JPH02192346A - キャリア位相同期回路 - Google Patents
キャリア位相同期回路Info
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- JPH02192346A JPH02192346A JP1009831A JP983189A JPH02192346A JP H02192346 A JPH02192346 A JP H02192346A JP 1009831 A JP1009831 A JP 1009831A JP 983189 A JP983189 A JP 983189A JP H02192346 A JPH02192346 A JP H02192346A
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- carrier phase
- phase
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- 238000012935 Averaging Methods 0.000 claims abstract description 10
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims 1
- 238000000605 extraction Methods 0.000 abstract description 9
- 238000005259 measurement Methods 0.000 abstract 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 4
- 239000012050 conventional carrier Substances 0.000 description 3
- 238000012937 correction Methods 0.000 description 3
- 239000013598 vector Substances 0.000 description 2
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 1
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明はデータ伝送受信装置における。キャリア位相同
期回路に関し、特に、 QAM信号を受信する受信機に
具備されるキャリア位相同期回路に関する。
期回路に関し、特に、 QAM信号を受信する受信機に
具備されるキャリア位相同期回路に関する。
従来の技術によるキャリア位相同期回路は以下のように
なっていた。
なっていた。
すなわち、受信信号Skを
Sk= A)(8jak(1)
とし、それを領域判定した結果の信号成分S′kを8%
= A’ke”’ (2)なる演算
を施し、キャリア位相推定値εkを求める。
= A’ke”’ (2)なる演算
を施し、キャリア位相推定値εkを求める。
そして、良く知られたPLL (フェーズ・ロックド・
ルー、f)技術を適用し、キャリア位相誤差推定値ε、
が零になるよう受信信号Skに位相回転を与えることに
よりキャリア位相同期を確立していた。
ルー、f)技術を適用し、キャリア位相誤差推定値ε、
が零になるよう受信信号Skに位相回転を与えることに
よりキャリア位相同期を確立していた。
この従来技術の正当性は次の様にして確められる。
すなわち、(1)式にて示される受信信号Skを真の送
信信号Skとキャリア位相誤差εkにて表現すると。
信信号Skとキャリア位相誤差εkにて表現すると。
或=底。jθk(4)
と仮定して
Sk=心eJζ−庁ej久“心 (5)である。
(5)式に(3)式の演算を施すと
εに一箱(Sk(S’k)勺/IS′に12= 1−(
Ak6 j(0に+gk)、 Ajc 6jll/k)
7 (S/kI 2((・)*:複素共役) ここで、真の送信信号Skと判定結果Stkが等しいと
仮定すれば。
Ak6 j(0に+gk)、 Ajc 6jll/k)
7 (S/kI 2((・)*:複素共役) ここで、真の送信信号Skと判定結果Stkが等しいと
仮定すれば。
であるから、結局(6)式は
εに=廊εk(8)
となシ、キャリア位相誤差εkに比例した推定値εkを
求めることができる。
求めることができる。
上述した従来のキャリア位相同期回路は(7)式の条件
を満0足するために2判定誤シが生じていないことが必
要である。しかしながら、実際にはキャリア位相誤差ε
kが大きくなると2判定誤りを生じ。
を満0足するために2判定誤シが生じていないことが必
要である。しかしながら、実際にはキャリア位相誤差ε
kが大きくなると2判定誤りを生じ。
(7)式の条件を満足しなくなる。そのため、結局(8
)式も成立しなくなり、キャリア位相推定値εkを正し
く求めることが出来なくなるという欠点がある。
)式も成立しなくなり、キャリア位相推定値εkを正し
く求めることが出来なくなるという欠点がある。
−例として、高能率伝送系で一般に採用されている1
6 X 16 (256)QAMの場合、従来の方法に
より求めたキャリア位相推定値εとキャリア位相誤差ε
の関係は第6図に示す特性となる。第6図から、キャリ
ア位相を正しく求めることの出来る範囲は約±3°であ
り、±6°を越えると、推定値εが非常に小さくなるこ
とがわかる。
6 X 16 (256)QAMの場合、従来の方法に
より求めたキャリア位相推定値εとキャリア位相誤差ε
の関係は第6図に示す特性となる。第6図から、キャリ
ア位相を正しく求めることの出来る範囲は約±3°であ
り、±6°を越えると、推定値εが非常に小さくなるこ
とがわかる。
従って、従来のキャリア位相同期回路では9例えば、受
信信号に±6°を越えるステップ状位相ヒツトが加わる
と、上述の如く、キャリア位相推定値εが非常に小さく
なるので、同期状態を回復するのに非常に時間がかかる
という欠点がある。
信信号に±6°を越えるステップ状位相ヒツトが加わる
と、上述の如く、キャリア位相推定値εが非常に小さく
なるので、同期状態を回復するのに非常に時間がかかる
という欠点がある。
本発明によれば、情報シンデルが複素平面上で。
(2K+1)+j(2L+1)(K、Lは−N/2から
N/2の範囲の整数e j = y”T )と定義され
る格子点上に配置されるN×N点配置QAM信号を受信
信号として受信する受信機に具備されるキャリア位相同
期対し第1の制御信号に比例した角度の位相回転を与え
2位相回転された信号を出力する位相回転手段と;前記
格子点のうちで前記位相回転された信号に最近傍の点を
判定点X’ + j Y’と決定し。
N/2の範囲の整数e j = y”T )と定義され
る格子点上に配置されるN×N点配置QAM信号を受信
信号として受信する受信機に具備されるキャリア位相同
期対し第1の制御信号に比例した角度の位相回転を与え
2位相回転された信号を出力する位相回転手段と;前記
格子点のうちで前記位相回転された信号に最近傍の点を
判定点X’ + j Y’と決定し。
ImC(X+jY) (X’+ jY’) )/ (X
′2+ Y′2)を出力するキ幅を可変とした低域フィ
ルタと:前記複素平面上の第M象限(M=1.2,3.
4)に存在する前記位相回転された信号点を前記複素平
面の原点中心に(45−90M)度回転せしめる信号点
回転手段と;該信号点回転手段の出力信号の振幅の絶対
値が第1の所定値Rよシ犬のときの前記信号点回転手段
の出力信号を選択し、出力する選択手段と:該選択手段
の出力信号を時間内に移動平均を取る平均化手段と:該
平均化手段の出力信号と第2の所定値とを比較し、該平
均化手段の出力信号が前記第2の所定値よシ大きい場合
は、前記低域フィルタの帯域幅を大にする信号を前記第
2の制御信号として前記低域フィルタに与えると共に。
′2+ Y′2)を出力するキ幅を可変とした低域フィ
ルタと:前記複素平面上の第M象限(M=1.2,3.
4)に存在する前記位相回転された信号点を前記複素平
面の原点中心に(45−90M)度回転せしめる信号点
回転手段と;該信号点回転手段の出力信号の振幅の絶対
値が第1の所定値Rよシ犬のときの前記信号点回転手段
の出力信号を選択し、出力する選択手段と:該選択手段
の出力信号を時間内に移動平均を取る平均化手段と:該
平均化手段の出力信号と第2の所定値とを比較し、該平
均化手段の出力信号が前記第2の所定値よシ大きい場合
は、前記低域フィルタの帯域幅を大にする信号を前記第
2の制御信号として前記低域フィルタに与えると共に。
前記自動等化量の修正を停止せしめ、小さい場合は、前
記低域フィルタの帯域幅を小にする信号を前記第2の制
御信号として前記低域フィルタに与えると共に、前記自
動等化器の修正を続けさせる制御手段と;を含むことを
特徴とするキャリア位相同期回路が得られる。
記低域フィルタの帯域幅を小にする信号を前記第2の制
御信号として前記低域フィルタに与えると共に、前記自
動等化器の修正を続けさせる制御手段と;を含むことを
特徴とするキャリア位相同期回路が得られる。
次に本発明について図面を参照して説明する。
第1図は本発明の一実施例である。256QAM伝送に
おけるキャリア位相同期回路のブロック図である。
おけるキャリア位相同期回路のブロック図である。
本実施例では、キャリア位相誤差εが6°以下の場合は
2位相回転回路1011位相抽出回路1o2゜及び低域
フィルタ106により、一種のフェーズ・ロックド・ル
ープ(PLL )を構成し、受信信号のキャリア位相同
期を行なう。
2位相回転回路1011位相抽出回路1o2゜及び低域
フィルタ106により、一種のフェーズ・ロックド・ル
ープ(PLL )を構成し、受信信号のキャリア位相同
期を行なう。
上述の状態では2回転回路301.比較器1o7゜スイ
ッチ111.および平均化器108によシ常時キャリア
位相誤差εを測定しており、その結果のキャリア位相推
定値ε2を出力している。比較器106によシ、キ4’
)ア位相誤差εの絶対値が6より大であると判定される
と、モレフタ104出力を低域フィルタ106の帯域幅
を広げる係数値に切シ換えて2位相回転回路1012位
相抽出回路102.低域フィルタ106により PLL
を構成し、直ちに受信信号のキャリア位相への周期を確
立する。
ッチ111.および平均化器108によシ常時キャリア
位相誤差εを測定しており、その結果のキャリア位相推
定値ε2を出力している。比較器106によシ、キ4’
)ア位相誤差εの絶対値が6より大であると判定される
と、モレフタ104出力を低域フィルタ106の帯域幅
を広げる係数値に切シ換えて2位相回転回路1012位
相抽出回路102.低域フィルタ106により PLL
を構成し、直ちに受信信号のキャリア位相への周期を確
立する。
第2図は位相抽出回路102の詳細な構成を示すブロッ
ク図で、受信信号X+jYは判定回路201により最近
傍のシンプル点X′+jY′に判定される。
ク図で、受信信号X+jYは判定回路201により最近
傍のシンプル点X′+jY′に判定される。
乗算器202,203および減算器204によシIm
((X+jY) (X’−jY’) )の演算を実行し
、更に乗算器205,206および加算器207によシ x / 2 + y/ 2 の演算を実行する。更に割9算器208によりIm (
(X+ jY) (X’ −jY’) )/ (X′2
+ Y′2)の演算を実行し、第1のキャリア位相推定
値ε1を得る。
((X+jY) (X’−jY’) )の演算を実行し
、更に乗算器205,206および加算器207によシ x / 2 + y/ 2 の演算を実行する。更に割9算器208によりIm (
(X+ jY) (X’ −jY’) )/ (X′2
+ Y′2)の演算を実行し、第1のキャリア位相推定
値ε1を得る。
第1図の回転回路301は、第4図(、)の如き受信信
号に対し、第M象限(M=1.2.3.4)に存在する
信号点を原点中心に(45−90M)(dog)回転せ
しめ、第4図(b)の如き複素ベクトルを出力する。第
4図(blの場合、ベクトルの集合はReal (実数
)軸に関し対称であるため、このImag(虚数)軸成
分の平均は零である。
号に対し、第M象限(M=1.2.3.4)に存在する
信号点を原点中心に(45−90M)(dog)回転せ
しめ、第4図(b)の如き複素ベクトルを出力する。第
4図(blの場合、ベクトルの集合はReal (実数
)軸に関し対称であるため、このImag(虚数)軸成
分の平均は零である。
ところが、第5図ta+の如く受信信号に位相回転が加
わっていると2回転回路301の出力は第5図(b)の
如き集合になり、 Imag軸成分の平均値は零でなく
、正の値を持つようになる。
わっていると2回転回路301の出力は第5図(b)の
如き集合になり、 Imag軸成分の平均値は零でなく
、正の値を持つようになる。
第3図は、第1図の平均化器108の詳細な構成を示し
ている。第3図において、係数器302,304゜加算
器303.遅延器305は。
ている。第3図において、係数器302,304゜加算
器303.遅延器305は。
なる伝達関数の平均化回路を構成し2回転回路301の
Imag出力の平均化を行ない、第2のキャリア位相推
定値ε2を得ている。
Imag出力の平均化を行ない、第2のキャリア位相推
定値ε2を得ている。
ところが、第4図(b)の如く、総ての信号点を平均化
入力とすると、演算精度の低い原点近傍の信号点を含め
て平均化することになる。したがって。
入力とすると、演算精度の低い原点近傍の信号点を含め
て平均化することになる。したがって。
信号点振幅を考慮し、第1図の比較器107により第4
図(c)の如く、振幅の絶対値が所定値Rよシ大となる
信号点3点を抽出する。3点の信号点を抽出することは
、演算精度の低い原点近傍の信号点を除き、演算精度の
高い信号点によシ位相誤差信号を抽出することが可能と
なる。
図(c)の如く、振幅の絶対値が所定値Rよシ大となる
信号点3点を抽出する。3点の信号点を抽出することは
、演算精度の低い原点近傍の信号点を除き、演算精度の
高い信号点によシ位相誤差信号を抽出することが可能と
なる。
第1図を参照して、前記位相誤差信号は、スイッチ11
1により動作する平均化器108の入力として用い、演
算精度の高い信号を得ることができる・ 平均化器108の出力が、比較器110の設定値Thよ
シも大きい場合、すなわち位相誤差が大きい場合には、
セレクタ104によシ平均化量106の帯域幅を広げる
係数値に切り換え1位相誤差の修正を行なう。さらに、
セレクタ105においては1位相誤差が大きい場合に自
動等化量109の発散を抑えるため、自動等化量修正係
数を切シ換え一時的に修正を停止する動作を行なう。
1により動作する平均化器108の入力として用い、演
算精度の高い信号を得ることができる・ 平均化器108の出力が、比較器110の設定値Thよ
シも大きい場合、すなわち位相誤差が大きい場合には、
セレクタ104によシ平均化量106の帯域幅を広げる
係数値に切り換え1位相誤差の修正を行なう。さらに、
セレクタ105においては1位相誤差が大きい場合に自
動等化量109の発散を抑えるため、自動等化量修正係
数を切シ換え一時的に修正を停止する動作を行なう。
以上説明したように本発明は、キャリア位相誤差の大小
によシ、キャリア位相抽出回路出力を入力とする低域フ
ィルタの帯域幅および自動等化器の修正係数値を選択す
ることにより、自動等化器の発散を抑圧し、キャリア位
相同期を確立するととができる効果がある。
によシ、キャリア位相抽出回路出力を入力とする低域フ
ィルタの帯域幅および自動等化器の修正係数値を選択す
ることにより、自動等化器の発散を抑圧し、キャリア位
相同期を確立するととができる効果がある。
第1図は本発明の一実施例によるキャリア位相同期回路
のブロック図、第2図は第1図の位相抽出回路のブロッ
ク図、第3図は第1図の平均化器のブロック図、第4図
及び第5図は第1図の回転回路の動作を説明するだめの
図、第6図は位相抽出回路の位相推定特性を示す図であ
る。 101・・・位相回転回路、102・・・位相抽出回路
。 104及び105・・・セレクタ、106・・・低域フ
ィルタ、107・・・比較器、108・・・平均化器、
109・・・自動等化器、110・・・比較器、11
1・・・スイッチ、201−・・判定回路、202,2
03,205及び206・・・乗算器、204・・・減
算器、207・・・加算器、208・・・除算器、30
1・・・回転回路。 第2図 第3図 第4図
のブロック図、第2図は第1図の位相抽出回路のブロッ
ク図、第3図は第1図の平均化器のブロック図、第4図
及び第5図は第1図の回転回路の動作を説明するだめの
図、第6図は位相抽出回路の位相推定特性を示す図であ
る。 101・・・位相回転回路、102・・・位相抽出回路
。 104及び105・・・セレクタ、106・・・低域フ
ィルタ、107・・・比較器、108・・・平均化器、
109・・・自動等化器、110・・・比較器、11
1・・・スイッチ、201−・・判定回路、202,2
03,205及び206・・・乗算器、204・・・減
算器、207・・・加算器、208・・・除算器、30
1・・・回転回路。 第2図 第3図 第4図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1、情報シンボルが複素平面上で、(2K+1)+j(
2L+1)(K、Lは−N/2からN/2の範囲の整数
、j=√(−1))と定義される格子点上に配置される
N×N点配置QAM信号を受信信号として受信する受信
機に具備されるキャリア位相同期回路であって、 前記受信信号を受け、等化出力信号を出力する自動等化
手段と; 前記等化出力信号に対し第1の制御信号に比例した角度
の位相回転を与え、位相回転された信号を出力する位相
回転手段と; 前記格子点のうちで前記位相回転された信号に最近傍の
点を判定点X′+jY′と決定し、I_m〔(X+jY
)(X′+jY)′〕/(X′^2+Y′^2)を出力
するキャリア位相抽出手段と; 該キャリア位相抽出手段の出力信号を受け、前記第1の
制御信号を出力する、第2の制御信号によって帯域幅を
可変とした低域フィルタと; 前記複素平面上の第M象限(M=1、2、3、4)に存
在する前記位相回転された信号点を前記複素平面の原点
中心に(45−90M)度回転せしめる信号点回転手段
と; 該信号点回転手段の出力信号の振幅の絶対値が第1の所
定値Rより大のときの前記信号点回転手段の出力信号を
選択し、出力する選択手段と;該選択手段の出力信号を
時間内に移動平均を取る平均化手段と; 該平均化手段の出力信号と第2の所定値とを比較し、該
平均化手段の出力信号が前記第2の所定値より大きい場
合は、前記低域フィルタの帯域幅を大にする信号を前記
第2の制御信号として前記低域フィルタに与えると共に
、前記自動等化器の修正を停止せしめ、小さい場合は、
前記低域フィルタの帯域幅を小にする信号を前記第2の
制御信号として前記低域フィルタに与えると共に、前記
自動等化器の修正を続けさせる制御手段と;を含むこと
を特徴とするキャリア位相同期回路。
Priority Applications (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1009831A JP2927810B2 (ja) | 1989-01-20 | 1989-01-20 | キャリア位相同期回路 |
CA002003774A CA2003774C (en) | 1988-11-25 | 1989-11-24 | Carrier phase synchronizing circuit capable of recovering carrier phase synchronization at a short time |
US07/441,115 US4968955A (en) | 1988-11-25 | 1989-11-27 | Carrier phase synchronizing circuit capable of recovering carrier phase synchronization at a short time |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1009831A JP2927810B2 (ja) | 1989-01-20 | 1989-01-20 | キャリア位相同期回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH02192346A true JPH02192346A (ja) | 1990-07-30 |
JP2927810B2 JP2927810B2 (ja) | 1999-07-28 |
Family
ID=11731078
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP1009831A Expired - Lifetime JP2927810B2 (ja) | 1988-11-25 | 1989-01-20 | キャリア位相同期回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2927810B2 (ja) |
-
1989
- 1989-01-20 JP JP1009831A patent/JP2927810B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2927810B2 (ja) | 1999-07-28 |
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