形図である。第15図は第８図に示したf_CK自動位相
調整回路を示す具体的なブロック図である。第16図は第
15図に示したf_CK自動位相調整回路の波形図である。第1
7図は第８図に示したアドレス発生回路のブロック図で
ある。第18図は第10図に示したアドレス発生回路のブロ
ック図である。第19図，第20図および第21図は第17図に
示したアドレス発生回路の波形図である。第22図は第18
図に示したアドレス発生回路の波形図である。 第23図は文字多重放送受信機の全体の構成を示すブロッ
ク図である。第24図は第23図に示した文字信号処理回路
のブロック図である。第25図はkf信号発生回路および保
護回路を示すブロック図である。第26図，第27図および
第28図はkf信号発生回路の波形図である。第29図はフレ
ーミングコード検出保護回路を示すブロック図である。
第30図，第31図，第32図，第33図，第34図，第35図，第
36図，第37図および第38図はフレーミングコード検出保
護回路の波形図である。第39図は我国で放送されている
NTSC方式における文字放送信号の階層構造を示す図であ
る。第40図は1H＝361.1384ビットに選んだときの各Ｈに
おいて映像信号に多重される文字信号の波形図である。 図において、６は文字信号多重装置、11,62はバンドパ
スフィルタ、12,64は同期分離回路、13,65はバーストゲ
ートパルス発生回路、14,63はVCXO、15,66はPLL、16は4
F信号発生回路、17はf_CK自動位相調整回路、18はアドレ
ス発生回路、19は多重位置タイミング発生回路、20は36
1進カウンタ、21はRAM、22は文字データ記憶装置、23は
RAMインタフェース回路、24はRAMデータ読出回路、67は
kF信号発生回路、68はフレーミングコード検出保護回
路、69はコンパレータ、70は誤り訂正回路、71はCPUを
示す。

フロントページの続き (72)発明者 黒田 徹 東京都世田谷区砧１丁目10番11号 日本 放送協会放送技術研究所内 (56)参考文献 特開 平１−93274（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−224487（ＪＰ，Ａ)

Claims (7)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】水平同期信号と、垂直同期信号と、映像信
   号と、色副搬送波信号とを含む複合映像信号を用い、か
   つ前記色副搬送波信号の周波数が水平同期信号の水平周
   波数に対して整数の分母と整数の分子とを持つ分数の関
   係に選ばれていないテレビジョン放送信号の垂直帰線期
   間内の予め定める水平走査期間に、フレーミングコード
   と文字データとを多重して送出する文字放送方式のため
   の文字放送信号発生装置であって、 前記色副搬送波信号に同期し、かつ、その色副搬送波信
   号の周波数に対して、第１の整数の分母と、前記第１の
   整数とは異なる整数の分子とからなる分数の関係になる
   ビットレートを持ち、予め定める数のフィールドごとに
   その各対応する水平走査期間内の同一タイミングで同一
   位相になるように周期性を有するクロック信号を発生す
   るクロック信号発生手段、 前記水平同期信号に応答して、前記予め定める数のフィ
   ールドを周期とする周期信号を発生する周期信号発生手
   段、 前記クロック信号発生手段から発生されたクロック信号
   と、前記周期信号発生手段から発生された周期信号とに
   応答して、各フィールドの前記予め定める水平走査期間
   内でのフレーミングコードの先頭タイミングを表わすタ
   イミング信号を発生する先頭タイミング信号発生手段、
   および 前記先頭タイミング信号発生手段から発生されたタイミ
   ング信号に応答して、各フィールドの前記予め定める水
   平走査期間内にフレーミングコードと文字データとを前
   記先頭タイミングに従って先頭が決められるように多重
   して出力する出力手段を備えた、文字放送信号発生装
   置。
2. 【請求項２】さらに、前記周期信号発生手段から発生さ
   れた周期信号と前記クロック信号発生手段から発生され
   たクロック信号とを同期させるための手段を含む、請求
   項１項記載の文字放送信号発生装置。
3. 【請求項３】前記クロック信号発生手段は、 前記クロック信号の２倍の周波数の第２のクロック信号
   を発生する第２クロック信号発生手段、 前記第２クロック信号発生手段から発生された第２クロ
   ック信号を２分周して前記クロック信号を発生する分周
   手段、 前記分周手段から発生された前記クロック信号を前記ク
   ロック信号の１周期の幅内で遅延させる第１の遅延手
   段、 前記第２クロック信号発生手段から発生された第２クロ
   ック信号を前記第１の遅延手段と同一時間だけ遅延させ
   る第２の遅延手段、 前記周期信号と前記第１の遅延手段によって遅延された
   第１クロック信号との位相を比較する比較手段、 前記比較手段で検出された位相差の大きさを前記第２の
   遅延手段によって遅延された第２クロック信号によって
   検出する検出手段、および 前記検出手段の出力に応答して、前記周期信号の位相が
   前記クロック信号の位相に対して所定の範囲内となるよ
   うに前記第１および第２の遅延手段の遅延量を変化させ
   る手段を含む、請求項１項記載の文字放送信号発生装
   置。
4. 【請求項４】水平同期信号と、垂直同期信号と、映像信
   号と、色副搬送波信号とを含む複合映像信号を用い、か
   つ前記色副搬送波信号の周波数が前記水平同期信号の水
   平周波数に対して、整数の分母と整数の分子とを持つ分
   数の関係に選ばれていないテレビジョン放送信号の垂直
   帰線期間内の予め定める水平走査期間に、フレーミング
   コードと文字データとを多重して送出する文字放送方式
   のための文字放送信号受信機であって、 前記フレーミングコードと文字データとは、前記色副搬
   送波信号に同期し、かつ、その色副搬送波信号の周波数
   に対して、第１の整数の分母と、前記第１の整数とは異
   なる第２の整数の分子との分数の関係になるビットレー
   トであって、予め定める数のフィールドごとにその各対
   応する水平走査期間内の同一タイミングで同一位相にな
   るように周期性を有するビットレートを有し、前記予め
   定める数のフィールドを周期として、各フィールドの前
   記予め定める水平走査期間内でのフレーミングコードの
   先頭タイミングが規則的に変化するように前記複合映像
   信号に多重されていて、 前記フレーミングコードと文字データとが多重されたテ
   レビジョン放送信号を受信する受信手段、 前記受信手段によって受信されたテレビジョン放送信号
   から同期信号を分離する同期信号分離手段、 前記色副搬送波信号に同期し、かつ、その色副搬送波信
   号に対して第１の整数の分母と前記第１の整数とは異な
   る第２の整数の分子との分数の関係になるビットレート
   を持ち、予め定める数のフィールドごとにその各対応す
   る水平走査期間内の同一タイミングで同一位相になるよ
   うに周期性を有するクロック信号を発生するクロック信
   号発生手段、 前記同期信号分離手段によって分離された同期信号に応
   答して、前記予め定める数のフィールドを周期とする周
   期信号を発生する周期信号発生手段、 前記受信された複合映像信号に多重された文字放送信号
   からフレーミングコードを検出するフレーミングコード
   検出手段、 前記フレーミングコード検出手段によって検出された予
   め定める数のフィールドのうちの先頭フィールドの最初
   のフレーミングコード検出信号と、前記周期信号とに応
   答して、各フィールドの前記予め定める水平走査期間内
   のタイミングでフレーミングコード検出信号を作成する
   フレーミングコード検出信号作成手段、および 前記フレーミングコード検出信号作成手段によって作成
   されたフレーミングコード検出信号と前記クロック信号
   発生手段から発生されたクロック信号とに応答して、前
   記文字放送信号中の文字データを復調する復調手段を備
   えた、文字放送信号受信機。
5. 【請求項５】前記周期信号発生手段は、 前記同期信号に応答して第１フィールドと第２フィール
   ドとを検出するフィールド検出手段、および 前記フィールド検出手段によって検出された第１フィー
   ルドの検出信号を計数して、前記予め定める数のフィー
   ルドの周期信号を出力する計数手段を含む、請求項４項
   記載の文字放送信号受信機。
6. 【請求項６】さらに、前記同期信号から垂直同期信号を
   分離する垂直同期信号分離手段と、 前記計数手段から出力された周期信号と前記垂直同期信
   号分離手段によって分離された垂直同期信号との同期／
   非同期を検出する検出手段と、 前記検出手段によって、前記周期信号の前記垂直同期信
   号に対する同期ずれが検出されたことに応答して、その
   同期ずれを補正する補正手段とを含む、請求項５項記載
   の文字放送信号受信機。
7. 【請求項７】前記フレーミングコード検出信号作成手段
   は、 前記フレーミングコード検出手段によって最初のフレー
   ミングコードが検出されたことに応答して、前記クロッ
   ク信号を計数して、次の数フィールド先のフレーミング
   コードの検出位置を予測するタイミング信号を発生する
   予測タイミング信号発生手段、 前記フレーミングコード検出手段によって検出された最
   初のフレーミングコード検出信号と、前記予測タイミン
   グ信号との位相の一致／不一致を判別し、その判別結果
   に応答して各フィールドの前記予め定める水平走査期間
   内にフレーミングコードの検出タイミングを決定する手
   段を含む、請求項４項記載の文字放送信号受信機。