JPH02216468A - 電流検出装置 - Google Patents
電流検出装置Info
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- JPH02216468A JPH02216468A JP63261575A JP26157588A JPH02216468A JP H02216468 A JPH02216468 A JP H02216468A JP 63261575 A JP63261575 A JP 63261575A JP 26157588 A JP26157588 A JP 26157588A JP H02216468 A JPH02216468 A JP H02216468A
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Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R15/00—Details of measuring arrangements of the types provided for in groups G01R17/00 - G01R29/00, G01R33/00 - G01R33/26 or G01R35/00
- G01R15/14—Adaptations providing voltage or current isolation, e.g. for high-voltage or high-current networks
- G01R15/18—Adaptations providing voltage or current isolation, e.g. for high-voltage or high-current networks using inductive devices, e.g. transformers
- G01R15/183—Adaptations providing voltage or current isolation, e.g. for high-voltage or high-current networks using inductive devices, e.g. transformers using transformers with a magnetic core
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- Measurement Of Current Or Voltage (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
(産業上の利用分野)
本発明は、可飽和変成器の一次側に供給した被検出電流
をトランジスタ・スイッチにより断続して変成した二次
出力交流電流を抵抗素子に供給して得られる電圧に基づ
いて被検出電流を検出する電流検出装置に関し、特に、
相補型FETスイッチを可飽和変成器に組合わせて構成
した磁気マルチバイブレータを用いて簡単な構成の小型
装置により良好な特性の電流検出を行ない得るようにし
たものである。
をトランジスタ・スイッチにより断続して変成した二次
出力交流電流を抵抗素子に供給して得られる電圧に基づ
いて被検出電流を検出する電流検出装置に関し、特に、
相補型FETスイッチを可飽和変成器に組合わせて構成
した磁気マルチバイブレータを用いて簡単な構成の小型
装置により良好な特性の電流検出を行ない得るようにし
たものである。
〈従来の技術)
近来、マイクロコンピュータを用いた情報処理機器等の
電源装置として、高周波スイッチングによるDC−DC
コンバータ、あるいは、Pl’iM型の小型交流無停電
電源装置等が多く使用されるようになったが、これらの
電源装置には、過電流保護あるいは高効率化等に出力電
流あるいはバッテリ電流等の電流検出が必要であるため
に、安価な小型の電流検出装置が求められている。
電源装置として、高周波スイッチングによるDC−DC
コンバータ、あるいは、Pl’iM型の小型交流無停電
電源装置等が多く使用されるようになったが、これらの
電源装置には、過電流保護あるいは高効率化等に出力電
流あるいはバッテリ電流等の電流検出が必要であるため
に、安価な小型の電流検出装置が求められている。
しかして、一般に、電流検出装置としてはミ電流が流れ
ている導線に直列に抵抗器を接続し、その抵抗器の両端
にオームの法則に従って発生する電圧を読取って電流の
値を検出する装置が、構成が最も簡単であって、特別な
調整を何ら要せず、電流検出を簡易に行ない得るが故に
、小型直流定電圧電源等の電力界lが比較的小さい電源
装置などに従来から多く用いられている。
ている導線に直列に抵抗器を接続し、その抵抗器の両端
にオームの法則に従って発生する電圧を読取って電流の
値を検出する装置が、構成が最も簡単であって、特別な
調整を何ら要せず、電流検出を簡易に行ない得るが故に
、小型直流定電圧電源等の電力界lが比較的小さい電源
装置などに従来から多く用いられている。
また、被検出回路と検出出力回路とを絶縁する必要が多
い大電力電源装置等においては、抵抗器の介挿による電
流検出が困難な場合が多いので、可飽和磁心を用いた直
流変成器が、抵抗器の介挿による電流検出器に比して所
要スペースが狭くて済み、損失の発生が少なく、被検出
回路と検出出力回路との絶縁が容易である、などの利点
を有しているが故に、大電力電源装置用電流検出器とし
て、従来、各方面で広(用いられている。
い大電力電源装置等においては、抵抗器の介挿による電
流検出が困難な場合が多いので、可飽和磁心を用いた直
流変成器が、抵抗器の介挿による電流検出器に比して所
要スペースが狭くて済み、損失の発生が少なく、被検出
回路と検出出力回路との絶縁が容易である、などの利点
を有しているが故に、大電力電源装置用電流検出器とし
て、従来、各方面で広(用いられている。
(発明が解決しようとする課語)
しかしながら、抵抗器介挿による電流検出装置は、被検
出電源装置の電流容量が大きくなると、検出用抵抗器で
消費される電力が大きくなるために、被検出電源装置の
電力効率が低下し、抵抗器で発生する熱を処理する必要
上、抵抗器の小型化が困難である、などの問題かあった
。
出電源装置の電流容量が大きくなると、検出用抵抗器で
消費される電力が大きくなるために、被検出電源装置の
電力効率が低下し、抵抗器で発生する熱を処理する必要
上、抵抗器の小型化が困難である、などの問題かあった
。
また、可飽和磁心の直流変成器を用いた従来の電流検出
装置は、可飽和磁心を複数個用いる必要があるとともに
、検出装置をリセットするための交流電源を備える必要
があり、さらに、検出出力を整流器を介して取出すよう
になっているた必に一方向に流れる電流のみしか検出し
得ない、という難点があった。したがって、最近多く使
用されるようになったインバータ装置、交流無停電電源
装置等における過電流保護および電流制御のための電流
検出装置として可飽和磁心の直流変成器による従来の電
流検出装置を使用するには、検出装置の小型化右よび両
極性化等の解決すべき多くの課題があった。
装置は、可飽和磁心を複数個用いる必要があるとともに
、検出装置をリセットするための交流電源を備える必要
があり、さらに、検出出力を整流器を介して取出すよう
になっているた必に一方向に流れる電流のみしか検出し
得ない、という難点があった。したがって、最近多く使
用されるようになったインバータ装置、交流無停電電源
装置等における過電流保護および電流制御のための電流
検出装置として可飽和磁心の直流変成器による従来の電
流検出装置を使用するには、検出装置の小型化右よび両
極性化等の解決すべき多くの課題があった。
なお、大電力用に従来用いられた各種の電流検出方式の
うち、非接触で直流電流もしくは低周波電流を検出する
電流検出方式としては、可飽和磁心を用いた直流電流変
成器方式、可飽和磁心を用いた瞬時値電流検出方式、ホ
ール素子と磁心とを用いた電流検出方式、磁気マルチバ
イブレークを用いた電流検出方式等があり、それぞれ良
好な成果が得られて各方面の技術分野で利用されてはい
るが、いずれの方式によっても、従来の電流検出装置は
、構成部品の種類、個数が多く、装置の特性を良好に保
つために複雑な調整を必要とするものが多(、したがっ
て、電源装置の小型化、低廉化に伴い、小型で構成部品
の種類、個数の少ない、安価な電流検出装置の出現が待
たれていた。
うち、非接触で直流電流もしくは低周波電流を検出する
電流検出方式としては、可飽和磁心を用いた直流電流変
成器方式、可飽和磁心を用いた瞬時値電流検出方式、ホ
ール素子と磁心とを用いた電流検出方式、磁気マルチバ
イブレークを用いた電流検出方式等があり、それぞれ良
好な成果が得られて各方面の技術分野で利用されてはい
るが、いずれの方式によっても、従来の電流検出装置は
、構成部品の種類、個数が多く、装置の特性を良好に保
つために複雑な調整を必要とするものが多(、したがっ
て、電源装置の小型化、低廉化に伴い、小型で構成部品
の種類、個数の少ない、安価な電流検出装置の出現が待
たれていた。
(課題を解決するための手段)
本発明の目的は、上述した従来の課題を解決し、電源装
置等の過電流保護や電流制限のための直流電流もしくは
低周波交流電流の検出に関し、小型の磁心を用いた極め
て簡単な回路構成により低損失で被検出回路と検出出力
回路とを非接触にした状態で直流電流もしくは低周波交
流電流を検出し得るようにした電流検出装置を提供する
ことにある。
置等の過電流保護や電流制限のための直流電流もしくは
低周波交流電流の検出に関し、小型の磁心を用いた極め
て簡単な回路構成により低損失で被検出回路と検出出力
回路とを非接触にした状態で直流電流もしくは低周波交
流電流を検出し得るようにした電流検出装置を提供する
ことにある。
本発明は、上述した目的を達成するために、原理的には
磁気マルチバイブレーク回路を用いたミキシングアンプ
回路と同様な現象を利用し、磁気マルチバイブレーク回
路のスイッチ素子として相補型電界効果トランジスタ(
PET) もしくは相補型相当の電界効果トランジス
タを用いて、電界効果トランジスタの特性を有効に利用
することにより、構成部品の点数が極めて少なく、経済
性に優れ、直線性、動作範囲等が良好な電流検出装置を
実現し得るようにしたものである。
磁気マルチバイブレーク回路を用いたミキシングアンプ
回路と同様な現象を利用し、磁気マルチバイブレーク回
路のスイッチ素子として相補型電界効果トランジスタ(
PET) もしくは相補型相当の電界効果トランジス
タを用いて、電界効果トランジスタの特性を有効に利用
することにより、構成部品の点数が極めて少なく、経済
性に優れ、直線性、動作範囲等が良好な電流検出装置を
実現し得るようにしたものである。
すなわち、本発明電流検出装置は、可飽和の磁心を備え
た変成器の一次巻線に被検出電流を供給し、前記変成器
の二次巻線の一端と接地電位との間に抵抗素子を接続し
、当該二次巻線の他端と直流電圧源との間に前記磁心に
捲回して当該他端に接続したゲート巻線を備えた電界効
果トランジスタを接続するとともに、当該電界効果トラ
ンジスタのオフ期間に前記直流電圧源の電圧とは逆極性
の電圧を前記二次巻線に供給する回路素子を前記他端に
接続することにより、前記一次巻線に供給した前記被検
出電流に対応して前記抵抗素子に誘起する電圧に基づい
て当該被検出電流を検出するようにしたことを特徴とす
るものである。
た変成器の一次巻線に被検出電流を供給し、前記変成器
の二次巻線の一端と接地電位との間に抵抗素子を接続し
、当該二次巻線の他端と直流電圧源との間に前記磁心に
捲回して当該他端に接続したゲート巻線を備えた電界効
果トランジスタを接続するとともに、当該電界効果トラ
ンジスタのオフ期間に前記直流電圧源の電圧とは逆極性
の電圧を前記二次巻線に供給する回路素子を前記他端に
接続することにより、前記一次巻線に供給した前記被検
出電流に対応して前記抵抗素子に誘起する電圧に基づい
て当該被検出電流を検出するようにしたことを特徴とす
るものである。
(作 用)
したがって、本発明によれば、簡単な回路構成により低
損失で良好な特性の非接触電流検出を行ない得る電流検
出装置を実現して、直流定電圧電源装置、インバータ装
置、交流無停電電源装置、バッテリ充電装置、電動機制
御駆動装置等に有効に適用することが可能となる。
損失で良好な特性の非接触電流検出を行ない得る電流検
出装置を実現して、直流定電圧電源装置、インバータ装
置、交流無停電電源装置、バッテリ充電装置、電動機制
御駆動装置等に有効に適用することが可能となる。
(実施例)
以下に図面を参照して実施例につき本発明の詳細な説明
する。
する。
本発明は、前述したように、原理的には、例えば「直流
入力電圧比例周波数スイッチング式直流−交流変成器(
A Switching DC−to−ACConve
rterHaving an 0utput F
requency Proportional t
。
入力電圧比例周波数スイッチング式直流−交流変成器(
A Switching DC−to−ACConve
rterHaving an 0utput F
requency Proportional t
。
the DCInput Voltoge) J AI
EεTransactions pt。
EεTransactions pt。
1、 vol、 74. July 1955.111
1.322〜24、あるいは「改良型方形波発振回路(
An 1mproved 5quare−WaveOs
c+l1ator C1rcuit) J IRE T
ransaction onCircuitTheor
y、 vol、 CT−4,5ept、 1957.
pfl、 276〜79などの磁気マルチバイブレーク
回路を用いた、例えば「磁気ミキシング増幅器(Tbe
Magnetic Miy;ing^mplifie
r) J IBBB Transaction
on Magnettcs。
1.322〜24、あるいは「改良型方形波発振回路(
An 1mproved 5quare−WaveOs
c+l1ator C1rcuit) J IRE T
ransaction onCircuitTheor
y、 vol、 CT−4,5ept、 1957.
pfl、 276〜79などの磁気マルチバイブレーク
回路を用いた、例えば「磁気ミキシング増幅器(Tbe
Magnetic Miy;ing^mplifie
r) J IBBB Transaction
on Magnettcs。
Dec、 1972. vol、 MAG8. Na4
. pp、 780〜785などのミキシングアンプ回
路におけると同様な現象を利用したものであるが、磁気
マルチバイブレーク回路のスイッチ素子として相補型F
8Tを用い、FETの特性を有効に利用して、部品点数
が極めて少なく、経済性に優れ、直線性や動作範囲が良
好な電流検出装置を実現したものであり、かかる本発明
電流検出装置の基本的回路構成の例を第1図に示す。
. pp、 780〜785などのミキシングアンプ回
路におけると同様な現象を利用したものであるが、磁気
マルチバイブレーク回路のスイッチ素子として相補型F
8Tを用い、FETの特性を有効に利用して、部品点数
が極めて少なく、経済性に優れ、直線性や動作範囲が良
好な電流検出装置を実現したものであり、かかる本発明
電流検出装置の基本的回路構成の例を第1図に示す。
第1図示の基本的構成の電流検出回路装置においては、
小型のトロイダル磁心■の中心孔に導線を通して1次巻
線N、とするとともに、l:nの巻線比で一環状部に導
線を巻回して2次巻線N2とした変成器TIを構成し、
その2次巻線N2の一端には互いに相補型をなすFET
、およびFET2のソース電極を接続するとともに、p
ET、#よびFET2のドレイン電極には直流電圧源子
εおよび−Eをそれぞれ接続しである。さらに、FET
、およびFEET、のゲート電極には、2次巻線N2に
適切な巻線比で巻き足したゲート巻線N、を接続して各
FEETをオン状態もしくはオフ状態に保持するように
する。また、2次巻線N2の他端には抵抗器Rを接続し
、その抵抗器Rに現われる電圧降下ε。から2次電流■
2を検出し、その2大電流I、とn:lの比をなす1大
電流■1を検出し得るようにする。
小型のトロイダル磁心■の中心孔に導線を通して1次巻
線N、とするとともに、l:nの巻線比で一環状部に導
線を巻回して2次巻線N2とした変成器TIを構成し、
その2次巻線N2の一端には互いに相補型をなすFET
、およびFET2のソース電極を接続するとともに、p
ET、#よびFET2のドレイン電極には直流電圧源子
εおよび−Eをそれぞれ接続しである。さらに、FET
、およびFEET、のゲート電極には、2次巻線N2に
適切な巻線比で巻き足したゲート巻線N、を接続して各
FEETをオン状態もしくはオフ状態に保持するように
する。また、2次巻線N2の他端には抵抗器Rを接続し
、その抵抗器Rに現われる電圧降下ε。から2次電流■
2を検出し、その2大電流I、とn:lの比をなす1大
電流■1を検出し得るようにする。
かかる基本的回路構成の本発明電流検出装置においては
、PBT、がオン状態にあるときに、そのFET1を介
して直流電圧源+Eから2次巻線N2に正の電圧が供給
され、その正電圧の時間積分に応じてトロイダル磁心I
内の磁束密度が増大する。トロイダル磁心■内の磁束密
度がかかる態様の増大により正の飽和に達すると、ゲー
ト巻線NGの飽和インダクタンスとPETのゲート・ソ
ース間容量とがなす共振回路に発生する過渡的振動によ
り駆動されてFET、とFET2との間にオン・オフ状
態の転換が生じ、FBT、からPET、ヘオン状態が転
流する。かかるオン状態の転流の結果、PBT、を介す
る直流電圧源子Eからの正電圧の供給が断たれ、オン状
態に転じたFET2を介して直流電圧源−Bから2次巻
線N2に負電圧が供給され、その負電圧の時間積分に応
じてトロイダル磁心I内の磁束密度が減少する。トロイ
ダル磁心I内の磁束密度がかかる態様の減少により負の
飽和に達すると、上述した正の飽和に達した場合と同様
にしてその場合とは逆に、FET2からFBT、ヘオン
状態が転流し、以後同様にしてFET、・FEiT、間
にふいてオン・オフ状態が反復して交互に反転する。
、PBT、がオン状態にあるときに、そのFET1を介
して直流電圧源+Eから2次巻線N2に正の電圧が供給
され、その正電圧の時間積分に応じてトロイダル磁心I
内の磁束密度が増大する。トロイダル磁心■内の磁束密
度がかかる態様の増大により正の飽和に達すると、ゲー
ト巻線NGの飽和インダクタンスとPETのゲート・ソ
ース間容量とがなす共振回路に発生する過渡的振動によ
り駆動されてFET、とFET2との間にオン・オフ状
態の転換が生じ、FBT、からPET、ヘオン状態が転
流する。かかるオン状態の転流の結果、PBT、を介す
る直流電圧源子Eからの正電圧の供給が断たれ、オン状
態に転じたFET2を介して直流電圧源−Bから2次巻
線N2に負電圧が供給され、その負電圧の時間積分に応
じてトロイダル磁心I内の磁束密度が減少する。トロイ
ダル磁心I内の磁束密度がかかる態様の減少により負の
飽和に達すると、上述した正の飽和に達した場合と同様
にしてその場合とは逆に、FET2からFBT、ヘオン
状態が転流し、以後同様にしてFET、・FEiT、間
にふいてオン・オフ状態が反復して交互に反転する。
かかるFET、、 F[l:T、間のオン・オフ状態交
互反転を繰返す第1図示の回路構成において、トロイダ
ル磁心Iに励磁電流の小さいものを用いれば、ゲート巻
線Ncに流れるFETのゲート電流IGは1次、2次両
電流11.12に比して格段に小さく、はとんど零と見
做し得るので、1次巻線N、と2次巻線N2との間には
等アンペアターンの法則が成立ち、出力抵抗器Rの両端
間からは1次電流l、に比例した出力電圧E。を取出す
ことができる。すなわち、オン・オフ状態転流時の一時
期を除いては、トロイダル磁心Iの保持起磁力をFcと
してつぎの(1)式で表わされる等アンペアターンの法
則が成立つ。
互反転を繰返す第1図示の回路構成において、トロイダ
ル磁心Iに励磁電流の小さいものを用いれば、ゲート巻
線Ncに流れるFETのゲート電流IGは1次、2次両
電流11.12に比して格段に小さく、はとんど零と見
做し得るので、1次巻線N、と2次巻線N2との間には
等アンペアターンの法則が成立ち、出力抵抗器Rの両端
間からは1次電流l、に比例した出力電圧E。を取出す
ことができる。すなわち、オン・オフ状態転流時の一時
期を除いては、トロイダル磁心Iの保持起磁力をFcと
してつぎの(1)式で表わされる等アンペアターンの法
則が成立つ。
(N、・II>+(N2 ・12)+(NG −1,)
= FC(1)しかして、FIETのゲートインピーダ
ンスは、転流時の過渡状態を除いた定常状態においては
極めて高い値となるので、上述したように、ゲート電流
1.は無視し得る程に小さく、また、保持起磁力が十分
に小さい磁心を用いれば、等アンペアターンの法則に従
い、1次巻線N1と2次巻線N2との巻線比をに〇とす
れば、2次電流I2はつぎの(2)式で表わされる。
= FC(1)しかして、FIETのゲートインピーダ
ンスは、転流時の過渡状態を除いた定常状態においては
極めて高い値となるので、上述したように、ゲート電流
1.は無視し得る程に小さく、また、保持起磁力が十分
に小さい磁心を用いれば、等アンペアターンの法則に従
い、1次巻線N1と2次巻線N2との巻線比をに〇とす
れば、2次電流I2はつぎの(2)式で表わされる。
12 = r+/n (2)また、出力
抵抗をRとすれば、出力電圧E。はつぎの(3)式で表
わされる。
抵抗をRとすれば、出力電圧E。はつぎの(3)式で表
わされる。
Eo=l 1・R/n (3)しかして、
FBT、がオン状態にある期間に2次巻線N2に印加さ
れる電圧は(ε−Eo)であり、FET2がオン状態に
ある期間に2次巻線N2に印加される電圧はく一ト巳。
FBT、がオン状態にある期間に2次巻線N2に印加さ
れる電圧は(ε−Eo)であり、FET2がオン状態に
ある期間に2次巻線N2に印加される電圧はく一ト巳。
)であるから、前述したように、2次巻線N2に供給さ
れる電圧の時間積分で決まるトロイダル磁心I内の磁束
Φは、いずれのFETがオン状態にあるかにより、つぎ
の(4)式もしくは(5)式で表わされる。
れる電圧の時間積分で決まるトロイダル磁心I内の磁束
Φは、いずれのFETがオン状態にあるかにより、つぎ
の(4)式もしくは(5)式で表わされる。
FETIがオンの期間:
FET2がオンの期間:
ここで、巻線電圧が一定であり、FET、がオンの期間
に磁束Φが負の飽和磁束−Φ、から正の飽和磁束+Φ5
まで変化し、また、FET2がオンの期間に磁束Φが正
の飽和磁束+Φ5から負の飽和磁束−Φ1まで変化する
のであるから、FE’T、がオンの期間を(T1)とし
、FBT、がオンの期間を(T2)とすれば、それぞれ
の期間につぎの(6)式および〈7)式の関係が成立つ
。
に磁束Φが負の飽和磁束−Φ、から正の飽和磁束+Φ5
まで変化し、また、FET2がオンの期間に磁束Φが正
の飽和磁束+Φ5から負の飽和磁束−Φ1まで変化する
のであるから、FE’T、がオンの期間を(T1)とし
、FBT、がオンの期間を(T2)とすれば、それぞれ
の期間につぎの(6)式および〈7)式の関係が成立つ
。
2Φ、−N2=(E−[!o)・(T、) (6
)−2Φ5・N2=(−トB。)・(T2) (
7)したがって、各期間(T1)および(T2)は、上
式(6)およびり7)から、それぞれつぎの(8)式お
よび(9)式のように表わされる。
)−2Φ5・N2=(−トB。)・(T2) (
7)したがって、各期間(T1)および(T2)は、上
式(6)およびり7)から、それぞれつぎの(8)式お
よび(9)式のように表わされる。
(T、)=2Φ5・N2/(ε−E。)(8)(T2)
=2Φ、−N2/(E+EO) (
9)また、発振周波数fは、上式(8)および(9)か
らつぎの(10)式のように表わされる。
=2Φ、−N2/(E+EO) (
9)また、発振周波数fは、上式(8)および(9)か
らつぎの(10)式のように表わされる。
f= 1/ ((T、)+(T2))
([E’−(R−12) 2) /4・E・Φ5・N2
(10)また、前述の(4)式から、B=6.のときに
は、磁束Φの変化が零となることが判る。したがって、
1次電流I1の変化に対する第1図示の構成による電流
検出装置の理論的な動作範囲は、つぎの(11)式で表
わされる範囲より狭くなる。
(10)また、前述の(4)式から、B=6.のときに
は、磁束Φの変化が零となることが判る。したがって、
1次電流I1の変化に対する第1図示の構成による電流
検出装置の理論的な動作範囲は、つぎの(11)式で表
わされる範囲より狭くなる。
ε〉εo=11・R/n (11)上述の
ように動作する第1図示の基本構成による本発明電流検
出装置について、1次電流1.の変化に対する検出出力
電圧B。および発振周波数fを測定した実験結果を第2
図に示す。図示の実験結果において、電流検出出力電圧
E。の1次電流1.の変化に対する変化特性は、前述の
(3〉 式とよ(−致し、良好な直線性が得られること
が判る。また、同じく1次電流11の変化に対する発振
周波数fは、前述のく10)式における中間項の分母(
(T、)+(T、) )に、実際には、転流に要する期
間が加算されるので、弐〇〇で決まる値よりわずかに低
い値となる。
ように動作する第1図示の基本構成による本発明電流検
出装置について、1次電流1.の変化に対する検出出力
電圧B。および発振周波数fを測定した実験結果を第2
図に示す。図示の実験結果において、電流検出出力電圧
E。の1次電流1.の変化に対する変化特性は、前述の
(3〉 式とよ(−致し、良好な直線性が得られること
が判る。また、同じく1次電流11の変化に対する発振
周波数fは、前述のく10)式における中間項の分母(
(T、)+(T、) )に、実際には、転流に要する期
間が加算されるので、弐〇〇で決まる値よりわずかに低
い値となる。
しかして、第1図示の回路構成においては、磁心Iの飽
和により、スイッチ素子として作用するFAT、とFB
T、とのオン・オフ状態が反復して交互に切り替わり、
発振が持続されるのであるが、発振持続のために反復し
て交互に行なわれるFET間のオン状態転流の機構は、
可飽和磁心の飽和インダクタンスとFBTのゲート・ソ
ース間容量との共振現象によって説明することができる
。すなわち、まず、FET、がオン状態にあって、トロ
イダル磁心1の磁束がまだ飽和磁束に達していないとき
には、FET、におけるゲートの内部抵抗が極めて高く
、したがって、FET、は、電源電圧子Eからオン状態
のFET、およびゲート巻線N、を7+11次に介して
ゲート電極に供給される正電圧によってオン状態に保持
されるが、トロイダル磁心■の磁束Φが飽和磁束Φ5に
達すると、ゲート巻線N、が呈するインダクタンス値が
急激に減少し、比較的小さい飽和インダクタンスとFE
Tのゲート・ソース間容量とからなる共振回路が構成さ
れ、その回路の共振によってFBT、およびFET2の
ゲート電圧の極性が反転し、その結果、FAT、とFE
T2との間でオン状態の転流が生ずる。すなわち、一対
のF[liTスイッチを交互に切換えるに必要なゲート
電流が、磁心飽和時の共振電流によって供給されるので
あるから、FBTスイッチ対のオン状態転流の際にF[
!T対を駆動するためにゲートで消費される電力は極め
て少ないことになる。
和により、スイッチ素子として作用するFAT、とFB
T、とのオン・オフ状態が反復して交互に切り替わり、
発振が持続されるのであるが、発振持続のために反復し
て交互に行なわれるFET間のオン状態転流の機構は、
可飽和磁心の飽和インダクタンスとFBTのゲート・ソ
ース間容量との共振現象によって説明することができる
。すなわち、まず、FET、がオン状態にあって、トロ
イダル磁心1の磁束がまだ飽和磁束に達していないとき
には、FET、におけるゲートの内部抵抗が極めて高く
、したがって、FET、は、電源電圧子Eからオン状態
のFET、およびゲート巻線N、を7+11次に介して
ゲート電極に供給される正電圧によってオン状態に保持
されるが、トロイダル磁心■の磁束Φが飽和磁束Φ5に
達すると、ゲート巻線N、が呈するインダクタンス値が
急激に減少し、比較的小さい飽和インダクタンスとFE
Tのゲート・ソース間容量とからなる共振回路が構成さ
れ、その回路の共振によってFBT、およびFET2の
ゲート電圧の極性が反転し、その結果、FAT、とFE
T2との間でオン状態の転流が生ずる。すなわち、一対
のF[liTスイッチを交互に切換えるに必要なゲート
電流が、磁心飽和時の共振電流によって供給されるので
あるから、FBTスイッチ対のオン状態転流の際にF[
!T対を駆動するためにゲートで消費される電力は極め
て少ないことになる。
また、本発明電流検出装置においてスイッチ素子とて用
いるFBTには、バイポーラトランジスタにみられるよ
うな電荷蓄積時間が存在しないのであるから、PETス
イッチ素子切換えによる発振周波数を極めて高く設定す
るごとができ、したがって、その発振周波数を極めて高
く設定することにより、スイッチ切換えの際に入出力端
に現われるノイズを除去するために電流検出回路に介挿
するフィルタを容易に小型化し得る、という利点が得ら
れる。
いるFBTには、バイポーラトランジスタにみられるよ
うな電荷蓄積時間が存在しないのであるから、PETス
イッチ素子切換えによる発振周波数を極めて高く設定す
るごとができ、したがって、その発振周波数を極めて高
く設定することにより、スイッチ切換えの際に入出力端
に現われるノイズを除去するために電流検出回路に介挿
するフィルタを容易に小型化し得る、という利点が得ら
れる。
つぎに、第1図示の基本的回路構成においては、一対の
FBTスイッチを介して一対の電圧源から正・負の電圧
を電流変成器の2次巻線に供給するようになっているの
に対し、単一のFBTを介し、単一の電圧源により正・
負の電圧を電流変成器の2次巻線に供給するようにして
実用に適するようにした本発明電流検出装置の構成例を
第3図に示す。
FBTスイッチを介して一対の電圧源から正・負の電圧
を電流変成器の2次巻線に供給するようになっているの
に対し、単一のFBTを介し、単一の電圧源により正・
負の電圧を電流変成器の2次巻線に供給するようにして
実用に適するようにした本発明電流検出装置の構成例を
第3図に示す。
第3図示の回路構成においては、第1図示の回路構成に
ふけるFBT、および負電圧源−Eの代わりに、ダイオ
ードDとチョークコイルとして作用する小型の変成器T
2との直列接続をFET、に並列に接続することにより
、第1図示の回路構成と同等の作用効果が得られる。す
なわち、まず、FET、がオン状態にあって、電圧源子
Eから正の電流が変成器T2の1次巻線N3に流れてエ
ネルギーが変成器T2に蓄えられ、ついで、FET、が
上述した磁心■の飽和インダクタンスとゲート・ソース
間容量との共振回路にふける共振によってオフ状態に反
転すると、ダイオードDの作用により2次巻線N、に生
ずる正の電圧が反転した負の電圧が1次巻線N、によっ
て変成器T1の2次巻線N2に供給され、その負電圧に
よって変成器T1の磁心Iが負の飽和に達すると、FE
T、が再びオン状態に転じ、第1図示の回路構成におけ
ると全く同様に、オン・オフ状態の反復交互反転が行な
われることになる。
ふけるFBT、および負電圧源−Eの代わりに、ダイオ
ードDとチョークコイルとして作用する小型の変成器T
2との直列接続をFET、に並列に接続することにより
、第1図示の回路構成と同等の作用効果が得られる。す
なわち、まず、FET、がオン状態にあって、電圧源子
Eから正の電流が変成器T2の1次巻線N3に流れてエ
ネルギーが変成器T2に蓄えられ、ついで、FET、が
上述した磁心■の飽和インダクタンスとゲート・ソース
間容量との共振回路にふける共振によってオフ状態に反
転すると、ダイオードDの作用により2次巻線N、に生
ずる正の電圧が反転した負の電圧が1次巻線N、によっ
て変成器T1の2次巻線N2に供給され、その負電圧に
よって変成器T1の磁心Iが負の飽和に達すると、FE
T、が再びオン状態に転じ、第1図示の回路構成におけ
ると全く同様に、オン・オフ状態の反復交互反転が行な
われることになる。
(発明の効果)
以上の説明から明らかなように、本発明によれば、つぎ
のような幾多の顕著な効果が得られる。
のような幾多の顕著な効果が得られる。
(1)直流電流および低周波の交流電流を被検出回路に
非接触の状態で抵抗器に生ずる電圧降下の形態にして検
出することができる。
非接触の状態で抵抗器に生ずる電圧降下の形態にして検
出することができる。
(2)直流−交流変換用スイッチ素子としてFETを用
いているので、バイポーラトランジスタを用いた従来の
磁気マルチバイブレークに使用していたベース抵抗が不
要となり、構成部品の点数が少なくなる。
いているので、バイポーラトランジスタを用いた従来の
磁気マルチバイブレークに使用していたベース抵抗が不
要となり、構成部品の点数が少なくなる。
(3) FATの使用により、ベース電流による非直線
性が生じないので、出力電圧による良好な電流検出特性
が得られる。
性が生じないので、出力電圧による良好な電流検出特性
が得られる。
(4) PETには、バイポーラトランジスタにみられ
るような電荷蓄積時間がないので、スイッチング周波数
を高く設定することができ、したがって、スイッチング
ノイズ除去のためのフィルタを容易に小型化することが
できる。
るような電荷蓄積時間がないので、スイッチング周波数
を高く設定することができ、したがって、スイッチング
ノイズ除去のためのフィルタを容易に小型化することが
できる。
(5)相補型FET対もしくは同等の作用をなす回路素
子を用いているので、直流−交流変換用変成器の磁心に
巻回する巻線が少なくてすむ。
子を用いているので、直流−交流変換用変成器の磁心に
巻回する巻線が少なくてすむ。
(6)零点から立上る電流電圧特性のエンハンス型FB
Tを使用することにより、安定な起動および安定な発振
持続特性が容易に得られる。
Tを使用することにより、安定な起動および安定な発振
持続特性が容易に得られる。
第1図は本発明電流検出装置の基本的構成例を示す回路
図、 第2図は本発明電流検出装置における入力電流の変化に
対する出力電圧特性および発振周波数特性の例を示す特
性曲線図、 第3図は本発明電流検出装置の他の構成例を示す回路図
である。 T、、T2・・・変成器 N、、N、・・・1次
巻線N2.N4・・・2次巻線 Nc ・・・ゲート巻線 FET、。 FET2・・・電界効果トランジスタ ・・・抵抗器 ・・・ダイオード 特 許 出 願 人 九 州 大 学 長
図、 第2図は本発明電流検出装置における入力電流の変化に
対する出力電圧特性および発振周波数特性の例を示す特
性曲線図、 第3図は本発明電流検出装置の他の構成例を示す回路図
である。 T、、T2・・・変成器 N、、N、・・・1次
巻線N2.N4・・・2次巻線 Nc ・・・ゲート巻線 FET、。 FET2・・・電界効果トランジスタ ・・・抵抗器 ・・・ダイオード 特 許 出 願 人 九 州 大 学 長
Claims (1)
- 1、可飽和の磁心を備えた変成器の一次巻線に被検出電
流を供給し、前記変成器の二次巻線の一端と接地電位と
の間に抵抗素子を接続し、当該二次巻線の他端と直流電
圧源との間に前記磁心に捲回して当該他端に接続したゲ
ート巻線を備えた電界効果トランジスタを接続するとと
もに、当該電界効果トランジスタのオフ期間に前記直流
電圧源の電圧とは逆極性の電圧を前記二次巻線に供給す
る回路素子を前記他端に接続することにより、前記一次
巻線に供給した前記被検出電流に対応して前記抵抗素子
に誘起する電圧に基づいて当該被検出電流を検出するよ
うにしたことを特徴とする電流検出装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP63261575A JPH0664090B2 (ja) | 1988-10-19 | 1988-10-19 | 電流検出装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP63261575A JPH0664090B2 (ja) | 1988-10-19 | 1988-10-19 | 電流検出装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH02216468A true JPH02216468A (ja) | 1990-08-29 |
JPH0664090B2 JPH0664090B2 (ja) | 1994-08-22 |
Family
ID=17363822
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP63261575A Expired - Lifetime JPH0664090B2 (ja) | 1988-10-19 | 1988-10-19 | 電流検出装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0664090B2 (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH0712977U (ja) * | 1993-07-26 | 1995-03-03 | 有限会社ティーエムシーエレクトロニクス | 過電流警告装置付コンセント |
CN109780312A (zh) * | 2019-01-14 | 2019-05-21 | 优利德科技(中国)股份有限公司 | 一种检测直流电磁阀的电路、装置、电笔及方法 |
KR20210052175A (ko) * | 2019-10-29 | 2021-05-10 | (주)화인파워엑스 | 무선 온라인 모니터링 시스템을 위한 계기용 변류기의 전원공급장치 |
-
1988
- 1988-10-19 JP JP63261575A patent/JPH0664090B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH0712977U (ja) * | 1993-07-26 | 1995-03-03 | 有限会社ティーエムシーエレクトロニクス | 過電流警告装置付コンセント |
CN109780312A (zh) * | 2019-01-14 | 2019-05-21 | 优利德科技(中国)股份有限公司 | 一种检测直流电磁阀的电路、装置、电笔及方法 |
KR20210052175A (ko) * | 2019-10-29 | 2021-05-10 | (주)화인파워엑스 | 무선 온라인 모니터링 시스템을 위한 계기용 변류기의 전원공급장치 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH0664090B2 (ja) | 1994-08-22 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
EXPY | Cancellation because of completion of term |