JP2927810B2 - キャリア位相同期回路 - Google Patents
キャリア位相同期回路Info
- Publication number
- JP2927810B2 JP2927810B2 JP1009831A JP983189A JP2927810B2 JP 2927810 B2 JP2927810 B2 JP 2927810B2 JP 1009831 A JP1009831 A JP 1009831A JP 983189 A JP983189 A JP 983189A JP 2927810 B2 JP2927810 B2 JP 2927810B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- phase
- pass filter
- low
- output signal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Landscapes
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はデータ伝送受信装置における，キャリア位相
同期回路に関し，特に,QAM信号を受信する受信機に具備
されるキャリア位相同期回路に関する。
同期回路に関し，特に,QAM信号を受信する受信機に具備
されるキャリア位相同期回路に関する。
従来の技術によるキャリア位相同期回路は以下のよう
になっていた。
になっていた。
すなわち，受信信号Skを Sk＝Akeｊθｋ （１） とし，それを領域判定した結果の信号成分Ｓ′ｋを として なる演算を施し，キャリア位相推定値εｋを求める。
そして，良く知られたPLL（フェーズ・ロックド・ル
ープ）技術を適用し，キャリア位相誤差推定値εｋが零
になるよう受信信号Skに位相回転を与えることによりキ
ャリア位相同期を確立していた。
ープ）技術を適用し，キャリア位相誤差推定値εｋが零
になるよう受信信号Skに位相回転を与えることによりキ
ャリア位相同期を確立していた。
この従来技術の正当性は次の様にして確められる。
すなわち，（１）式にて示される受信信号Skを真の送
信信号 とキャリア位相誤差 にて表現すると， と仮定して である。
信信号 とキャリア位相誤差 にて表現すると， と仮定して である。
（５）式に（３）式の演算を施すと ここで，真の送信信号 と判定結果Ｓ′ｋが等しいと仮定すれば であるから，結局（６）式は となり，キャリア位相誤差 に比例した推定値εｋを求めることができる。
上述した従来のキャリア位相同期回路は（７）式の条
件を満足するために，判定誤りが生じていないことが必
要である。しかしながら，実際にはキャリア位相誤差 が大きくなると，判定誤りを生じ，（７）式の条件を満
足しなくなる。そのため，結局（８）式も成立しなくな
り，キャリア位相推定値εｋを正しく求めることが出来
なくなるという欠点がある。
件を満足するために，判定誤りが生じていないことが必
要である。しかしながら，実際にはキャリア位相誤差 が大きくなると，判定誤りを生じ，（７）式の条件を満
足しなくなる。そのため，結局（８）式も成立しなくな
り，キャリア位相推定値εｋを正しく求めることが出来
なくなるという欠点がある。
一例として，高能率伝送系で一般に採用されている16
×16（256）QAMの場合，従来の方法により求めたキャリ
ア位相推定値εとキャリア位相誤差 の関係は第６図に示す特性となる。第６図から，キャリ
ア位相を正しく求めることの出来る範囲は約±３゜であ
り，±６゜を越えると，推定値εが非常に小さくなるこ
とがわかる。
×16（256）QAMの場合，従来の方法により求めたキャリ
ア位相推定値εとキャリア位相誤差 の関係は第６図に示す特性となる。第６図から，キャリ
ア位相を正しく求めることの出来る範囲は約±３゜であ
り，±６゜を越えると，推定値εが非常に小さくなるこ
とがわかる。
従って，従来のキャリア位相同期回路では，例えば，
受信信号に±６゜を越えるステップ状位相ヒットが加わ
ると，上述の如く，キャリア位相推定値εが非常に小さ
くなるので，同期状態を回復するのに非常に時間がかか
るという欠点がある。
受信信号に±６゜を越えるステップ状位相ヒットが加わ
ると，上述の如く，キャリア位相推定値εが非常に小さ
くなるので，同期状態を回復するのに非常に時間がかか
るという欠点がある。
本発明によれば、情報シンボルが複素平面上で、（2K
＋１）＋ｊ（2L＋１）（Ｋ、Ｌは−N/2からN/2の範囲の
整数、ｊ＝（−１）1/2と定義される格子点上に配置さ
れるＮ×Ｎ点配置QAM信号を受信信号として受信する受
信機に具備されるキャリア位相同期回路であって、 前記受信信号を受け、等化出力信号を出力する自動等
化手段と、 前記等化出力信号に対し第１の制御信号に比例した角
度の位相回転を与え、位相回転された信号（Ｘ＋jY）を
出力する位相回転手段と、 前記格子点のうちで前記位相回転された信号に最近傍
の点を、判定点Ｘ′＋jY′と決定し、Im［（Ｘ＋jY）
（Ｘ′＋jY′）］を（Ｘ＋jY）（Ｘ′＋jY′）の虚数軸
成分とした場合に、Im［（Ｘ＋jY）（Ｘ′＋jY′）］／
（Ｘ′２＋Ｙ′２）を出力するキャリア位相抽出手段
と、 該キャリア位相抽出手段の出力信号を受け、前記第１
の制御信号を出力する、第２の制御信号によって帯域幅
を可変とした低域フィルタと、 前記複素平面上の第Ｍ象限（Ｍ＝１、２、３、４）に
存在する前記位相回転された信号点を前記複素平面の原
点中心に（45−90M）度回転せしめる信号点回転手段
と、 該信号点回転手段の出力信号の振幅の絶対値が第１の
所定値Ｒより大のときの前記信号点回転手段の出力信号
の虚数軸成分を選択し、出力する選択手段と、 該選択手段の出力信号を時間内に移動平均を取る平均
化手段と、 該平均化手段の出力信号と第２の所定値とを比較し、
該平均化手段の出力信号が前記第２の所定値より大きい
場合は、前記低域フィルタの帯域幅を大にする信号を前
記第２の制御信号として前記低域フィルタに与えると共
に、前記自動等化手段の修正を停止せしめ、小さい場合
は、前記低域フィルタの帯域幅を小にする信号を前記第
２の制御信号として前記低域フィルタに与えると共に、
前記自動等化手段の修正を続けさせる制御手段とを、含
むことを特徴とするキャリア位相同期回路が得られる。
＋１）＋ｊ（2L＋１）（Ｋ、Ｌは−N/2からN/2の範囲の
整数、ｊ＝（−１）1/2と定義される格子点上に配置さ
れるＮ×Ｎ点配置QAM信号を受信信号として受信する受
信機に具備されるキャリア位相同期回路であって、 前記受信信号を受け、等化出力信号を出力する自動等
化手段と、 前記等化出力信号に対し第１の制御信号に比例した角
度の位相回転を与え、位相回転された信号（Ｘ＋jY）を
出力する位相回転手段と、 前記格子点のうちで前記位相回転された信号に最近傍
の点を、判定点Ｘ′＋jY′と決定し、Im［（Ｘ＋jY）
（Ｘ′＋jY′）］を（Ｘ＋jY）（Ｘ′＋jY′）の虚数軸
成分とした場合に、Im［（Ｘ＋jY）（Ｘ′＋jY′）］／
（Ｘ′２＋Ｙ′２）を出力するキャリア位相抽出手段
と、 該キャリア位相抽出手段の出力信号を受け、前記第１
の制御信号を出力する、第２の制御信号によって帯域幅
を可変とした低域フィルタと、 前記複素平面上の第Ｍ象限（Ｍ＝１、２、３、４）に
存在する前記位相回転された信号点を前記複素平面の原
点中心に（45−90M）度回転せしめる信号点回転手段
と、 該信号点回転手段の出力信号の振幅の絶対値が第１の
所定値Ｒより大のときの前記信号点回転手段の出力信号
の虚数軸成分を選択し、出力する選択手段と、 該選択手段の出力信号を時間内に移動平均を取る平均
化手段と、 該平均化手段の出力信号と第２の所定値とを比較し、
該平均化手段の出力信号が前記第２の所定値より大きい
場合は、前記低域フィルタの帯域幅を大にする信号を前
記第２の制御信号として前記低域フィルタに与えると共
に、前記自動等化手段の修正を停止せしめ、小さい場合
は、前記低域フィルタの帯域幅を小にする信号を前記第
２の制御信号として前記低域フィルタに与えると共に、
前記自動等化手段の修正を続けさせる制御手段とを、含
むことを特徴とするキャリア位相同期回路が得られる。
次に本発明について図面を参照して説明する。第１図
は本発明の一実施例である,256QAM伝送におけるキャリ
ア位相同期回路のブロック図である。
は本発明の一実施例である,256QAM伝送におけるキャリ
ア位相同期回路のブロック図である。
本実施例では，キャリア位相誤差 が６゜以下の場合は，位相回転回路101,位相抽出回路10
2,及び低域フィルタ106により，一種のフェーズ・ロッ
クド・ループ（PLL）を構成し，受信信号のキャリア位
相同期を行なう。
2,及び低域フィルタ106により，一種のフェーズ・ロッ
クド・ループ（PLL）を構成し，受信信号のキャリア位
相同期を行なう。
上述の状態では，回転回路301,比較器107,スイッチ11
1,および平均化器108により常時キャリア位相誤差 を測定しており，その結果のキャリア位相推定値ε２を
出力している。比較器106により，キャリア位相誤差 の絶対値が６より大であると判定されると，セレクタ10
4出力を低域フィルタ106の帯域幅を広げる係数値に切り
換えて，位相回転回路101,位相抽出回路102,低域フィル
タ106によりPLLを構成し，直ちに受信信号のキャリア位
相への周期を確立する。
1,および平均化器108により常時キャリア位相誤差 を測定しており，その結果のキャリア位相推定値ε２を
出力している。比較器106により，キャリア位相誤差 の絶対値が６より大であると判定されると，セレクタ10
4出力を低域フィルタ106の帯域幅を広げる係数値に切り
換えて，位相回転回路101,位相抽出回路102,低域フィル
タ106によりPLLを構成し，直ちに受信信号のキャリア位
相への周期を確立する。
第２図は位相抽出回路102の詳細な構成を示すブロッ
ク図で，受信信号Ｘ＋jYは判定回路201により最近傍の
シンボル点Ｘ′＋jY′に判定される。乗算器202,203お
よび減算器204により Im〔（Ｘ＋jY）（Ｘ′−jY′）〕 の演算を実行し，更に乗算器205,206および加算器207に
より Ｘ′２＋Ｙ′２ の演算を実行する。更に割り算器208により Im〔（Ｘ＋jY）（Ｘ′−jY′）〕／（Ｘ′２＋Ｙ′
２） の演算を実行し，第１のキャリア位相推定値ε１を得
る。
ク図で，受信信号Ｘ＋jYは判定回路201により最近傍の
シンボル点Ｘ′＋jY′に判定される。乗算器202,203お
よび減算器204により Im〔（Ｘ＋jY）（Ｘ′−jY′）〕 の演算を実行し，更に乗算器205,206および加算器207に
より Ｘ′２＋Ｙ′２ の演算を実行する。更に割り算器208により Im〔（Ｘ＋jY）（Ｘ′−jY′）〕／（Ｘ′２＋Ｙ′
２） の演算を実行し，第１のキャリア位相推定値ε１を得
る。
第１の回転回路301は，第４図（ａ）の如き受信信号
に対し，第Ｍ象限（Ｍ＝1,2,3,4）に存在する信号点を
原点中心に（45−90M）（deg）回転せしめ，第４図
（ｂ）の如き複素ベクトルを出力する。第４図（ｂ）の
場合，ベクトルの集合はReal（実数）軸に関し対称であ
るため，このImag（虚数）軸成分の平均は零である。
に対し，第Ｍ象限（Ｍ＝1,2,3,4）に存在する信号点を
原点中心に（45−90M）（deg）回転せしめ，第４図
（ｂ）の如き複素ベクトルを出力する。第４図（ｂ）の
場合，ベクトルの集合はReal（実数）軸に関し対称であ
るため，このImag（虚数）軸成分の平均は零である。
ところが，第５図（ａ）の如く受信信号に位相回転が
加わっていると，回転回路301の出力は第５図（ｂ）の
如き集合になり,Imag軸成分の平均値は零でなく，正の
値を持つようになる。
加わっていると，回転回路301の出力は第５図（ｂ）の
如き集合になり,Imag軸成分の平均値は零でなく，正の
値を持つようになる。
第３図は，第１図の平均化器108の詳細な構成を示し
ている。第３図において，係数器302,304,加算器303,遅
延器305は， なる伝達関数の平均化回路を構成し，回転回路301のIma
g出力の平均化を行ない，第２のキャリア位相推定値ε
２を得ている。
ている。第３図において，係数器302,304,加算器303,遅
延器305は， なる伝達関数の平均化回路を構成し，回転回路301のIma
g出力の平均化を行ない，第２のキャリア位相推定値ε
２を得ている。
ところが，第４図（ｂ）の如く，総ての信号点を平均
化入力とすると，演算制度の低い原点近傍の信号点を含
めて平均化することになる。したがって，信号点振幅を
考慮し，第１図の比較器107により第４図（ｃ）の如
く，振幅の絶対値が所定値Ｒより大となる信号点３点を
抽出する。３点の信号点を抽出することは，演算精度の
低い原点近傍の信号点を除き，演算精度の高い信号点に
より位相誤差信号を抽出することが可能となる。
化入力とすると，演算制度の低い原点近傍の信号点を含
めて平均化することになる。したがって，信号点振幅を
考慮し，第１図の比較器107により第４図（ｃ）の如
く，振幅の絶対値が所定値Ｒより大となる信号点３点を
抽出する。３点の信号点を抽出することは，演算精度の
低い原点近傍の信号点を除き，演算精度の高い信号点に
より位相誤差信号を抽出することが可能となる。
第１図を参照して，前記位相誤差信号は，スイッチ11
1により動作する平均化器108の入力として用い，演算精
度の高い信号を得ることができる。
1により動作する平均化器108の入力として用い，演算精
度の高い信号を得ることができる。
平均化器108の出力が，比較器110の設定値Thよりも大
きい場合，すなわち位相誤差が大きい場合には，セレク
タ104により平均化器106の帯域幅を広げる係数値に切り
換え，位相誤差の修正を行なう。さらに，セレクタ105
においては，位相誤差が大きい場合に自動等化器109の
発散を抑えるため，自動等化器修正係数を切り換え一時
的に修正を停止する動作を行なう。
きい場合，すなわち位相誤差が大きい場合には，セレク
タ104により平均化器106の帯域幅を広げる係数値に切り
換え，位相誤差の修正を行なう。さらに，セレクタ105
においては，位相誤差が大きい場合に自動等化器109の
発散を抑えるため，自動等化器修正係数を切り換え一時
的に修正を停止する動作を行なう。
以上説明したように本発明は，キャリア位相誤差の大
小により，キャリア位相抽出回路出力を入力とする低域
フィルタの帯域幅および自動等化器の修正係数値を選択
することにより，自動等化器の発散を抑圧し，キャリア
位相同期を確立することができる効果がある。
小により，キャリア位相抽出回路出力を入力とする低域
フィルタの帯域幅および自動等化器の修正係数値を選択
することにより，自動等化器の発散を抑圧し，キャリア
位相同期を確立することができる効果がある。
第１図は本発明の一実施例によるキャリア位相同期回路
のブロック図，第２図は第１図の位相抽出回路のブロッ
ク図，第３図は第１図の平均化器のブロック図，第４図
及び第５図は第１図の回転回路の動作を説明するための
図，第６図は位相抽出回路の位相推定特性を示す図であ
る。 101……位相回転回路,102……位相抽出回路,104及び105
……セレクタ,106……低域フィルタ,107……比較器,108
……平均化器,109……自動等化器,110……比較器,111…
…スイッチ,201……判定回路,202,203,205及び206……
乗算器,204……減算器,207……加算器,208……除算器,3
01……回転回路。
のブロック図，第２図は第１図の位相抽出回路のブロッ
ク図，第３図は第１図の平均化器のブロック図，第４図
及び第５図は第１図の回転回路の動作を説明するための
図，第６図は位相抽出回路の位相推定特性を示す図であ
る。 101……位相回転回路,102……位相抽出回路,104及び105
……セレクタ,106……低域フィルタ,107……比較器,108
……平均化器,109……自動等化器,110……比較器,111…
…スイッチ,201……判定回路,202,203,205及び206……
乗算器,204……減算器,207……加算器,208……除算器,3
01……回転回路。
Claims (1)
- 【請求項１】情報シンボルが複素平面上で、（2K＋１）
＋ｊ（2L＋１）（Ｋ、Ｌは−N/2からN/2の範囲の整数、
ｊ＝（−１）1/2と定義される格子点上に配置されるＮ
×Ｎ点配置QAM信号を受信信号として受信する受信機に
具備されるキャリア位相同期回路であって、 前記受信信号を受け、等化出力信号を出力する自動等化
手段と、 前記等化出力信号に対し第１の制御信号に比例した角度
の位相回転を与え、位相回転された信号（Ｘ＋jY）を出
力する位相回転手段と、 前記格子点のうちで前記位相回転された信号に最近傍の
点を、判定点Ｘ′＋jY′と決定し、Im［（Ｘ＋jY）
（Ｘ′＋jY′）］を（Ｘ＋jY）（Ｘ′＋jY′）の虚数軸
成分とした場合に、Im［（Ｘ＋jY）（Ｘ′＋jY′）］／
（Ｘ′２＋Ｙ′２）を出力するキャリア位相抽出手段
と、 該キャリア位相抽出手段の出力信号を受け、前記第１の
制御信号を出力する、第２の制御信号によって帯域幅を
可変とした低域フィルタと、 前記複素平面上の第Ｍ象限（Ｍ＝１、２、３、４）に存
在する前記位相回転された信号点を前記複素平面の原点
中心に（45−90M）度回転せしめる信号点回転手段と、 該信号点回転手段の出力信号の振幅の絶対値が第１の所
定値Ｒより大のときの前記信号点回転手段の出力信号の
虚数軸成分を選択し、出力する選択手段と、 該選択手段の出力信号を時間内に移動平均を取る平均化
手段と、 該平均化手段の出力信号と第２の所定値とを比較し、該
平均化手段の出力信号が前記第２の所定値より大きい場
合は、前記低域フィルタの帯域幅を大にする信号を前記
第２の制御信号として前記低域フィルタに与えると共
に、前記自動等化手段の修正を停止せしめ、小さい場合
は、前記低域フィルタの帯域幅を小にする信号を前記第
２の制御信号として前記低域フィルタに与えると共に、
前記自動等化手段の修正を続けさせる制御手段とを、含
むことを特徴とするキャリア位相同期回路。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1009831A JP2927810B2 (ja) | 1989-01-20 | 1989-01-20 | キャリア位相同期回路 |
| CA002003774A CA2003774C (en) | 1988-11-25 | 1989-11-24 | Carrier phase synchronizing circuit capable of recovering carrier phase synchronization at a short time |
| US07/441,115 US4968955A (en) | 1988-11-25 | 1989-11-27 | Carrier phase synchronizing circuit capable of recovering carrier phase synchronization at a short time |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1009831A JP2927810B2 (ja) | 1989-01-20 | 1989-01-20 | キャリア位相同期回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02192346A JPH02192346A (ja) | 1990-07-30 |
| JP2927810B2 true JP2927810B2 (ja) | 1999-07-28 |
Family
ID=11731078
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1009831A Expired - Lifetime JP2927810B2 (ja) | 1988-11-25 | 1989-01-20 | キャリア位相同期回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2927810B2 (ja) |
-
1989
- 1989-01-20 JP JP1009831A patent/JP2927810B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02192346A (ja) | 1990-07-30 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5093847A (en) | Adaptive phase lock loop | |
| US5706057A (en) | Phase detector in a carrier recovery network for a vestigial sideband signal | |
| US5940450A (en) | Carrier recovery method and apparatus | |
| JP3969745B2 (ja) | 複数ディジタル変調フォーマットを復調できる受信機 | |
| TW306112B (ja) | ||
| US6295325B1 (en) | Fixed clock based arbitrary symbol rate timing recovery loop | |
| US6236263B1 (en) | Demodulator having cross polarization interference canceling function | |
| US5049830A (en) | Carrier recovery system and digital phase demodulator | |
| WO1997030511A1 (en) | Apparatus for generating timing signal for a digital television signal receiver | |
| JP3728573B2 (ja) | 復調装置 | |
| JPH0249065B2 (ja) | ||
| JP5655251B2 (ja) | 位相誤差補正構成および位相誤差補正方法 | |
| JP4263487B2 (ja) | 位相トラッキング・システム | |
| US4608703A (en) | Synchronization detection system for data transmission | |
| JPH0131821B2 (ja) | ||
| US20060067431A1 (en) | Circuit and method for recovering a carrier | |
| US4968955A (en) | Carrier phase synchronizing circuit capable of recovering carrier phase synchronization at a short time | |
| JPH08340359A (ja) | ディジタル残留側波帯変調通信装置の位相検出方法及び位相トラッキングループ回路 | |
| JP2927810B2 (ja) | キャリア位相同期回路 | |
| KR100323788B1 (ko) | 루프필터및위상동기루프 | |
| JPH0744574B2 (ja) | キャリア位相同期回路 | |
| JP3006382B2 (ja) | 周波数オフセット補正装置 | |
| JP3148090B2 (ja) | Ｏｆｄｍ信号同期復調器 | |
| US20050129148A1 (en) | Control algorithm in QAM modems | |
| JP2000151732A (ja) | キャリア位相推定装置とキャリア位相推定装置を用いた復調器 |