JP2000514951A - 放電ランプを動作させるための回路構成 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 自己発振型のＤＣ／ＡＣコンバータ（ＩＩ）を有する、放電ランプ（Ｉ）を動作させるための本発明に係る回路構成は、ＤＣ電圧源（ＩＩＩ）に接続するための第１及び第２入力端子（２、２’）の間の第１及び第２スイッチング素子（１、１’）の直列的構成Ａを有する。この直列的構成Ａは、少なくとも第１容量手段Ｃ１と誘導手段（４ａ、５）と放電ランプ（Ｉ）に接続する出力端子（６ａ、６ｂ）とを備えた負荷ブランチへ、名目上の動作期間中、交流電流Ｉｂを供給する。本発明に係る回路構成Ａは、さらに、前記第２スイッチング素子（１’）の前記制御電極（１ｃ’）と前記主電極（１ａ’）との間にＤＣ電圧成分を発生するための手段（１５、１２’）を有するスターター回路ＳＴを、有する。前記スターター回路ＳＴは、補助スイッチング素子（２５）を備えた手段Ｍを有する。手段Ｍは、名目上の動作期間中、交流電流Ｉｂの振幅が小さい場合、前記第１スイッチング素子（１）を導通状態にする。前記手段Ｍはスイッチング素子（１、１’）にダメージを与えるのを防止し、名目上の動作状態の開始を促進させる。

Description

【発明の詳細な説明】 放電ランプを動作させるための回路構成 本発明は、自己発振型のＤＣ／ＡＣコンバータを備えた、放電ランプを動作さ せるための回路構成に関する。このＤＣ／ＡＣコンバータは、 ＤＣ電圧源に接続するための第１及び第２入力端子の間に第１及び第２スイッ チング素子の直列的構成Ａを備えている。 この直列的構成Ａは、少なくとも第１容量手段と誘導手段と放電ランプに接続 する出力端子とを備えた負荷ブランチへ、名目上の動作期間中、交流電流Ｉｂを 供給する。 この負荷ブランチの第１端は直列的構成Ａにおける第１及び第２スイッチング 素子の間に位置する接続点へ接続され、第２端は入力端子へ接続されている。 各スイッチング素子は、制御電極と、第１及び第２スイッチング素子それぞれ へ交流電流Ｉｂから制御信号を発生するための手段Ｓ及び手段Ｓ’を有する制御 回路に接続される主電極とを、それぞれ有している。 このＤＣ／ＡＣコンバータは、第２スイッチング素子の制御電極と主電極との 間にＤＣ電圧成分を発生するための手段を備えたスターター回路ＳＴを備えてい る。 このような回路構成は、米国特許第４、７４８、３８３号公報により既知であ る。その回路は、コイルと放電容器（discharge vessel）とを有する、電極のな い放電ランプのために設計されている。名目上の動作期間中、コイルは高い周波 数の磁場を発生し、この磁場は放電容器内おける電気的放電を持続する。コイル は負荷ブランチの出力端子へ接続されている。この出力端子は、変圧器のキャパ シタと第１巻き器の直列的構成へ接続される。それぞれのスイッチング素子にお ける制御回路は、第２の巻き器を備えている。変圧器の第１巻き器と第２の巻き 器は、交流電流Ｉｂから制御信号を発生するための手段を形成する。第２スイッ チング素子の制御電極と主電極との間にＤＣ電圧成分を発生するための手段は、 抵抗手段と第２容量手段とにより形成される。抵抗手段は、第２入力端子と、第 ２スイッチング素子の制御電極の間にある。第２容量手段は制御信号を発生する ための手段に直列的に接続されている。 回路構成がオンに切り替わった後、電流はスターター回路の抵抗手段を通って 、第２スイッチング素子の制御電極へ流れ、第２スイッチング素子は導通状態に なる。そして、電流は、第２スイッチング素子を通り、第１容量手段を通り、変 圧器の第１巻き器を通って、流れる。これによって、第１容量手段は充電される 。この結果、名目上の動作期間の間、ゼロからある値まで、接続点Ｐの平均電位 は上がる。充電処理の間にＤＣ／ＡＣコンバータが発振を開始するとき、最初の 発振の振幅は非常に小さいので、負荷ブランチを通った結果の電流は変化しやす い直流電流である。これに対して、第２スイッチング素子が非導通状態の場合、 第１スイッチング素子は逆方向に電流を導通させなければならない。その時、負 荷ブランチを通った電流の連続的な反転が、直列的構成Ａを通してピーク電流を 発生するように、第１スイッチング素子のリカバリー期間を開始する。ピーク電 流の過大な値は、スイッチング素子にダメージを与えるかもしれない。これを避 けるためには、第１容量手段の容量の値を比較的低く選ぶ必要がある。しかし、 低い容量の値は名目的な動作状態に到達して利用できる時間が短くなるという不 利な点がある。それは、発振がそれ自身で確立する前に、第１容量手段すでに充 電されている場合に、起こるかもしれない。これは、少なくも比較的低い周波数 での動作に適合する既知の回路構成で生じ、例えば、１００ｋＨｚより低い周波 数で生じる。 ＤＣ／ＡＣコンバータの入力端子の間における電圧の上昇が遅すぎる場合、名 目上の動作の開始は同様にそれ自身では確立されないかもしれない。第１容量手 段を充電している間、第２スイッチング素子により導通された電流の強さは低す ぎ、このため、スイッチング素子のゲインは満足な発振増幅を実現するためには 不十分である。名目的な動作状態が発生に失敗した場合、ＤＣ／ＡＣコンバータ は最終的には第１スイッチング素子が非導通状態になり、第２スイッチング素子 が導通状態になる。この状態においては、第１容量手段が充電し終わった後は、 負荷ブランチを通ったそれ以上の電流の流れはなくなる。 本発明の目的は、冒頭で述べた種類の回路構成において、スイッチング素子へ のダメージを回避し、名目上の動作状態の開始を促進する手段を提供することで ある。本発明によれば、この目的のために、回路構成は、スターター回路ＳＴは 、さらに、名目上の動作期間中、交流電流Ｉｂの振幅が小さい場合、第１スイッ チング素子を導通状態にするための手段Ｍを備えており、前記手段Ｍは補助スイ ッチング素子を備えている、ことを特徴とする。回路構成がスイッチオンした後 に、第１スイッチング素子も導通状態になるので、負荷ブランチを介してのみな らず、第１スイッチング素子を介しても、電流は第２スイッチング素子を通って 流れる。スイッチング素子の導通パターンに固有に存在するノイズは、負荷ブラ ンチを通る電流に変動を生じさせる。この変動が増幅されると、これにより、Ｄ Ｃ／ＡＣコンバータが名目上の動作状態に到達するまでに、発振器の生成する振 幅は次第に大きくなる。ＤＣ／ＡＣコンバータの名目上の動作状態においては、 これらのスイッチング素子は交互に導通する。したがって、本発明に係る回路構 成において名目的な動作状態に到達させることは、これらスイッチング素子が同 時に導通状態になることにより、促進される、ということが導き出される。本発 明に係る回路構成において、名目上の動作に到達するまでの時間は、第１容量手 段Ｃ１により制限されない。振幅が十分大きくなったとき、例えば、名目上の動 作期間の振幅の少なくとも２／３倍になったとき、手段Ｍの動作は終了する。第 １スイッ チング素子の状態は、それがオンになった時から、その制御回路Ｓによりもっぱ ら決定される。 未公開の国際特許出願ＩＢ９７／００２７７には、自己発振型のＤＣ／ＡＣコ ンバータを有する回路構成が開示されている。これにおいては、パルス状の電圧 が、回路構成がスイッチオンの場合、第１スイッチング素子の制御電極と主電極 の間に供給される。このパルス状の電圧は、交流電流の振幅には依存しない。補 助スイッチング素子は存在しない。 第２項に定義される発明に係る回路構成の例によれば、簡単な手段により、補 助スイッチング素子の制御信号を実現できるという利点がある。この場合、第１ スイッチング素子の制御信号の振幅のレンジは、補助スイッチング素子に必要な レンジと、対応する。 第２項に定義された例の現実的な実現を第３項で明確にしている。補助スイッ チング素子が非導通状態の場合、交流電流Ｉｂが比較的低い振幅の間、第１スイ ッチング素子の導通状態によりもたらされたＤＣ電圧成分が、制御電極と第１入 力端子の間に張られた分圧器の第２ブランチを横切って、発生する。交流電流Ｉ ｂの振幅が十分に大きくなった瞬間、補助スイッチング素子は、その制御電極で 受けた信号により、導通状態になる。そのとき、分圧器の第１ブランチの第１及 び第２部分ブランチの共通接続点は、第１入力端子の電位をもつ。これにより、 制御電極と第１入力端子の間のＤＣ電圧成分は、除かれる。 一方、手段Ｍは、第２入力端子と第１スイッチング素子の制御電極との間のブ ランチを形成してもよい。そこでは、補助スイッチング素子は、抵抗手段と直列 的に接続される。この例では、スイッチオンされると直ちに、補助スイッチング 素子は導通状態になるので、ＤＣ電圧成分が、前記ブランチを介して第１スイッ チング素子の制御電極へ入力される。交流電流Ｉｂの振幅が十分大きくなるとす ぐに、補助スイッチング素子は非導通状態になり、これにより、ＤＣ電圧成分は 消滅する。 回路構成要素をコンパクトにする場合、補助スイッチング素子と、第１及び第 ２スイッチング素子を備えた直列的構成Ａとの間に、寄生カップリングが生ずる かもしれない。第４項の例は、そのとき、第１スイッチング素子が非導通状態に なることにより、第１スイッチング素子の制御電極の電圧が上昇する危険性を回 避する。 第５項は、交流電流Ｉｂから制御信号を生成するための具体的例を現している 。変圧器の第１巻き器は、例えば、負荷ブランチの出力端子で、例えば１又は複 数の他の構成要素と直列的に、接続されている。一方、変圧器の第１巻き器は、 出力端子に直列的に接続された中に含まれていてもよい。この例の変形において は、制御信号はフォトカップラ手段により交流電流Ｉｂから生成される。 ＤＣ／ＡＣコンバータは、全ハーフブリッジ回路（full half-bridge circuit ）により構成されてもよい。ここでは、第１容量手段は、第１容量インピーダン スを備えている。第１容量インピーダンスの一端は、負荷ブランチの第２端を形 成している。第１容量インピーダンスは第２容量インピーダンスとともに、入力 端子の間に追加の直列的構成を形成している。代わりの例においては、ＤＣ／Ａ Ｃコンバータは、不完全なハーフブリッジ回路（incomplete half-bridge circu it）である。この不完全なハーフブリッジ回路では、第１容量手段は単一の容量 インピーダンスを備えている。 回路構成のこれら及び他の観点を、実施例を示した図を参照しつつ詳細に説明 する。 図１は、放電ランプＩを動作させるための、自己発振型のＤＣ／ＡＣコンバー タＩＩを有する回路構成を示す図である。ＤＣ／ＡＣコンバータＩＩは、ＤＣ電 圧源ＩＩＩへ接続する第１及び第２入力端子２、２’を有している。ＤＣ電圧源 ＩＩＩは、ここではＡＣ／ＤＣコンバータであり、公衆用のコンセントの電極Ｐ 、 Ｎへ接続する入力端子を有している。ＤＣ／ＡＣコンバータは、第１及び第２入 力端子２、２’の間に第１及び第２スイッチング素子の直列的構成Ａを備えてい る。第１スイッチング素子の主電極１ａは、第１入力端子２へ接続されている。 第１スイッチング素子１の別の主電極１ｂは、第２スイッチング素子１’の主電 極１ａ’へ接続されている。第２スイッチング素子１’の別の主電極１ｂ’は、 第２入力端子２’へ接続されている。直列的構成Ａは第１及び第２スイッチング 素子１、１’の間に接続点Ｐを有している。直列的構成Ａは、このケースでは、 およそ３ＭＨｚの周波数で、名目上の動作期間中、負荷ブランチへ交流電流Ｉｂ を供給する。この負荷ブランチは、容量インピーダンス３により形成された第１ 容量手段Ｃ１と、変圧器４の第１巻き器４ａ及び誘導インピーダンス５を備えた 誘導手段と、放電ランプＩに接続するための出力端子６ａ、６ｂとを、備えてい る。本実施例では、誘導インピーダンス５と変圧器４の第１巻き器４ａは統合さ れている。容量インピーダンス３と変圧器４の第１巻き器４ａと誘導インピーダ ンス５とは、直列的構成Ａの接続点Ｐと出力端子６ａの１つとの間に、互いに直 列的に接続されている。他の出力端子６ｂは、第１入力端子２へ接続されている 。容量インピーダンス３の一端側は、ここでは、負荷ブランチの第１端７ａを形 成している。第１端７ａは接続点Ｐへ接続されている。接続点Ｐは、ここでは、 第１スイッチング素子１の別の主電極１ｂと第２スイッチング素子１’の主電極 １ａ’との間を、接続する。出力端子６ｂは、負荷ブランチの第２端７ｂを形成 している。第２端７ｂは、入力端子２へ接続されている。放電ランプＩは、出力 端子６ａ、６ｂの間に接続されている。放電ランプＩは、ここでは、低圧水銀放 電ランプであり、これは、放電空間１０を囲っている放電容器８と、コイル９と を、有している。このコイル９は、放電空間１０に電気的放電を維持する交流磁 場を発生する。出力端子６ａ、６ｂは、容量インピーダンス１１により接続され ている。この容量インピーダンス１１は、誘導インピーダンス５と放電ランプＩ のコ イル９とともに、発振回路を形成している。 代わりの実施例では、磁場を維持するために、ランプＩが放電容器の内側又は 外側に、コイルの代わりに複数の電極を有する。そして、これら複数の電極は、 それぞれ、ＤＣ／ＡＣコンバータの出力端子に接続する電流供給線を有している 。 制御回路は、交流電流Ｉｂから制御信号を発生するための手段Ｓを、備えてい る。制御回路は、第１スイッチング素子１の制御電極１ｃと主電極１ａとの間に 接続されている。手段Ｓは、このケースでは、変圧器４の第２巻き器４ｂにより 形成さている。制御回路は、さらに、容量インピーダンス１３とブレークダウン 素子１４ａ、１４ｂとを、備えている。第２巻き器４ｂの一端４ｂａは、第１ス イッチング素子１の主電極１ａへ接続されている。第２巻き器４ｂの他端４ｂｂ は、容量インピーダンス１２を介して、第１スイッチング素子１の制御電極１ｃ へ接続されている。容量インピーダンス１２は、以下に詳述するスターター回路 ＳＴの一部を形成している。容量インピーダンス１３は、第１スイッチング素子 １の制御電極１ｃと主電極１ａとを接続する。容量インピーダンス１３は、変圧 器４の第２巻き器４ｂとともに、発振回路を形成する。第１スイッチング素子１ の制御電極１ｃと主電極１ａとは、さらに、ブレークダウン素子１４ａ、１４ｂ により、接続されている。これらブレークダウン素子１４ａ、１４ｂは、互いに 対向する方向に直列的に接続されている。これらブレークダウン素子は、スイッ チング素子１、１’の制御電極１ｃ、１ｃ’における過大な電圧に対して、スイ ッチング素子１、１’を保護する。第１スイッチング素子１についての制御回路 の構成要素に対応する、第２スイッチング素子１’についての制御回路の構成要 素は、アクセントサイン（’）を付した参照符号を有する。第２スイッチング素 子１’の制御回路は、第２巻き器４ｂ’が第２巻き器４ｂと反対の極性を有する 電圧を発生する点で、異なる。 本発明に係る回路構成は、さらに、スターター回路ＳＴを備えている。スター ター回路ＳＴは、第２スイッチング素子１’の制御電極１ｃ’と主電極１ａ’と の間にＤＣ電圧を発生するための手段を有している。ここで示した実施例におい ては、この手段は、抵抗インピーダンス１５と容量インピーダンス１２’とを、 備えている。抵抗インピーダンス１５は、第１スイッチング素子１’の第２入力 端子２’と制御電極１ｃ’との間に、接続されている。抵抗インピーダンス１５ は、同様に、以下に述べるように、手段Ｍの一部を形成している。容量手段１２ ’は、第２スイッチング素子１’の制御電極１ｃ’と主電極１ａ’の間で制御信 号を発生する手段Ｓ’に、直列的に接続されている。手段Ｓ’は、変圧器の第２ 巻き器４ｂ’により形成されている。 スターター回路ＳＴは、さらに、手段Ｍを有している。手段Ｍは、名目上の動 作期間の振幅と比べて交流電流Ｉｂの振幅が低い場合に、第１スイッチング素子 が導通状態になることを実現する。この手段Ｍは、補助スイッチング素子２５を 備えている。 手段Ｍは、同様に、分圧器１５〜１８と、単方向素子２３と、抵抗インピーダ ンス２２と、容量インピーダンス１２とを、備えている。 分圧器１５〜１８は、入力端子間を接続する。分圧器１５〜１８は、抵抗イン ピーダンス１５、１６、１７の直列的構成により形成された第１ブランチと、抵 抗インピーダンス１８により形成された第２ブランチとを、備えている。これら のブランチは、共通接続点２０を有する。この共通接続点２０は、第１スイッチ ング素子１の制御電極１ｃへ接続されている。第１ブランチは、抵抗インピーダ ンス１５と１６により形成された第１部分ブランチを有している。第１ブランチ は、第２入力端子２’へ接続されている。第２部分ブランチは、抵抗インピーダ ンス１７により形成されている。第２部分ブランチは、これらブランチの共通接 続点２０へ接続されている。これら部分ブランチは、共通接続点２１を有してい る。この共通接続点２１は、補助スイッチング素子２５を介して、第１入力端子 ２へ接続されている。 補助スイッチング素子２５は、交流電流Ｉｂに依存したさらなる制御信号を受 信する。補助スイッチング素子２５は、ここでは、第１スイッチング素子１の制 御回路からそのさらなる制御信号を受信する。補助スイッチング素子２５の制御 端子２５ｃは、抵抗インピーダンス２２を介して、変圧器４の第２巻き器４ｂの 一端４ｂｂへ、接続されている。 補助スイッチング素子２５は、単方向素子２３により、接続されている。単方 向素子２３は、第１及び第２入力端子２、２’の間のブランチ１５、１６、２３ に逆方向になって、含まれている。 この回路構成は、以下に示すように動作する。ＤＣ電圧が入力端子２、２’に 与えられ、分圧器１５〜１８で構成される手段により、電圧が第１及び第２スイ ッチング素子の制御電極１ｃ、１ｃ’に与えられ、これにより、これらスイッチ ング素子が導通状態になる。この結果、２つのスイッチング素子を通って電流が 流れる。各スイッチング素子を通って流れる電流は、変動しやすい。差分電流も 、現れた変動にしたがって、負荷ブランチへ供給される。制御信号は、変圧器４ を介して、これらの変動から生成される。この制御信号は、スイッチング素子１ 、１’の導通状態に影響を与える。これにより変動は増幅され、発振が発生し、 接続点Ｐにおける電圧の振幅が次第に大きくなる。２つのスイッチング素子はと もに最初は導通状態であるので、第１容量手段Ｃ１が充電されることにより、発 振の生成はブロックされ得ない。直列的構成Ａの接続点Ｐにおける電圧の振幅の 増大は、スイッチング素子１、１’が、実質的な全体的導通と、実質的な全体的 非道通とを、交互に繰り返す状態になる瞬間まで、停止しない。そして、ＤＣ／ ＡＣコンバータは、動作状態に入る。この動作状態では、接続点Ｐにおける電圧 は、第１入力端子２の電圧と、第２入力端子２’の電圧との間で、実質的な矩形 波モードで変化する。十分に大きな振幅の交流電流Ｉｂを与えることにより、さ らな る制御信号は補助スイッチング素子２５を導通状態にする。その結果、分圧器の 第１及び第２部分ブランチの共通接続点２１は、第１入力端子の電圧と同等にな る。そして、第１スイッチング素子１の制御電極１ｃと主電極１ａの間にＤＣ電 圧成分が現れるのは、終了する。 ここで述べた回路構成は、高い周波数で動作するので、補助スイッチング素子 ２５用のさらなる制御信号は、極めて簡単な手段により、第１スイッチング素子 １の制御回路から、生成することができる。制御信号を制限する抵抗インピーダ ンス２２は、ここでの条件を満足することができる。これにより、補助スイッチ ング素子へのダメージを回避する。補助スイッチング素子２５は、ここで、ＤＣ ／ＡＣコンバータが高い周波数で動作している名目上の動作の間、飽和状態にな り、この補助スイッチング素子２５は、さらなる制御信号における両フェーズと も導通状態に維持される。低い周波数、例えば、数十ｋＨｚで動作させる場合に は、さらなる制御信号を発生させるために、追加の手段が必要である。この追加 の手段は、例えば、抵抗インピーダンス２２と直列的に接続された単方向素子と 、電極２５ｃと２５ａとを接続する容量素子とを、備える。上記回路構成を現実 的に実現するには、抵抗インピーダンス１５、１６はそれぞれ１ＭΩの抵抗値を 有する。抵抗インピーダンス１７、１８はそれぞれ２０ＫΩの抵抗値を有する。 抵抗インピーダンス２２の抵抗値は、同様に、２０ＫΩである。容量インピーダ ンス３と容量インピーダンス１１は、それぞれ、１００ｎＦと６８０ｐＦの容量 値を有する。容量インピーダンス１２、１２’は、それぞれ、４７ｎＦの容量値 を有する。容量インピーダンス１３、１３’は、２．２ｎＦの容量値を有する。 誘導インピーダンス５とコイル９は、それぞれ、３０μＨと８μＨの自己インダ クタンス値を有する。ブレークダウン素子１４ａ、１４ｂ、１４ａ’、１４ｂ’ は、それぞれ、１０Ｖの降伏電圧を有するツェナーダイオードで構成されている 。この値は、ランプの点灯前にブレークダウンが発生し、ランプ動作中は発生し ない ように、選択されている。ＢＣ８４８型のトランジスタが、補助スイッチング素 子２５として用いられている。単方向素子２３は、１Ｎ４１４８型のダイオード で構成されている。第１及び第２スイッチング素子は、ＩＲＦＵ４２０型のＭＯ ＳＦＥＴである。変圧器４は、ソフトな磁性材料で円環形状（torus-shaped）の コアを有する。巻き器４ａ、４ｂ、４ｂ’は、それぞれ、６巻きしてある。変圧 器の自己インダクタンスは、１μＨである。電極のない低圧水銀放電ランプＩは 、動作状態において、２０Ｗの電力を消費する。 本発明による回路構成のスイッチオンの動作は、本発明によらない手段Ｍが存 在しない回路構成と、比べられる。この目的のため、２つの回路構成がＡＣ電圧 源に接続されている。このＡＣ電圧源の電圧は、不規則な間隔で中断する。本発 明によらない回路構成におては、名目上の動作は数回復帰しない。本発明による 回路構成は、名目上の動作状態において、いつも、確実に開始する。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １． 自己発振型のＤＣ／ＡＣコンバータ（ＩＩ）を有する、放電ランプ（Ｉ ）を動作させるための回路構成であって、 − ＤＣ電圧源（ＩＩＩ）に接続するための第１及び第２入力端子（２、２’） の間の第１及び第２スイッチング素子（１、１’）の直列的構成Ａであって、 当該直列的構成Ａは、少なくとも第１容量手段Ｃ１と誘導手段（４ａ、５ ）と放電ランプ（Ｉ）に接続する出力端子（６ａ、６ｂ）とを備えた負荷ブ ランチへ、名目上の動作期間中、交流電流Ｉｂを供給し、 前記負荷ブランチの第１端（７ａ）は、当該直列的構成Ａにおける前記第 １及び第２スイッチング素子（１、１’）の間に位置する接続点（Ｐ）へ接 続され、第２端（７ｂ）は入力端子（２）へ接続され、 前記各スイッチング素子（１、１’）は、制御電極（１ｃ、１ｃ’）と、 前記第１及び第２スイッチング素子それぞれへ前記交流電流Ｉｂから制御信 号を発生するための手段Ｓ（４ｂ）及び手段Ｓ’（４ｂ’）を有する制御回 路に接続される主電極（１ａ、１ａ’）とを、それぞれ有する、直列的構成 Ａと、 − 前記第２スイッチング素子（１’）の前記制御電極（１ｃ’）と前記主電極 （１ａ’）との間にＤＣ電圧成分を発生するための手段（１５、１２’）を有す るスターター回路ＳＴと、 を備えるとともに、 前記スターター回路ＳＴは、さらに、名目上の動作期間中、交流電流Ｉｂの振 幅が小さい場合、前記第１スイッチング素子（１）を導通状態にするための手段 Ｍを備えており、 前記手段Ｍは補助スイッチング素子（２５）を備えている、 ことを特徴とする回路構成。 ２． 前記補助スイッチング素子（２５）は、前記スイッチング素子（１）の 制御回路から発生したさらなる制御信号によりコントロールされる、ことを特徴 とする請求の範囲第１項に記載の回路構成。 ３． 手段Ｍは、さらに、前記入力端子（２、２’）を接続する分圧器を備え 、 前記分圧器は、第１ブランチ（１５、１６、１７）と第２ブランチ（１８）を 備え、 これら第１ブランチと第２ブランチは、前記第１スイッチング素子（１）の前 記制御電極（１ｃ）へ接続する共通接続点（２０）を有し、 前記第１ブランチは、第２入力端子（２）へ接続する第１部分ブランチ（１５ 、１６）と、前記第１及び第２ブランチの前記共通接続点（２０）へ接続する第 ２部分ブランチ（１７）とを有し、 前記第１及び第２部分ブランチは、前記補助スイッチング素子（２５）を介し て、前記第１入力端子（２）へ接続する共通接続点（２１）を有する、 ことを特徴とする請求の範囲第１項又は第２項に記載の回路構成。 ４． 前記補助スイッチング素子（２５）は単方向素子（２３）によって接続 されており、前記単方向素子は前記第１及び第２入力端子（２、２’）の間のブ ランチに逆方向になって含まれている、ことを特徴とする請求の範囲第３項に記 載の回路構成。 ５． 前記交流電流Ｉｂから制御信号を発生する前記手段Ｓ、Ｓ’は、それぞ れ、変圧器（４）の第２巻き器（４ｂ、４ｂ’）から形成されており、 前記変圧器は、前記負荷ブランチに第１巻き器（４）を有している、 ことを特徴とする請求の範囲第１項乃至第４項のいずれかに記載の回路構成。