JPH0697839B2 - 直列共振コンバ−タ - Google Patents
直列共振コンバ−タInfo
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- JPH0697839B2 JPH0697839B2 JP9899785A JP9899785A JPH0697839B2 JP H0697839 B2 JPH0697839 B2 JP H0697839B2 JP 9899785 A JP9899785 A JP 9899785A JP 9899785 A JP9899785 A JP 9899785A JP H0697839 B2 JPH0697839 B2 JP H0697839B2
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
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- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 「産業上の利用分野」 この発明は直列共振回路とこれを直列に接続された整流
回路と半導体スイツチとを備え、直流電力を直流電力に
変換して負荷へ供給する直列共振コンバータに関する。
回路と半導体スイツチとを備え、直流電力を直流電力に
変換して負荷へ供給する直列共振コンバータに関する。
「従来の技術」 直列共振コンバータはインダクタ及びキヤパシタの直列
共振回路と、その直列共振回路と直列に接続された整流
回路と、バイポーラトランジスタ（あるいはMOSトラン
ジスタ）、ダイオードなどの半導体スイツチとで構成さ
れる。その半導体スイツチを流れる共振電流は自然消弧
し、半導体スイツチを強制的にオフする必要がないた
め、スイツチング損失が原理的に存在せず、従つて高周
波化が容易であり、装置の無騒音化や小形、軽量化の効
果が期待できる。さらに出力特性が本質的に定電流特性
であるため、過負荷や負荷短絡が起つても装置の保護が
容易であるという特徴をもつている。
共振回路と、その直列共振回路と直列に接続された整流
回路と、バイポーラトランジスタ（あるいはMOSトラン
ジスタ）、ダイオードなどの半導体スイツチとで構成さ
れる。その半導体スイツチを流れる共振電流は自然消弧
し、半導体スイツチを強制的にオフする必要がないた
め、スイツチング損失が原理的に存在せず、従つて高周
波化が容易であり、装置の無騒音化や小形、軽量化の効
果が期待できる。さらに出力特性が本質的に定電流特性
であるため、過負荷や負荷短絡が起つても装置の保護が
容易であるという特徴をもつている。
第３図は従来の直列共振コンバータを示す（例えばW.Mc
Murray・The thyristor electronic transformer a po
wer converter using a highfrequency link,IEEE Tran
s on IGA,NO.4.p451）。第４図は第３図の各部の動作波
形である。
Murray・The thyristor electronic transformer a po
wer converter using a highfrequency link,IEEE Tran
s on IGA,NO.4.p451）。第４図は第３図の各部の動作波
形である。
第３図において半導体スイツチ11をオンすると、直流電
源12より半導体スイツチ11−整流回路13−負荷14（キヤ
パシタ15）−整流回路13−キヤパシタ16−インダクタ17
を通つて直流電源12に戻る直列共振電流i1（実線）が第
４図Ａに示すように流れる。インダクタ17のインダクタ
ンスをl0、キヤパシタ16のキヤパシタンスをC0、キヤパ
シタ15のキヤパシタンスをC0 ｔとするとC0 ｔ≫C0とされ
てあるから、i1は流れはじめてから 後に第４図Ａに示すように零となり、その時のキヤパシ
タ16の電圧が出力電圧（負荷14の電圧）V0と直流電源12
の電圧E/2との和より大きいと、今度は逆方向にダイオ
ード21を通じて点線で示すように電流i1′が流れる。こ
の共振電流i1′もインダクタ17とキヤパシタ16との直列
共振電流で半周期は である。これにともなつて整流回路13を通してフイルタ
用のキヤパシタ15に電流i3が第４図Ｂに示すように流れ
る。
源12より半導体スイツチ11−整流回路13−負荷14（キヤ
パシタ15）−整流回路13−キヤパシタ16−インダクタ17
を通つて直流電源12に戻る直列共振電流i1（実線）が第
４図Ａに示すように流れる。インダクタ17のインダクタ
ンスをl0、キヤパシタ16のキヤパシタンスをC0、キヤパ
シタ15のキヤパシタンスをC0 ｔとするとC0 ｔ≫C0とされ
てあるから、i1は流れはじめてから 後に第４図Ａに示すように零となり、その時のキヤパシ
タ16の電圧が出力電圧（負荷14の電圧）V0と直流電源12
の電圧E/2との和より大きいと、今度は逆方向にダイオ
ード21を通じて点線で示すように電流i1′が流れる。こ
の共振電流i1′もインダクタ17とキヤパシタ16との直列
共振電流で半周期は である。これにともなつて整流回路13を通してフイルタ
用のキヤパシタ15に電流i3が第４図Ｂに示すように流れ
る。
つぎに半導体スイツチ18をオンにすると、第４図Ａに示
すように電流i2（実線）が直流電源19よりインダクタ17
−キヤパシタ16−整流回路13−負荷14（キヤパシタ15）
−整流回路13−半導体スイツチ18を通して直流電源19に
戻るように流れ、一旦零になつた後ダイオード22を通じ
て電流i2′が流れる。これらの電流は整流回路13を通し
てフイルタ用のキヤパシタ15を充電する電流i3となり、
負荷14に直流電圧を供給する。
すように電流i2（実線）が直流電源19よりインダクタ17
−キヤパシタ16−整流回路13−負荷14（キヤパシタ15）
−整流回路13−半導体スイツチ18を通して直流電源19に
戻るように流れ、一旦零になつた後ダイオード22を通じ
て電流i2′が流れる。これらの電流は整流回路13を通し
てフイルタ用のキヤパシタ15を充電する電流i3となり、
負荷14に直流電圧を供給する。
上述のように半導体スイツチ11,18に流れる電流は直列
共振電流であるから、これら半導体スイツチ11,18はオ
ンしてから時間 の後には電流が零となるため、これら半導体スイツチ1
1,18に流れている電流を強制的に切る必要はなく、従つ
て本質的にスイツチング損失が存在せず、高周波動作が
可能である。
共振電流であるから、これら半導体スイツチ11,18はオ
ンしてから時間 の後には電流が零となるため、これら半導体スイツチ1
1,18に流れている電流を強制的に切る必要はなく、従つ
て本質的にスイツチング損失が存在せず、高周波動作が
可能である。
ところでこの従来のコンバータにおいて、整流回路13を
通して負荷側へ伝達される電荷量はキヤパシタ16の電圧
変化から計算できる。定常状態では第４図Ｃの電圧波形
においてV11＝V11′と考えられるから半サイクル当りの
移動電荷量Q0は Q0＝C0｛（V11＋V12）＋（V12−V11′）｝＝2C0V12……
…（１） である。ここでV11は共振電流が流れる前のキヤパシタ1
6の電圧、V11は次に共振電流が流れる前のキヤパシタ16
の電圧、V12はキヤパシタ16のピーク電圧である。動作
周波数、すなわち半導体スイツチ11,18を交互にオンす
る周波数をｆとすると、電流i3の平均値I3は I3＝Q0/1/2f＝4C0V12f ………（２） となる。定常状態ではフイルタキヤパシタ15の電圧は一
定値であるから、電流I3はすべて負荷14へ供給される。
負荷14の抵抗値をＲとすると出力電圧V0は V0＝Ｒ・I3＝（4C0V12f）・Ｒ ………（３） となる。
通して負荷側へ伝達される電荷量はキヤパシタ16の電圧
変化から計算できる。定常状態では第４図Ｃの電圧波形
においてV11＝V11′と考えられるから半サイクル当りの
移動電荷量Q0は Q0＝C0｛（V11＋V12）＋（V12−V11′）｝＝2C0V12……
…（１） である。ここでV11は共振電流が流れる前のキヤパシタ1
6の電圧、V11は次に共振電流が流れる前のキヤパシタ16
の電圧、V12はキヤパシタ16のピーク電圧である。動作
周波数、すなわち半導体スイツチ11,18を交互にオンす
る周波数をｆとすると、電流i3の平均値I3は I3＝Q0/1/2f＝4C0V12f ………（２） となる。定常状態ではフイルタキヤパシタ15の電圧は一
定値であるから、電流I3はすべて負荷14へ供給される。
負荷14の抵抗値をＲとすると出力電圧V0は V0＝Ｒ・I3＝（4C0V12f）・Ｒ ………（３） となる。
「発明が解決しようとする問題点」 （３）式から直流電圧V0の制御はC0,V12又はｆのいずれ
かを制御することにより可能である。C0を連続的に制御
することは現在のところ困難である。またV12は定常状
態ではトランジスタ11,18とそれぞれ並列のダイオード2
1又は22を通して帰還電流i1′又はi2′が流れるので直
流電源12,19でクランプされ、Ｅとなり直流電源12,19の
電圧を変えないと制御できない。従つて一般にV0を一定
に保持するための電圧制御は動作周波数ｆを制御するこ
とにより行つている。
かを制御することにより可能である。C0を連続的に制御
することは現在のところ困難である。またV12は定常状
態ではトランジスタ11,18とそれぞれ並列のダイオード2
1又は22を通して帰還電流i1′又はi2′が流れるので直
流電源12,19でクランプされ、Ｅとなり直流電源12,19の
電圧を変えないと制御できない。従つて一般にV0を一定
に保持するための電圧制御は動作周波数ｆを制御するこ
とにより行つている。
しかし（３）式からわかるようにＲの値が増加した場合
にはｆの値は減少しｆが可聴周波数となり、騒音が発生
するという問題点があつた。また動作周波数が負荷変化
とともに変化することになり雑音対策が困難であつた。
にはｆの値は減少しｆが可聴周波数となり、騒音が発生
するという問題点があつた。また動作周波数が負荷変化
とともに変化することになり雑音対策が困難であつた。
この発明の目的は無負荷から全負荷まで定電圧制御を行
う場合、動作周波数の変化範囲を少なくするとともに、
最低動作周波数をクランプできる直列共振コンバータを
提供することにある。
う場合、動作周波数の変化範囲を少なくするとともに、
最低動作周波数をクランプできる直列共振コンバータを
提供することにある。
「問題点を解決するための手段」 この発明は直列共振回路と直列に、共振用キヤパシタ、
共振用インダクタを並列に接続した並列共振回路を接続
し、その並列共振回路の共振周波数を直列共振回路より
低く選び、直列共振コンバータの動作周波数下限値を並
列共振回路の共振周波数にクランプする。このようにし
て従来の直列共振コンバータでは、出力電圧を無負荷か
ら全負荷まで定電圧制御するための動作周波数の下限値
をクランプすることができなかつたが、この発明では下
限周波数をクランプすることができる。
共振用インダクタを並列に接続した並列共振回路を接続
し、その並列共振回路の共振周波数を直列共振回路より
低く選び、直列共振コンバータの動作周波数下限値を並
列共振回路の共振周波数にクランプする。このようにし
て従来の直列共振コンバータでは、出力電圧を無負荷か
ら全負荷まで定電圧制御するための動作周波数の下限値
をクランプすることができなかつたが、この発明では下
限周波数をクランプすることができる。
「実施例」 第１図はこの発明の第１の実施例を示す回路図である。
この例において並列共振回路23がインダクタ24とキヤパ
シタ25とで構成され、この並列共振回路23は、キヤパシ
タ16及びインダクタ17の直列共振回路26と直列に接続さ
れている。その他、第３図と同一符号は同一部分を示
す。
この例において並列共振回路23がインダクタ24とキヤパ
シタ25とで構成され、この並列共振回路23は、キヤパシ
タ16及びインダクタ17の直列共振回路26と直列に接続さ
れている。その他、第３図と同一符号は同一部分を示
す。
並列共振回路23のインダクタ24のインダクタンスを
ｌｓ、キヤパシタ25のキヤパシタンスをＣｓとすれば、
並列共振回路23の共振周波数 を、インダクタ17及びキヤパシタ16で構成される直列共
振回路23の共振周波数 より低く設定し、ｆｓをコンバータの最低動作周波数と
する。直列共振回路26のインピーダンスは共振周波数ｆ
ｓの点で最大となり動作周波数がｆｓより高くなるとイ
ンピーダンスは急減する。
ｌｓ、キヤパシタ25のキヤパシタンスをＣｓとすれば、
並列共振回路23の共振周波数 を、インダクタ17及びキヤパシタ16で構成される直列共
振回路23の共振周波数 より低く設定し、ｆｓをコンバータの最低動作周波数と
する。直列共振回路26のインピーダンスは共振周波数ｆ
ｓの点で最大となり動作周波数がｆｓより高くなるとイ
ンピーダンスは急減する。
今、第１図において半導体スイツチ11をオンすると、直
流電源12から半導体スイツチ11−整流回路13−負荷14
（キヤパシタ15）−整流回路13−キヤパシタ16−インダ
クタ17−並列共振回路23のループで電流i1が流れ、負荷
14に電力が供給される。並列共振回路23を通る電流i1の
周期は半導体スイツチ11と18を交互にオン、オフさせる
周期、すなわち動作周期となり、大きさは回路のインピ
ーダンス、従つて動作周波数によつて変わる。動作周波
数が並列共振回路23の共振周波数より充分に大きい場合
には並列共振回路23のインピーダンスは十分に低いため
電流i1の周期は第３図に示した従来例と同じくほぼ である。動作周波数が並列共振回路23の共振周波数に近
づくと並列共振回路23のインピーダンスが急増するため
i1は急激に減少する。
流電源12から半導体スイツチ11−整流回路13−負荷14
（キヤパシタ15）−整流回路13−キヤパシタ16−インダ
クタ17−並列共振回路23のループで電流i1が流れ、負荷
14に電力が供給される。並列共振回路23を通る電流i1の
周期は半導体スイツチ11と18を交互にオン、オフさせる
周期、すなわち動作周期となり、大きさは回路のインピ
ーダンス、従つて動作周波数によつて変わる。動作周波
数が並列共振回路23の共振周波数より充分に大きい場合
には並列共振回路23のインピーダンスは十分に低いため
電流i1の周期は第３図に示した従来例と同じくほぼ である。動作周波数が並列共振回路23の共振周波数に近
づくと並列共振回路23のインピーダンスが急増するため
i1は急激に減少する。
次に半導体スイツチ18をオンすると直流電源19−並列共
振回路23−インダクタ17−キヤパシタ16−整流回路13−
負荷14（キヤパシタ15）−整流回路13−半導体スイツチ
18を通して共振電流i2が流れる。電流i2の値も前記の場
合と同様、動作周波数によつて変化する。
振回路23−インダクタ17−キヤパシタ16−整流回路13−
負荷14（キヤパシタ15）−整流回路13−半導体スイツチ
18を通して共振電流i2が流れる。電流i2の値も前記の場
合と同様、動作周波数によつて変化する。
これで１サイクルの動作が終了する。並列共振回路23の
インピーダンスは動作周波数が共振周波数ｆｓから離れ
ているときは小さいが、ｆｓに近づくと急激に増加す
る。従つてｆｓ付近においては動作周波数をわずかに変
えることにより、共振電流i1、すなわち出力電圧を制御
することができる。
インピーダンスは動作周波数が共振周波数ｆｓから離れ
ているときは小さいが、ｆｓに近づくと急激に増加す
る。従つてｆｓ付近においては動作周波数をわずかに変
えることにより、共振電流i1、すなわち出力電圧を制御
することができる。
第２図はこの発明の第２の実施例を示す回路図で、直流
入力と出力を絶縁するためにトランスを使つた直列共振
コンバータにこの発明を応用したものである。すなわち
トランス27の１次側を直列共振回路26と直列に接続し、
トランス27の２次側は整流回路13の交流側端子と接続す
る。さらにトランス27の１次側と直列に並列共振回路23
を接続する。つまり直列共振回路23と整流回路13とはト
ランス27を介して直列に接続される。
入力と出力を絶縁するためにトランスを使つた直列共振
コンバータにこの発明を応用したものである。すなわち
トランス27の１次側を直列共振回路26と直列に接続し、
トランス27の２次側は整流回路13の交流側端子と接続す
る。さらにトランス27の１次側と直列に並列共振回路23
を接続する。つまり直列共振回路23と整流回路13とはト
ランス27を介して直列に接続される。
この第２の実施例による動作は第１図に示した第１の実
施例による動作と同一であるため説明は省略する。この
第２の実施例によれば入力側と出力側とを絶縁でき、ト
ランス27の巻数比n1/n2により出力電圧を自由に設定で
きる。
施例による動作と同一であるため説明は省略する。この
第２の実施例によれば入力側と出力側とを絶縁でき、ト
ランス27の巻数比n1/n2により出力電圧を自由に設定で
きる。
「発明の効果」 以上説明したようにこの発明は並列共振回路を整流回路
の交流側端子と直列に接続したので、負荷電流の変化に
対して動作周波数の変化範囲を狭くすることができ、直
列共振コンバータを可聴領域外で動作させることが可能
である。従つてバイポーラトランジスタ、MOSトランジ
スタ等の高周波動作の可能な半導体スイツチを使つたコ
ンバータにこの発明を適用すれば、可聴領域以上の周波
数で動作させることが可能となり、無騒音で大容量の装
置が実現できる利点がある。
の交流側端子と直列に接続したので、負荷電流の変化に
対して動作周波数の変化範囲を狭くすることができ、直
列共振コンバータを可聴領域外で動作させることが可能
である。従つてバイポーラトランジスタ、MOSトランジ
スタ等の高周波動作の可能な半導体スイツチを使つたコ
ンバータにこの発明を適用すれば、可聴領域以上の周波
数で動作させることが可能となり、無騒音で大容量の装
置が実現できる利点がある。
第１図はこの発明の第１の実施例を示す回路図、第２図
はこの発明の第２の実施例を示す図、第３図は従来の直
列共振コンバータを示す回路図、第４図は第３図の動作
を示す波形図である。 11,18:半導体スイツチ、12,19:直流電源、13:整流回
路、14:負荷、15,16,25:キヤパシタ、17,24:インダク
タ、21,22:ダイオード、23:並列共振回路、26:直列共振
回路。
はこの発明の第２の実施例を示す図、第３図は従来の直
列共振コンバータを示す回路図、第４図は第３図の動作
を示す波形図である。 11,18:半導体スイツチ、12,19:直流電源、13:整流回
路、14:負荷、15,16,25:キヤパシタ、17,24:インダク
タ、21,22:ダイオード、23:並列共振回路、26:直列共振
回路。
Claims (1)
- 【請求項１】共振用キヤパシタ及び共振用インダクタよ
りなる直列共振回路と整流回路の交流側端子とが直列に
接続され、この直列共振回路と整流回路との直列回路
に、複数の半導体スイツチをオンオフ制御して直流電源
より正電流と負電流とを交互に流し、前記整流回路から
直流電圧を得る直列共振コンバータにおいて、 共振用キヤパシタと共振用インダクタを並列に接続した
並列共振回路が前記直列共振回路と直列に接続され、 かつその並列共振回路の共振周波数は前記直列共振回路
の共振周波数より低く選定されていることを特徴とする
直列共振コンバータ。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9899785A JPH0697839B2 (ja) | 1985-05-10 | 1985-05-10 | 直列共振コンバ−タ |
| US06/859,680 US4679129A (en) | 1985-05-10 | 1986-05-05 | Series resonant converter |
| EP86106338A EP0201876B1 (en) | 1985-05-10 | 1986-05-07 | Series resonant converter |
| DE8686106338T DE3687999T2 (de) | 1985-05-10 | 1986-05-07 | Reihenschwingkreis-umrichter. |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9899785A JPH0697839B2 (ja) | 1985-05-10 | 1985-05-10 | 直列共振コンバ−タ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61258671A JPS61258671A (ja) | 1986-11-17 |
| JPH0697839B2 true JPH0697839B2 (ja) | 1994-11-30 |
Family
ID=14234614
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9899785A Expired - Fee Related JPH0697839B2 (ja) | 1985-05-10 | 1985-05-10 | 直列共振コンバ−タ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0697839B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2012010463A (ja) * | 2010-06-23 | 2012-01-12 | Fujitsu Telecom Networks Ltd | スイッチング電源装置 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE19955673A1 (de) * | 1999-11-19 | 2001-05-23 | Philips Corp Intellectual Pty | Leistungsversorgungseinheit mit einem Wechselrichter |
-
1985
- 1985-05-10 JP JP9899785A patent/JPH0697839B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2012010463A (ja) * | 2010-06-23 | 2012-01-12 | Fujitsu Telecom Networks Ltd | スイッチング電源装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS61258671A (ja) | 1986-11-17 |
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