JPS5829672B2 - ドウキシキチヨツカクシンプクヘンチヨウデ−タシンゴウオフクゲンスル デ−タジユシンキ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は帯域制限通信路から同期式直角振幅変調データ
信号を、搬送波およびパイロット信号を使用せずに復元
するデータ受信機に関するものであり、このデータ受信
機は、同相および直角位相の各受信信号成分に対して各
周期毎の間隔でタップを有する第１および第２遅延線と
、各タップに接続された可変減衰器と、各減衰器の調整
に用いる誤差信号に応答する乗算器とを含むトランスバ
ーサル等化器と、信号間の差に応答して誤差信号を発生
する誤差発生器とを含む。

そして前記乗算器は誤差信号に応答して減衰器を調整し
、前記等化器は受信信号成分を等化する。

高速度、すなわち９６００ビット／秒のディジタルデー
タを電話音声通信路のような帯域制限伝送通信路を通じ
て伝送するためには、音声伝送のみの場合、もしくは音
声伝送で一般に準備されているものよりもはるかに高度
な搬送波周波数および線形位相歪に対する正確な制御が
必要である。

音声品質電話通信路における主要な劣化は、異なる周波
数成分に与えられる減衰および遅延の変化による線形歪
である。

線形歪は衝撃応答成分が近接した信号区間に重なること
による符号量干渉に表われる。

符号量干渉はトランスバーサル等化器によって制御が可
能である。

音声品質電話通信路における他の重要な２種の伝送劣化
は周波数オフセットおよび位相ジッタである。

周波数オフセットとは送信および受信端末でそれぞれ用
いられる変調および復調搬送波の周波数が一致していな
い状態を言う。

それゆえ、受信信号における数個の周波数成分間の調波
関係は変化する。

位相シックは持続発振の位相基準に対する一連のパルス
間の位相の疑似変化をいう。

この状態は基底帯域信号の担う情報の復元が成されうる
に必要な精度に影響する。

これらの劣化は、ゆっくりとした伝送通路の搬送波の時
変的移相の表われである。

従来はデータ信号と共に変調搬送波に関する周波数およ
び位相の既知の関係をもつパイロット信号を伝送するこ
とが行なわれていた。

このパイロット信号が伝送帯域中に、もしくは帯域端部
に位置すると、データ信号に用いられる以外の周波数部
が予め空けられ、データ信号に割当てられ得る受信電力
の総量は減じられる。

それゆえ、搬送波抑圧変調方式においては、搬送波復元
の目的に用いられるパイロット信号の伝送は行なわない
ことが望ましい。

１９７３年８月２８日に公告された米国特許第３．７５
５，７３８号において、位相変調されたデータ信号に対
する通過域等化量が発表された。

この等化量は可変のタップ付き遅延線構成における同相
および直角位相の分離したタップ利得制御を採用してい
る。

全タップにおける直交関係にある信号成分は別個に減衰
され、結合されて閾値ベクトル成分の量および直交関係
にある等化量出力成分の量の誤差に基く等化量出力を作
る。

各タップ位置における直交関係の信号をベクトル成分と
考えると、総合出力信号を理想ベクトルに接近させるた
めの合成タップベクトルの回転が考えられる。

前記特許にしたがっての等化器調整方式は、任意の固定
された位相基準を仮定しており、低速度の周波数オフセ
ットが存在する場合に起こり得る時変的移相は考慮外で
ある。

さらに、前記特許の誤差基準はただ一つの直交関係等化
量出力のみを含む。

１９７１年５月２５日に公告された米国特許第３．５８
１，２０７号において、同期式ディジクルデータ伝送方
式における復調搬送波位相、サンプル化時間、および可
変等化量におけるタップ利得を総合して設定する装置お
よび方式が発表された。

しかし、この結合設定は復調信号より計算されるために
、通過域周波数における伝送通信路の移相および周波数
オフセットを考慮することはできない。

本発明によれば、この受信機は、同相および直角位相の
等化された信号成分を量子化するスライサと、通過域受
信信号を基底帯域信号に復調するための信号を発生する
発振器とを含み、誤差発生器が相関器用の同相および直
角位相誤差成分を作るために等化量により等化された信
号成分と、量子化された信号成分との差を比較し、誤差
発生器が等化された同相および直角位相出力信号成分と
量子化された同相および直角位相出力信号成分の相互乗
算を行なって、相互乗算信号の差より発振器の周波数と
位相を制御する制御信号を取り出し、発振器信号に応答
して復調器が信号成分を基底帯域信号に復調することに
より、前述の問題は解決される。

前記のあるいは他の目的は、本発明により同相および直
角位相受信信号成分に対する複数個の同期的に置かれた
タップを有するトランスバーサルＦ波器と、第１および
第２遅延線の各タップに接続された可変減衰器と、同相
および直角位相タップ利得係数の蓄積手段と、各係数の
値を同相および直角位相減衰器に交互に送る手段と、等
化された信号の復調器と、等化誤差を監視する手段と、
信号復調器に周波数オフセットおよび位相ジッタの補償
された復調搬送波を供給する局部発振器を含むフェーズ
ロックループとを組合わせることにより達成される。

受信通過域伝送通信路信号は、第１および第２遅延線に
送られる前に同相および直角位相成分に分割される。

本発明の一実施例においては、最適なトランスバーサル
等化器は受信データ信号の直交関係にある通過域成分に
作用し、復調器に接続される。

等花器出力より基底帯域に復調されたデータディジット
は通過域に再変調される。

実際の等花器出力成分と再変調成分との比較により、等
化器タップ利得係数の制御に用いる同相および直角位相
誤差成分が生じる。

これはデータ判定帰還誤差制御の一形式である。

これら等花器出力および再変調成分の積は、通信路にお
いて生じた周波数オフセットおよび位相ジッタに関する
復調搬送波の位相の更新に用いられる位相誤差の推定量
を生じる。

本発明の他の実施例においては、予備復調の後に、最適
のトランスバーサル等化器が受信データ信号の直交関係
にある基底帯域成分に作用する。

等化器タップ利得制御に用いる誤差信号は、実際の等花
器出力と基準値に量子化された信号との比較により得ら
れる。

本実施例においては、予備的な受信信号復調用およびジ
ッタ補償用として別個の第１および第２復調搬送波発振
器を必要とする。

第１発振器は実際の等化器出力信号と量子化されたデー
タ信号の積により制御される。

位相ジッタは第１発振器とジッタ推定器との間の基底帯
域等化器による遅延のために、復調ジッタ推定を等花器
出力に含ませることにより別に補償されねばならない。

第２発振器は量子化されたデータ判定とジッタ変調等化
器出力との積によりジッタ補償成分を供給する。

本発明の特徴は符号量干渉および位相シックが、その発
生率の差異によらず対等に、別個に、しかし相互に関連
しつつ補償されることである。

説明のために、本発明の等化搬送波復元装置は、直角振
幅変調を用いた高速の電話音声帯域データ伝送方式に使
用されるものと仮定する。

基本サンプリング速度は共通搬送波周波数の２直交−す
なわち電気角が９０’異なる一位相間に分割されたボー
（符号７秒）区間の逆数（１／Ｔ）である。

各直角搬送波位相に割当てられたデータ信号は同期され
ているが独立であり、多レベルである。

例えば、４レベルの基底帯域データ信号は各直角搬送波
位相にボー速度Ｔで、実際には１秒当り最大４／Ｔビッ
トの２値デ一タ速度を割当てることができる。

各ボー区間においては、データは同相および直角位相成
分をそれぞれＩ、Ｑで表わす。

典型的な振幅変調（ＡＭ）の信号形式では、±１．±３
のいずれかの値をとる。

本発明は他の２次元信号形式にも応用し得る。

例えば位相変調（ＰＭ）形式においてはＩ ＝ｃｏｓＡ
、 Ｑ ＝ｓｉｎＡとなる。

ここではＡは０″、２２．５°、４５°、・・・・・・
、３３７．５°のいずれかの値をとる。

さらにＡＭ−ＰＭ組合わせ信号形式も実現しつる。

ｎ番目のボー区間においてはデータ信号Ｈｎ）。

Ｑ（ｎ）は直交搬送波ｃｏｓω。

ｔ−５ｉｎω。ｔを変調し、複素波形を生じる。

５（ｔ）＋」８（ｔ）ゴＩ （ｎ）十ｊ Ｑ（ｎ） ）
ｅ Ｊωｃｔ、 （１）式（１）より明らかに
、実部は ５（ｔ）−−Ｉ ＣＯ５ω。

ｔ −Ｑｓｉｎωｔ（２）となり式（１）の虚部は 公（１）＝ ■ｓｉｎω。

１−１−Ｑｃｏｓω。ｔ、 （３）となる。

式（２）は式（１）の実軸上への写像を表わし、複素信
号平面は搬送波周期ω。

で回転する。式（２）で定義される実部のみが伝送通信
路上を伝送される。

これらの式の実部および虚部は、実際の信号の同相およ
び直角位相に対応する。

搬送波周波数での複素平面の時計方向への回転という変
調過程を考えると、受信側での同じ搬送波周波数での反
時計方向への回転によって受信信号の回転を止めるとい
う復調過程が直ちに考えられる。

復調搬送波と伝送された信号が伝送通信路の歪曲効果を
うけた後での変調搬送波との整合をとることは困難であ
る。

受信線信号は ｒｉ（ｔ）＝ ｓｉ（１）ｃｏｓ （ω。

１＋△ｔ＋ψ（ｔ）〕−３ｑ（１）ｓｉｎ （ω。

ｔ＋△ｔ＋ψ（ｔ） 〕（４）と表わされる。

ここで６４１周波数オフセット ψ（ｔ）二位相ジッター主周波数成分は一般に２００Ｈ
ｚ以下である。

すなわち典型的な伝送信号帯域よりはるかに小さい。

伝送通信路とＰ波器を組合わせての同相および直角位相
の衝撃応答は各々低域ｐ波波形ｐｉ（ｔ）およびｐ、（
ｔ）で表わされる。

すると式（４）の５ｉ（ｔ）およびｓｑ、）は となる。

一般のＱＡＭ受信機の実施例では搬送波周波数ω。

は伝送信号の帯域を超える。それゆえに式（４）のｒｉ
（ｔ）は周波数ゼロのまわりにエネルギをもたない真の
通過域信号であり、それゆえｒｉ（ｔ）のヒルベルト変
換は式（７）のように表わされる。

（例えばラッキー、サルツおよびウエルデン著で１９６
８年にマグロウヒルより出版された「データ通信の原理
」を参照せよ） ｒｑ（ｔ）＝ｓｉ（ｔ） ｓｉｎ （ω。

ｔ＋△ｔ＋ψ（ｔ）〕＋ｓ、（ｔ）ＣｏＳ〔ω。

を十△ｔ＋ψ（ｔ）、ｌ 、 （７）実際の信号ｒ
ｑ（ｔ）はこのように、受信信号を２出力ｒｉ（ｔ）お
よびｒ （ｔ）が互いに９０°移相するような分相回路
網を逓すことにより、実際の信号ｒｉ（ｔ）より直ちに
得られる。

通信路の周波数特性が理想的であるか、もしくは完全な
等化が行なわれるならば、Ｏ＜ｔ。

くＴの適当な期間で ｐｉ（ｔｏ＋ ｎＴ ） ＝ １ 、’ ｎ ＝ ００
： ｎ−・・・ −１１２３・・・ （８ａ） および ｐｑ（ｔｏ＋ｎＴ） ＝ ０ ： ｎ ＝−・−、−１
，０，１，２，３、−・（８ｂ） となる。

それゆえサンプル時ｔ＝ｔｏ＋ｎＴではｓｉ（ｔｏ＋ｎ
Ｔ） ＝ Ｉ（ｎ） （９ａ）ｓｑ（ｔ
□ ＋ ｎＴ） ＝Ｑ（ｎ） （９
ｂ）が得られる。

ｔｏは既知であると仮定し、便宜上ｔ。

を抑圧する。

完全な等化によりサンプル時の符号量干渉は除去される
。

サンプル時の等化された通信路出力をｙｉおよびｙ と
表わすと ｙｉ（ｎＴ）二■（ｎ）ＣＯｓ〔ω。

ｎＴ＋△ｎＴ＋ψ（ｎＴ））−（ｇｎ）ｓｉｎ （ω。

ｎＴ＋△ｎＴ＋ψ（ｎＴ）、１（１０ａ） および ｙ、（ｎＴ） ＝ Ｉ（ｎ）ｓｉｎ （ωｃ ｎＴ＋△
ｎＴ＋ψ（ｎＴ））十Ｑ（ｎ）ｃＯＳ〔ω。

ｎＴ十△ｎＴ十ψ（ｎＴ）、１（１０ｂ） と示される。

さらに正しいサンプル時に〔ωｎＴ＋△ｎＴ＋ψ（ｎＴ
）、ｌに等しいθ（ｎＴ）を発生することが可能であれ
ば、情報符号Ｉ（ｎ）およびＱ（ｎ）は次のように得ら
れる（復調される）。

ａｉ（ｎ）＝ｙｉ（ｎＴ）ＣＯＳθ（ｎＴ） ＋ｙｑ（
ｎＴ）ｓｉｎθ（ｎＴ）二Ｉ（ｎ）
（ｌｌａ）ａＱ”）＝ ｙｑ（ｎＴ ） ｃｏ
ｓθ（ｎＴ） ＋ｙｉ（ｎＴ） ｃｏｓθ（ｎＴ）−Ｑ
（ｎ） （ｌｌｂ）弐〇
υは完全な等価が行なわれ、雑音がゼロの場合でも、位
相基準θ（ｎＴ）が完全な場合のみ実現される。

位相基準が不完全な場合には、θ（ｎＴ） ＝δ（ｎＴ
）＋ω。

ｎＴ＋△ｎＴ＋ψ（ｎＴ）α望 であり、式（ｌｌａ）および式（ｌｌｂ）の中央部は各
々ａ １（ｎ）＝ Ｉ （ｎ）ＣＯＳδ（ｎ Ｔ ）
＋ Ｑ（ｎ）Ｓｉｎδ（ｎＴ） （１３ａ）および ａＪｎ）＝Ｑ（ｎ）ｃＯＳδ（ｎＴ） −Ｉ（ｎ）ｓｉ
ｎδ（ｎＴ） （１３ｂ）となる。

復調出力ａｉ（ｎＴ）およびａｑ（ｎＴ）は理想的出力
Ｉ（ｎ）およびＱ（、）を角度δ（ｎＴ）で回転したも
のとなる。

理想的な信号点図形−Ｇ、 Ｊ、フオツシニ、Ｒ，Ｄ、
ジットリンおよびＳ、Ｂ、ヴアインシュタインによる論
文（ベル・システム・テクニカル・ジャーナル５２巻、
５号、７ｉ８月号、１９７３年）の９３３ページの第３
図に示されるような−は直角振幅変調方式において許さ
れ、伝送される信号ベクトルの終結点を定義する有限数
の離散点を示す。

雑音、符号量干渉および位相ジッタにより、受信信号全
体は上記論文の第４図に示されるような拡散した図形に
よって、より良く表現される。

単一受信信号ベクトルに関しては、上記論文の第２図は
原点において実際の受信信号点と最も近い理想信号点間
で測定される、本文章で角度回転と定義されるδに対す
る過大な角度変換を示す。

最も近い理想信号点は復調出力の量子化サンプルより生
じる。

これらの量子化サンプルを以下では♀（ｎ）および６（
ｎ）と示す。

位相ジッタの存立のもとで、復調出力ａ ｑ （ｎ）お
よびａｉ（ｎ）を各々の理想出力Ｉ （ｎ）およびＱ（
ｎ）に可能な限り近ずけるために、受信側の位相基準θ
（ｎＴ）は各ボー区間毎に更新されねばならない。

本発明によれば、位相基準および等化器タップ係数は共
に実際の通過域等化出力および理想的通過帯域出力間の
２乗誤差の対称式の勾配によるアルゴリズムによって更
新される。

ｎ番目のボー区間における位相基準の更新は次の形をと
る。

θ（（ｎ＋１）Ｔ）−θ（ｎ Ｔ）＋ω。

Ｔ−Ｊ（ｎＴ）０４） 第２項のω。

Ｔは搬送波角周波数ω。でのボー区間にわたっての復調
搬送波角度における位相変化を考慮している。

量αは一定の増分であり、装置の雑音、安全性およびジ
ッタ追跡帯域間での適切な妥協点となることを保証する
ように選ばれねばならない。

量’７（ｎＴ）は勾配式より得る。詳細に述べる前に、
通過域タップ付き遅延等化器およびタップ係数の更新法
を示す。

本発明の実施において採用したトランスバーサル等化器
は２つの同期タップ遅延線、受信信号のサンプルを蓄え
る同相遅延線および受信信号のヒルベルト変換されたサ
ンプルを蓄える直角位相遅延線を含む。

サンプル区間はボー区間Ｔと同じである。

ｎ番目の（ｎは以下の式で示される）ボー区間における
等化器の同相および直角位相出力はベクトル表現（下線
で示される）によって次のように定義される。

ｙｉ一旦Ｔ月＋ＤＴ厖、 および ０のｙ
９−（頽−Ｄ：１（１６） ここで ｙｉ：同相出力 ｙ９：直角位相出力 ＣＴ：同相タップ利得係数の転置列ベクトルＤＴ：直角
位相タップ利得係数の転置列ベクトル ｒｌ：同相遅延線におけるタップで得られた同相サンプ
ル列ベクトル Ｌｑ：直角位相遅延線におけるタップで得られた直角位
相サンプル列ベクトル 係数ＣおよびＤｌおよび位相基準θは式（１７）で示さ
れる量の勾配による対称アルゴリズムに従って調整され
る。

、Ａ２ 八２ ｅｉ２＋ｅｑ２：（ｙＩ−ｙｉ）＋（ｙｑ−ｙｑ）
αＤここで 少ｉ ：量子化された理想的同相等化器出力◆、二量子
化された理想的直角位相等化器出力誤差表現１７に現わ
れる理想的同相および直角位相等化器出力は受信機の搬
送波位相基準により、通過域まで再変調された受信機の
最後の判定金および６であり、符号量干渉がない場合の
受信サンプル通過域信号である式（ｌｌａ）および（ｌ
ｌｂ）と同様の形である。

＋ｉ−全。

θ−Ｑ ｓ１ｎθ （１８ａ）八−全ｓｉｎθ
十ＱＣＯＳθ （１８ｂ）ｙｑ − タップ係数ベクトルＣおよびＤに関する対称誤差表現１
７の勾配は ｇｒａｄＣ（ｅｉ２＋ｅ４）＝２（ｅｉＬｉ＋ｅｑＬｑ
）（Ｌｑ）および ｇｒａｄＤ（ｅ１２＋ｅ、ｊ）＝２（ｅｌｒ、−ｅｑｒ
ｉ） （２０）となる。

ここで括弧内の量はどのような平均化もないボー当りの
推定量である。

係数ＣおよびＤはボー区間毎に次式に従って更新される
。

Ｃｎ＋１：Ｃ（ｎ）−β（ｅｌ ｒ ｉ＋ ｅｑｒｑ
） （２１）および Ｄｎ＋１−Ｄ（ｎ）−β（ｅｌ ’ ｑ ｅｑ ｒ
ｉ ） （２２）ここでβは始動時（比較的高い値
）、定常時（比較的低い値）および安定性の要請により
決定される増分である。

搬送波位相基準θに関する表現１７の勾配はｇｒａｄθ
（ｅｉ＋ ｅｑ ） ＝２ （ｅｔ ９ｑ ｅｑ９１）
（２３ａ） であり、（１７）からも導かれる右辺は ｇｒａｄθ（ｅｉ”ｅｑ）＝２（ｙｉ９ｑ−ｙｑ９１）
（２３ｂ）もしくは ｇｒａｄθ（ｅｉ ＋ｅｑ ） ＝ ２（ｅ ｉ９ｑ
ｅｑ９１） （２３ｃ）となる。

尚武（２３ｂ）及び式（２３ｃ）は次のようにして導か
れる。

先ず式（２３ａ）を書き直すと、 ｇｒａｄθ（ｅ７ ＋ ｅ、ｊ ） −２Ｉ□（（９１
＋ｊ９ｑＸｅｉ−ｊｅｑ））但し、■□は（）内の虚数
部を意味する。

然るにム 、八 ｅ：＋ｊｅ ＝（ｙｉ＋ｊｙｑ）−（ｙｉ＋、＋ｙｑ）
理想的な一状態ど雑音ふなぎか、もしくは”ｒＡ。

Ｑ＝６という等化を行なった後に符号量干渉の残余がな
い場合）では、ｙｉおよびｙは式（１０ａ）および（１
０ｂ）の右辺で与えられ、（１８ａ） 、 （１８ｂ）
および（２３ｂ）より ｇｒａｄθ（ｅ ｓ 十ｅ ｑ ） ＝２ （金２＋
ｅ ２） ｓｔｎδ （２４）と表わせる。

ここでδは式（１ので定義された。搬送波位相基準の更
新に用いられる式（１４）の量δは次の変形勾配で定義
される。

合一（ｅ ｉｒｑ −ｅｑｙｉ ） （２５
ａ）−Ｗ７酊− 項ｆ２＋ｅ２による正規化は式（２４）より導かれる。

搬送波位相の更新を完全に定義する弐α→は式（２５ｂ
のようになる。

符号量干渉の通信路型式における変化は、移相の変化に
比してはるかにゆっくりした割合で起こるため、αはβ
よりも１桁もしくは２桁大きな値であり、比較的高い周
波数の位相シックの追跡が可能である。

θを調整する等何曲な式は式（２３ａ）および式（２３
ｂ）で示され、結局 もしくは となる。

変復調装置の始動時には、上記の調整アルゴリズムにお
ける、受信機の判定を置き換えるために既知の一連のデ
ータが送られる。

適当な時間の後に判定指示機能が受信機のみの判定に基
いて始動され得る。

通常の動作では判定誤差はあまり起こらず調整に与える
影響は少ないと期待される。

第２図に示される他の受信機構成においては、２直交成
分子１（ｔ）およびｒｑ（ｔ）は等化に先だって、次式
のようにサンプル基底帯域信号ｙｉおよびｙｑに復調さ
れる。

ここでθ１（ｎＴ ）は復調位相基準であり、ゆっくり
変化する（低周波）位相ジッタおよび周波数オフセット
の推定量のほかに搬送波角ω。

ｎＴを含む。基底帯域の等花器構造は式（１５１および
式（１６）で記述された通過域の等花器と同様であり、
タップ係数ベクトルＣおよびＤｌおよび次式で与えられ
る直交関係にある出力ａｉ、ａｑで表わされる。

ここで ｙｉ：同相遅延線のタップで得られる同相サンプルの列
ベクトル ｙ、：直角位相遅延線のタップで得られる直角位相サン
プルの列ベクトル 等化されたサンプルには高周波ジッタ成分が含まれるが
、これは第２復調で除去される。

すなわち （ｌｉ”ａｉｃｏｓθ２ （ｎ’ｌ’） ＋ ａｑｓｉ
ｎθ２（ｎＴ） （２９ａ）（ｌｑ””ａｑｃｏｓθ
２ （ｎ’ｌ’） ３ （Ｓｌｎθ２（ｎＴ）
（２９ｂ）ここでθ２ （ｎＴ ）は高周波ジッタ成分
（数ボー区間の間に感知される搬送波移相の変化）の推
定量である。

ピークジッタ角θ２は一般に非常に小さいため、ＣＯＳ
θ２を１とおきかえ、Ｓｉｎθ２をθ２とおきかえるこ
とにより、式（２９ａ ）および式（２９ｂ）の復調動
作はより簡単化できる。

サンプルｑｉおよびｑ、は受信機での判定金および６を
作るために量子化され、また等花器のタップ係数および
２つの分離された復調器の位相基準を調整するアルゴリ
ズムにおける基準信号として保持される。

基底帯域の等化量タップ係数ＣおよびＤｌおよび前置復
調位相基準θｔ（ｎＴ）は次の対称２乗誤差表現に従っ
て調整される。

であり、ａｉおよびａは式（２７）および（２８）で定
義された。

Ｃ，Ｄおよびθ１に関する対称誤差表現の勾配は各々 および となる。

係数ＣおよびＤｌおよび位相基準θの更新は名書アルゴ
リズムに基いて各ボー区間に１度行なすれる。

各々の更新式はおよび である。

ここでβおよびα１は一定の増分である。第２復調の位
相基準θ２（ｎＴ）は次の対称２乗誤差表現に従って調
整される。

であり、ｑｉおよび（ｌｑは式（２９ａ）および（２９
ｂ）で定義された量子化を受けない受信出力である。

上記誤差表現のθに関する勾配は ｇｒａｄθ２（ｅｕｉ＋ｅ％ ） ＝２（ｑｉｅ ｑｑ
Ｉ） （３８）である。

従ってθ２（ｎＴ）の更新に用いられる勾配アルゴリズ
ムは である。

ここでα２は一定の増分である。高周波ジッタの追跡が
可能なようにα２はα１より１桁もしくはそれ以上大き
い。

低周波ジッタの追跡の機能は基底帯域の等花器よりもむ
しろ前置復調器にゆだねられるため、増分α１はβより
もほぼ１桁大きい。

通過域の受信機では、同様の勾配表現によるθ１および
θ２の他の更新法がある。

すなわち、である。

第１図は本発明に依る通過域の最適なトランスバーサル
可変等花器および復調搬送波発振器制御を含む直角振幅
変調ディジタルデータ伝送方式の受信機の簡単にしたブ
ロック図である。

受信機は概括的には、入力線１０に接続される直角分相
器２０、可変等価器３０、復調器４０、閾値スライサ５
０、再変調器７０、誤差発生器８０、復調搬送波発振器
９０、およびデータ受信部６０より成る。

式（４）で定義される形式の通過域の変調ディジタルデ
ータ信号は線１０で受信され、式（５）および（６）で
示される実部および虚部に分けられる。

実成分および虚成分は共にサンプルされ、誤差発生器８
０からの誤差信号ｅｉおよびへの制御のもとで符号量干
渉を最小にするように、等花器３０によって操作される
。

これら出力は復調器４０において、位相ジッタおよび発
振器９０からの復調搬送渡分で補償される周波数オフセ
ットの制御のもとで基底帯域のアナログ値ａｌおよびａ
ｑに復調される。

アナログ信号ａｉおよびａ、は閾値スライサ５０におい
て交互に離散的な値令およびＱに量子化される。

値令およびΩはデータ受信部６０において、一般的な方
法により連続的なビット流に複合される。

これらデータの値はさらに、歪誤差をひき出し得る基準
信号ｙｔおよびｙｑを供給するために、発振器９０から
の搬送波に応答して、伝送通信路通過帯域に再変調され
る。

誤差発生器８０は等化量３０で用いる誤差制御信号ｅｉ
およ八 びｅｑを得るために、再変調基準出力ｙｉおよび◆、と
等化器出力ｙｉおよびｙｑとを式（１７） 、 （１８
ａ）および（１８ｂ）に従って比較する。

誤差発生器８０はさらに、復調搬送波発振器δを得るた
めに式（２５ａ）に従って基準基底帯域信号令および６
および等化器出力信号ｙｉおよびｙｑに作用する。

誤差δは式（１２）で定義されるジッタおよびオフセッ
トの補償された復調搬送波を作るために式（１４）に従
って発振器９０を制御する。

誤差成分ｅｌおよびｅ９は等化量のタップ利得の調整お
よび復調搬送波変位を制御するため、符号間干渉および
搬送波移相の最適な結合補償が存在する。

第２図は本発明の他の実施例の簡単なブロック図であり
、受信信号は等化を受ける前に復調され、結合誤差信号
は通過域ではなく基底帯域で引き出される。

基底帯域受信機では概括的には入力線１１０に接続され
る直角分相器１２０、復調器１４０、等化量１３０、ジ
ッタ補償器２００、閾値スライサ１５０、誤差発生器１
８０、データ受信部１６０、復調搬送波発振器１９０、
およびジッタ補償発振器２１０を含む。

第１図の受信機で受信されるべきものと同型式の通過域
変調ディジタルデータ信号は線１１０で受信され、実部
ｒｌおよび虚部ｒ、に分けられる。

通過域部は等化の前に同相成分３／ｉおよび直角位相成
分ｙｑという基底帯域に復調される。

後者の基底帯域成分は符号間干渉を最小とするように、
誤差発生器１８０よりの誤差信号ｅｉおよびｅ、の制御
のもとで等化量１３０により操作される。

式（２７）および（２８）のような等化量１３０よりの
基底帯域出力信号ａｉおよびａｑは、最初にジッタ補償
器２００によって急な変化をする位相ジッタおよび周波
数オフセットを追跡するように調整された発振器２１０
の出力の制御のもとで式（２９ａ）および（２９ｂ）で
示される操作をうける。

その結果、ジッタ調整器２００は復調の第２段階を行な
う。

ジッタの除かれた出力Ｑｉおよびｑ、はスライサ１５０
において予め決められた離散的ディジタルレベルに量子
化され、信号金および６が作られる。

全および６は共に、交互にデータ受信部１６０および誤
差発生器１８０に送られる。

発生器１８０は等化量１３０の直接出力ａｌおよびａｑ
とスライサー５０の量子化出力金および八との差異から
等化器誤差制御信号ｅｉおよびｅｑを得る。

量ａｌ ｔａｑ＋ｑｉ ｔｑｑ＋ＩおよびＱはさらに位
相基準θ１およびθ２の制御のために式（３４ｃ）およ
び式（３９）で用いられる。

第５図に示されているように、並置される第３図および
第４図は、通過域等化量を用いた直角振幅変調ディジタ
ルデータの受信機の詳細なブロック図である。

第３図および第４図は、第１図の形式に合わせるように
破線で区切られている。

部分２０は受信信号に作用する分相器である。

発明の実施例では沢波器１２および１３は移相の９０度
異なる従来の帯域通過ｐ波器である。

他の実施例では、ｐ波器１３は全周波数成分を一９０度
回転し、を波器１２は沢波器１３のと同じ遅延を有する
全域通過ｐ波器である。

タイミング回復器１１はボーの割合で信号変移、もしく
は他の従来方式によりタイミング波を発生し、同相およ
び直角位相の各通信路におけるサンプル化回路１４およ
び１５を制御し、さらに遅延線１８および１９の伝送率
を制御する。

加えて切換スイッチ１６はボー毎に２回の割合で作動す
るためのタイミング信号を引き出す。

部分３０は可変等化量であり、同相遅延線１８および直
角位相遅延線１９と、ＣおよびＤの係数蓄積部２２およ
び２３、入力の双極性から双極性への変換器１６Ａおよ
び出力の単極性から双極性への変換器１６Ｂおよび１６
Ｃを含む切換スイッチ１６と、加算器２６および２７と
、反転器２８とを含む。

等化器部は第６図に詳しく示される。

各遅延線１８および１９はタップ８４および８５でわけ
られる合計３１の遅延要素（例えば同相遅延線１８の８
２ｎ−ｔおよび８２ｎ１および直角遅延線１９の８３ｎ
−１および８３ｎ）を含む。

タップ間における遅延は同期信号もしくはボー区間Ｔで
ある。

第６図のタップ８４および８５は各遅延線の入力から等
しい遅延区間に置かれるものと仮定する。

タップ８４もしくは８５には、係数プロセッサ２２およ
び２３の状態により伝送比が決定される可変減衰器８６
もしくは８７が接続される。

同相減衰器、例えば８６の出力は母線１０２に送るため
に総和回路８８に結合される。

同様に、直角位相減衰器、例えば８７の出力は母線１０
３に送るために総和回路８９に結合される。

式（１５）および０６）で定義される同相および直角位
相タップ信号の相互作用により、同相および直角位相信
号サンプルの各々に重複する遅延線および係数プロセッ
サ（４つの合計）を準備するか、もしくは同相および直
角位相遅延線および係数プロセッサをそれぞれ１つ準備
し、後者を各ボー区間の間、時分割するという必要があ
る。

後者の例が第６図に示されている。

従って、切換スイッチ１６には、各ボー区間の間に位置
９８および９９に蓄えられている係数値を時分割する各
タップに、減衰器８７および８８が準備される。

切換スイッチ１６の切換接点１００は ｅ＋ Ｘ ＩＩ
によって接続を示し ｕ ＩＩ＋によって非接続を示す
分離形式で表わされている。

接点１００（第３図の１６Ａに対応する）の機能と同様
に、接点１６Ｂおよび１６Ｃは、交互に加算器２６およ
び２７に総和回路８８および８９の出力を送る機能を果
たす。

第６図の係数プロセッサ２２においては、同相遅延線１
８のタップ８４における実受信信号サンプルｒｉｊは乗
算器９４および９６において、導線４２よりの同相誤差
信号ｅｉおよび導線４３よりの直角位相誤差信号ｅ、と
の相関がとられる。

これらの相関の結果は、直接Ｃ係数プロセッサ内の加算
器９２および反転器９６Ａを通じてＤ係数プロセッサ内
の加算器９３に送られる。

同時に、乗算器９５および９７における誤差信号ｅｉお
よびｅ、と、直角位相遅延線１９のタップ８５における
直角位相受信信号サンプルｒ ｑ Ｊとの相関の結果は
加算器９２に送られる。

加算器９２の加算出力は蓄積部９８に蓄えられているＣ
係数の値を調整する。

同様に、加算器９３の加算出力は蓄積部９９に蓄えられ
ているＤ係数の値を調整する。

蓄積部９８および９９に蓄えられている係数値は誤差信
号ｅｌおよびＯ９の変化によって更新され。

各ボー区間の間に減衰器８６および８７によって用いら
れる。

第３図において、遅延線１８および１９と係数蓄積部Ｃ
およびＤを結ぶケーブル２４および２５は数本のタップ
信号導線を含む。

各ボー区間の半期には、同相サンプルに対して係数Ｃを
用いた結果および直角位相サンプルに対して係数りを用
いた結果が加算器２６に送られ、導線２６に同相等化出
力ｙｉを作る。

各ボー区間の他の半期には、同相信号サンプルに対して
係数りを用いた結果および直角位相サンプルに対して係
数Ｃを用いた結果が加算器２７に（反転器２８において
同相の総和の反転を行なった後）送られ、導線４７に直
角位相等化出力ｙ、を作る。

第３図の部分４０においては等花器出力ｙｉおよびｙ、
が、乗算器３１，３２，３４および３５、反転器２９、
加算器３６および３７により、基底帯域に復調される。

導線４４よりの同相復調搬送波の制御に基く乗算器３２
および３４、導線４５よりの直角位相搬送波の制御に基
く乗算器３１および３５は各々等化量出力ｙｉおよびｙ
ｑに作用して、加算器３６および３７の出力として基底
帯域信号ａｉおよびａ９を作る。

乗算器３１の出力は加算器３７に送られる前に反転器２
９で反転される。

乗算器３４の出力は直接に加算器３７に接続され、乗算
器３２および３５の出力も直接に加算器４０に接続され
る。

部分４０は式（ｌｌａ）および（ｌｌｂ）を実現する。

信号ａｉおよびａ９はアナログ形式であり、予め定めら
れた離散ディジタルレベルに従っての正しい量子化は行
なわれていない。

従って、第３図の＝ｃ：ｓ ５０ ？Ｃ１ｔ（ＫＭ°ｉ
＃ ＝ｌ：、ＯａＸ ＠４線４８ ’Ｊ６ ＝に、Ｏ４
９のディジタル値仝およびＱに量子化するための閾値ス
ライサ５２および５３が含まれる。

信号令およびＱは従来方式における連続的出力データ信
号を得るためにデータ受信部５４および５５にも送られ
る。

導線４８および４９におけるスライサ５２および５３よ
りの量子化された信号令および８は、第４図の部分７０
において、タップ利得調整および復調搬送波位相制御に
用いる誤差信号を得るための通過帯域基準信号を発生す
るために、さらに処理される。

部分７０は乗算器５６より５９、加算器６２，６３およ
び反転器５４を含む。

導線４４よりの同相搬送波の制御に基く乗算器５６およ
び５８、導線４５よりの直角位相搬送波の制御にもとず
く乗算器５７および５９はそれぞれ量子化された基底帯
域信号令および金に作用して、加算器６２および６３の
出力として通過域基準信号◆ｉ八 およびｙ、を作る。

乗算器５７の出力は加算器６２に送られる前に、反転器
５４で反転される。

乗算器５６の出力は直接に加算器６２に接続され、乗算
器５８および５９の出力も直接に加算器６３に接続され
る。

第４図の部分８０では、実際の等化量出力信号へ ｙｔおよびｙ、と再変調された基準出力ｙｉおよび少の
差より誤差信号ｅｉおよびｅｑが引き出される。

さらに式（１引こ従って局部発振器制御信号δが引き出
される。

部分８０の誤差発生回路は加算器６６．６７および７１
、反転器６４および６５゜２乗および割算回路６９を含
む。

基準信号ｙｉおよびｙｑは共に加算器６６および６７に
送られる前に反転器６４および６５で反転される。

同時に、導線４６および４７よりの等化器出力信号は各
々加算器６６および６γに送られる。

同相誤差信号ｅ１および直角位相誤差信号ｅｑは等化量
３０のタップ利得係数の更新に用いるために、導線４２
および４３に送られる。

２乗および割算回路としては、量子化された基底帯域受
信機および金の２乗機構としての全波整流、ｅｉ３／ｑ
およびｅｑｙｉ成分を生成する乗算器、これらの各成分
を量子化信号の総和で割る機能を果たす帰還乗算器を用
いた演算増幅器等のように従来の演算回路を用いること
が可能であり、加算器７１により、割られた信号の差が
とられる。

非線形の２乗および割算機能を果たす演算回路はＪ、Ｇ
。

グラハムらによって編纂され、１９７１年にマグロウヒ
ル・ブック・カンパニーより出版された「演算増幅器」
の第７章に記述されている。

他の方法として、ディジタル装置を最大限に用いて、２
乗および割算回路６９を加算器７１と組合わせたものを
、ルックアップテーブルとしての機能を果たすリードオ
ンリメモリにより実現することも可能である。

加算器７１の出力は式（２５ａ）の解に相当する。

この出力は式（２５ｂ）のように、公称周波数として変
調搬送波の周波数を有する局部発振器７５に供給される
。

制御信号δはフェーズロックループ制御信号の手法で発
振器７５の位相および周波数に作用する。

発振器７５の出力は受信信号に存在する位相ジッタおよ
び周波数オフセットを追跡し、導線４４および４５を通
して、第１，３および４図に示される復調器４０および
再変調器７０に送られる。

発振器γ５は対応する復調器および乗算器を誘導するた
めに位相の９０度異なる２搬送波出力を供給する。

第７図は、直角振幅変調ディジタルデータ伝送方式にお
ける可変等化量、位相ジッタおよび周波数オフセットの
結合制御の他の実施例であり、第２図の基底帯域装置の
詳細図である。

第７図においては主復調器が特化器の前にあり、誤差信
号は基底帯域周波数のレベルで誘導される。

等化量のマルチボーの遅延を経た後の高周波ジッタは受
信信号におけるジッタとはほとんど無関係である。

従って、高周波ジッタを補償するための補助復調器が用
いられる。

入力線１１０および分相器１２０を含む基底帯域受信機
の入力部は第３図の通過域受信機におけるものと同一で
ある。

第７図の部分１４０は乗算器１４１より１４４、加算器
１４６および１４７、および反転器１４５を含む復調器
である。

この復調器は乗算器１４２および１４４に接続された導
線１３４の同相復調搬送波、および乗算器１４１および
１４３に接続された導線１３５の直角位相復調搬送波に
より制御される。

乗算器出力は第７図に示されるように、加算器１４６お
よび１４７に接続され（乗算器１４１の出力は加算器１
４９に送られる前に反転器１４５により反転される）、
等化量１３０で用いられる基底帯域同相および直角位相
成分３’ｉおよびｙｑを作る。

等化量１３０は第３および６図の等化量と同様の構造で
ある。

伝達信号は基底帯域であり、誤差制御信号は基底帯域で
誘導される。

第７図の部分２００は部分１４０と同様の構造である補
助復調器を構成しており、乗算器２０１より２０４、加
算器２０６および２０７、および反転器２０５を含む。

復調波位相シック成分分を含み、式（２９ａ）および（
２９ｂ）に従ってジッタを補償した信号ｑｉおよびｐ、
を作るために等化量よりの出力信号ａｉおよびａｑに作
用することを除けば、機能的には主復調器と同様である
。

受信部１６０Ａおよび１６０Ｂにおいて同相および直角
位相ディジタル・データ信号を誘導するための量子化さ
れた信号金およびＱを作るために、信号Ｑｉおよび（１
，ｑは閾値スライサ１５０でスライスされる。

等花器誤差制御信号ｅｉおよびｅ、は、第７図に示され
るように、加算器１６４および１６５において等化器出
力信号ａ１およびａ、と量子化された信号♀および金と
の差をとることにより基底帯域において得られる。

信号令およびａは加算器１６４および１６５に送られる
前に反転器１６４および１６５で反転される。

２個の復調搬送波発振器１９０および２１０を先に説明
する必要がある。

発振器１９０は主復調波を供給する。

その制御信号は式（３４ｃ）に従って乗算器１８１およ
び１８２、および加算器１８３において、等化量１３０
およびスライサ１５０よりの実際値ａｉ＋ａｑおよび基
準値金、負との相関における差を取ることにより得られ
る。

同様に、発振器２１０は補助復調波を供給し、その制御
信号は乗算器１８５および１８６および加算器１８７に
おいて、補助復調器２００の出力ｑｉおよびｑと基準信
号令および８との相関をとることにより得られる。

図示されているように、反転器１８４および１８５は乗
算器１８２及び１８５の出力を反転する。

前にも述べたように、補助復調器２００は□□□θ２を
１とおきかえ（加算器２０６および２０７と等化量１３
０を直接つなぐ） 、ｓｉｎθ２をθ２とおきかえるこ
とにより簡単化しうる。

本発明の等化量は、調整された電話音声通信路において
９６００ビット／秒の等何曲な直列２値伝送を行なうた
めに、２４００Ｈ２の搬送波周波数およびボー速度およ
び４レベルのデータ符号化を用いることにより実現され
うる。

本発明は特定の実施例に関して詳述されたが、本発明の
原理は次の要約の各項を見ることにより広範な応用が可
能であることが理解されるであろつ０ 本発明を要約すると次のようである。

（１）本発明は直角関係にある各々の受信信号に対して
、同期区間に相当するタップＳＴの遅延線を有するｊ・
ランスバーサル等化量構成を含み、各遅延線の夕゛ノブ
および各減衰器の調整を決定するための誤差およびタッ
プ信号に応答する適当な相関器に接続された可変減衰器
を含み、同相および直角位相等化量出力を作る結合回路
を含み、さらに復調搬送波源、同相および直角位相受信
信号成分に対する復調器、および量子化された基底帯域
信号に作用するデータ復元回路を含む、搬送波の直角位
相に対して同期的に変調されたデータ信号に対するデー
タ受信機において、該可変減衰器に対する制御信号を発
生するために該等化器および該データ復元回路の同相お
よび直角位相出力の間の誤差に応答する方法、および該
復調搬送波源出力の周波数および位相に対する制御信号
を誘導するために、該等化量出力および該等化器出力に
よるデータ復元回路出力の間の同相および直角位相誤差
の相互乗算の差に応答する方法を含むことを特徴とする
。

２）本発明は前記第１項に記載のデータ受信機において
、直交関係にある受信信号が復調を受ける前に通過域周
波数で該等化器を通り、該データ復元回路において基底
帯域に復調された等比信号が誤差をとり出される前に通
過域に再変調される。

３）本発明は前記第１項に記載のデータ受信機において
直交関係にある受信信号が該等化器を通る前に基底帯域
に復調され、等化された信号が誤差を判定するために、
該データ復元回路よりの量子化されたデータ信号と直接
に比較される。

４）本発明は前記第３項に記載されたデータ受信機にお
いて、該等化器と該データ復元回路の間に介入するもう
１つの復調器が等化された出力信号に対して位相ジッタ
補償を行ない、予想される位相ジッタの予め定められた
公称周波数を出力として有する局部発振器を含み、もう
１つの該復調器の直交関係にある出力と、該データ復元
回路よりの量子化されたデータ信号との相互乗積の差が
該局部発振器の制御信号を作る。

５）本発明は、該同期区間毎に等しく置かれる複数個の
タップを有する第１および第２遅延線と、第１および第
２遅延線のタップに接続された第１および第２減衰器と
、該第１および第２遅延線およびそれらに接続された該
減衰器を通った直交関係にある受信信号に対する第１お
よび第２総和回路と、出力を量子化するために該第１お
よび第２総和回路の出力に応答する第１および第２デー
タ判定回路と、該第１および第２総和回路の直接出力と
、対応する該第１および第２データ判定回路の量子化さ
れた出力との差により同相および直角位相誤差信号を発
生する方法と、該第１および第２遅延線における同期区
間のタップ信号を該同相および直角位相誤差信号を乗す
る方式と、第１減衰器の調整信号を得るために同相誤差
およびタップ信号の直積と直角位相誤差およびタップ信
号の直積とを結合する第１の方法と、第２減衰器の調整
信号を得るために同相および直角位相誤差、およびタッ
プ信号の相互乗積を結合する第２の方式と、各同期区間
の間に第１および第２減衰器調整信号を連続して該第１
および第２減衰器に送るためのスイッチング方式とを含
む、同期区間において伝送される直角振幅変調された受
信信号のタップ付き遅延等化器である。

（６）本発明は前記第５項に記載されたトランスバーサ
ル遅延等化器において同相および直角位相の等化器出力
信号を作るための第３および第４結合方式、および各同
期区間の間に交互に該第１および第２総和回路を該第３
および第４結合回路と接続するための最初に述べた該ス
イッチング方式を伴い、同期的に働らくもう１つのスイ
ッチング方法を組み合せる。

（７）本発明は直交関係にある各々の受信信号に対して
、同期区間に相当するタップ付の遅延線を有するトラン
スバーサル等化器構成を含み、各遅延線のタップおよび
各減衰器の調整を決定するための誤差およびタップ信号
に応答する適当な相関器に接続された可変減衰器を含み
、さらに復調搬送波源、同相および直角位相受信信号成
分に対する復調器、および量子化された基底帯域信号に
作用するデータ復元回路を含む、搬送波の直角位相に対
して同期的に変調されたデータ信号に対するデータ受信
機において、該最適減衰器に対する制御信号を発生する
ために、該等化器および該データ復元回路の同相および
直角位相間の誤差に応答する方法、および該復調搬送波
源の出力の周波数および位相に対する制御信号を誘導す
るために、同相および直角位相の該等化器の直接の、お
よび量子化された出力の間の差に応答する方式を含むこ
とを特徴とする。

（８）本発明は前記第７項に記載されたデータ受信機に
おいて、直角関係にある受信信号が復調の前に通過帯域
周波数で該等化器を通り、該データ復元回路で基底帯域
に復調された量子化信号が該誤差および相互乗積を発生
する前に通過帯域に再変調される。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明による通過域等化器および結合制御復
調発振器を含む、直角振幅変調データ信号用のディジタ
ルデータ受信機のブロック図、第２図は、本発明による
基底帯域等化器および２つの結合制御位相ジッタ補償復
調発振器を含む直角位相振幅変調データ信号用のディジ
タルデータ受信機のブロック図、第３および第４図は、
第５図に示されるように配置された場合、本発明による
位相ジッタおよび周波数オフセットを補償する復調搬送
波発振器と結合した可変通過域等化器の詳細なブロック
図、第５図は、第３図および第４図の配置を示す図、第
６図は、本発明による個々のクツブー減衰器利得制御の
詳細を示すブロック図、第７図は、本発明による位相ジ
ッタおよび周波数オフセットを補償する復調発振器と結
合した可変基底帯域等化器のブロック図である。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 同相および直角位相の各タップ信号成分に対して同
   期間隔ごとにタップを有する第１（例えば１８）および
   第２（例えば１９）遅延線と、各タップに接続された可
   変減衰器（例えば８６．８７）と、誤差信号及びタップ
   信号にいっしょに応答して各減衰器を調整する乗算器（
   例えば９４，９５゜９６．９７）とを含むトランスバー
   サル等化器（例えば３０）と、 信号間の差に応答して誤差信号を発生する誤差発生器（
   例えば８０）とを含み、 該乗算器（例えば９４，９５，９６，９７）は該誤差信
   号及びタップ信号に応答して該減衰器を調整し該等化器
   は前記タップ信号成分を等化する、帯域制限通信路から
   同期式直角振幅変調データ信号を搬送波またはパイロッ
   ト信号を使用せずに復元するデータ受信機において、 前記受信機はさらに、同相および直角位相の等化された
   各信号成分を量子化するスライサ（例えば５０，１５０
   ）と、該通過域の受信信号を基底帯域信号に復調するた
   めの信号を発生する発振器（例えば９０）とを含み、 該誤差発生器（例えば８０，１８０）は、該等化器の等
   化された信号成分と量子化された信号成分との差に応答
   して該乗算器用の同相及び直角位相の誤差信号を抽出し
   、 該誤差発生器（例えば８０，１８０）は、等化された同
   相および直角位相の出力信号成分と量子化された直角位
   相および同相の基底帯域データ信号との相互乗算を行な
   って相互積信号を発生し、該発振器の周波数および位相
   を制御するために該相互積信号の差より制御信号を抽出
   し、 復調器（例えば４０，１４０）は該発振器信号に応答し
   て信号成分を基底帯域信号に復調すること、 を特徴とするデータ受信機。