JPH02179266A - ソリッドステート電力制御器 - Google Patents
ソリッドステート電力制御器Info
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- JPH02179266A JPH02179266A JP1172848A JP17284889A JPH02179266A JP H02179266 A JPH02179266 A JP H02179266A JP 1172848 A JP1172848 A JP 1172848A JP 17284889 A JP17284889 A JP 17284889A JP H02179266 A JPH02179266 A JP H02179266A
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-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
- G05F1/10—Regulating voltage or current
- G05F1/46—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc
- G05F1/56—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
- H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
- H03K17/60—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being bipolar transistors
- H03K17/66—Switching arrangements for passing the current in either direction at will; Switching arrangements for reversing the current at will
- H03K17/665—Switching arrangements for passing the current in either direction at will; Switching arrangements for reversing the current at will connected to one load terminal only
- H03K17/666—Switching arrangements for passing the current in either direction at will; Switching arrangements for reversing the current at will connected to one load terminal only the output circuit comprising more than one controlled bipolar transistor
- H03K17/668—Switching arrangements for passing the current in either direction at will; Switching arrangements for reversing the current at will connected to one load terminal only the output circuit comprising more than one controlled bipolar transistor in a symmetrical configuration
-
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- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/04—Modifications for accelerating switching
- H03K17/042—Modifications for accelerating switching by feedback from the output circuit to the control circuit
- H03K17/04213—Modifications for accelerating switching by feedback from the output circuit to the control circuit in bipolar transistor switches
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- Continuous-Control Power Sources That Use Transistors (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は電気的スイッチング装置に関し、更に詳細には
、直流回路に用いるソリッドステート電力制御器に関す
る。
、直流回路に用いるソリッドステート電力制御器に関す
る。
新型の航空機および宇宙用の電力システムに用いる比較
的高電圧の直流配電システムが開発中である。これらの
システムは、ソリッドステートであれ電気機械式のもの
であれ現在の技術水準のスイッチギアの能力を越える実
現が容易でない能力を負荷および負荷バスの制御／保護
用ソリッドステート電力制御器に要求している。これら
の電力増幅器は消費電力が少なく、スイッチ電圧降下が
低く、限流作用を迅速且つ正確に行なう能力を持つ必要
がある。電流の方向が予測不可能な時間において変化す
る可能性のある成る特定の用途では、負荷および電源の
間を流れる電流を二方向で制御する必要がある。
的高電圧の直流配電システムが開発中である。これらの
システムは、ソリッドステートであれ電気機械式のもの
であれ現在の技術水準のスイッチギアの能力を越える実
現が容易でない能力を負荷および負荷バスの制御／保護
用ソリッドステート電力制御器に要求している。これら
の電力増幅器は消費電力が少なく、スイッチ電圧降下が
低く、限流作用を迅速且つ正確に行なう能力を持つ必要
がある。電流の方向が予測不可能な時間において変化す
る可能性のある成る特定の用途では、負荷および電源の
間を流れる電流を二方向で制御する必要がある。
本発明は、電圧降下が低く、応答が迅速な、高効率、高
信頼度のソリッドステート電力制御器を提供する。
信頼度のソリッドステート電力制御器を提供する。
本発明によるソリッドステート電力増幅器は一対の出力
端子間に接続した第１のトランジスタを有する出力回路
段を備えている。トランジスタのコレクタはトランジス
タ駆動回路の一部を形成する２つのダイオードよりなる
直列回路の一端に接続されている。バイアス電流源がダ
イオード直列回路に直流バイアス電流を供給するように
接続され、駆動回路にはダイオード直列回路の他端をト
ランジスタのベースに接続する手段も設けられている。
端子間に接続した第１のトランジスタを有する出力回路
段を備えている。トランジスタのコレクタはトランジス
タ駆動回路の一部を形成する２つのダイオードよりなる
直列回路の一端に接続されている。バイアス電流源がダ
イオード直列回路に直流バイアス電流を供給するように
接続され、駆動回路にはダイオード直列回路の他端をト
ランジスタのベースに接続する手段も設けられている。
二方向性電力システムに用いる本発明の第２の実施例で
は、出力回路段に第！のトランジスタと直列に接続した
第２のトランジスタおよび２つの出力トランジスタに並
列接続される枝路に逆方向直列接続された第２の対のダ
イオードとを含むトランジスタ間の共通接続点が第２の
対のダイオード間の共通接続点に接続されている。
は、出力回路段に第！のトランジスタと直列に接続した
第２のトランジスタおよび２つの出力トランジスタに並
列接続される枝路に逆方向直列接続された第２の対のダ
イオードとを含むトランジスタ間の共通接続点が第２の
対のダイオード間の共通接続点に接続されている。
上述の単一極性および二方向性回路では共に、出力段の
電流が検知され、直流バイアス電流が出力段の電流に比
例するように調整される。このため限流動作が必要な時
応答時間が早くなる。
電流が検知され、直流バイアス電流が出力段の電流に比
例するように調整される。このため限流動作が必要な時
応答時間が早くなる。
以下、添付図面を参照して本発明を好ましい実施例につ
き詳細に説明する。
き詳細に説明する。
第１図は、本発明の一実施例による、単一極性システム
に用いるソリッドステート電力制御器の回路図である。
に用いるソリッドステート電力制御器の回路図である。
電力制御器はベースおよびコレクタ番エミッタ間の主要
電流導通路を有するトランジスタＱｌを備えた出力回路
段を含む、トランジスタＱｌのコレクタは出力端子ｌＯ
に接続され、一方トランジスタＱｌのエミッタは出力端
子！２に接続されている。駆動回路！４は一対の直列接
続ダイオードＤ１およびＤ２を有する枝路を含み、該枝
路の第１の端部はトランジスタＱ１のコレクタに接続さ
れている。バイアス電流供給源１Ｂが導体１８および２
０に直流バイアス電流を供給して直列接続ダイオードＤ
ＩおよびＤ２の両端に駆動回路電圧を発生させる。
電流導通路を有するトランジスタＱｌを備えた出力回路
段を含む、トランジスタＱｌのコレクタは出力端子ｌＯ
に接続され、一方トランジスタＱｌのエミッタは出力端
子！２に接続されている。駆動回路！４は一対の直列接
続ダイオードＤ１およびＤ２を有する枝路を含み、該枝
路の第１の端部はトランジスタＱ１のコレクタに接続さ
れている。バイアス電流供給源１Ｂが導体１８および２
０に直流バイアス電流を供給して直列接続ダイオードＤ
ＩおよびＤ２の両端に駆動回路電圧を発生させる。
バイアス電流供給源１Ｂは差動加算増幅器２２と直流−
直流コンバータ２４を含む。
直流コンバータ２４を含む。
ダーリントン接続のトランジスタＱ２およびＱＢは、ダ
イオード旧およびＤ２の両端の電圧をダイオードＯ３を
介してトランジスタＱｌのベースにスイッチする手段と
して働く、ダイオードＤ４はトランジスタＱ３のコレク
タからＱｌのエミッタへ電流を送るステアリング・ダイ
オードとして働く、駆動制御回路２Ｂは公知の技術によ
り構成されるため本発明の一部を形成しないが、比例駆
動電流をトランジスタＱ３のベースに供給してトランジ
スタＱ１の導通を開始させる。
イオード旧およびＤ２の両端の電圧をダイオードＯ３を
介してトランジスタＱｌのベースにスイッチする手段と
して働く、ダイオードＤ４はトランジスタＱ３のコレク
タからＱｌのエミッタへ電流を送るステアリング・ダイ
オードとして働く、駆動制御回路２Ｂは公知の技術によ
り構成されるため本発明の一部を形成しないが、比例駆
動電流をトランジスタＱ３のベースに供給してトランジ
スタＱ１の導通を開始させる。
動作について説明すると、トランジスタＱｌが導通する
と、電流が外部の直流電源２８から外部の負荷３０に流
れる。負荷に直列接続された抵抗分路Ｒｇが電力制御器
の出力段の電流に比例する信号を導体３２と３４に発生
させる。この電流信号は駆動制御回路とともに、導体３
Ｂと３８に直流電圧信号を発生させる差動加算増幅器に
も送られる。この直流電圧信号は電力制御器の出力段の
電流に比例する、公知の技術により構成される直流−直
流コンバータ２４は、導体３Ｂと３８上の直流電圧信号
を導体１８と２０上の適当なレベルに変換して回路の適
正な動作をはかる。
と、電流が外部の直流電源２８から外部の負荷３０に流
れる。負荷に直列接続された抵抗分路Ｒｇが電力制御器
の出力段の電流に比例する信号を導体３２と３４に発生
させる。この電流信号は駆動制御回路とともに、導体３
Ｂと３８に直流電圧信号を発生させる差動加算増幅器に
も送られる。この直流電圧信号は電力制御器の出力段の
電流に比例する、公知の技術により構成される直流−直
流コンバータ２４は、導体３Ｂと３８上の直流電圧信号
を導体１８と２０上の適当なレベルに変換して回路の適
正な動作をはかる。
出力トランジスタＱｌは負荷の電源への接続および電源
からの負荷の切り離しを制御する電力素子である。駆動
回路１４は駆動制御回路２８と出力段とをインターフェ
イスする電力増幅器である。該駆動回路は直流バイアス
供給源１Ｂからバイアス電流ｒｂを供給される出力電圧
オフセット回路として働く直列接続のダイオード旧およ
びＤ２を有する。
からの負荷の切り離しを制御する電力素子である。駆動
回路１４は駆動制御回路２８と出力段とをインターフェ
イスする電力増幅器である。該駆動回路は直流バイアス
供給源１Ｂからバイアス電流ｒｂを供給される出力電圧
オフセット回路として働く直列接続のダイオード旧およ
びＤ２を有する。
直流バイアス電流Ｉｂは以下において説明するように一
定の値かあるいは負荷電流により変化するものである。
定の値かあるいは負荷電流により変化するものである。
バイアス供給源はダイオード０１およびＤ２に順方向バ
イアス電流を供給するが、この電流はトランジスタＱ１
に充分なベース駆動電流を供給できる適当な大きさであ
る必要がある。
イアス電流を供給するが、この電流はトランジスタＱ１
に充分なベース駆動電流を供給できる適当な大きさであ
る必要がある。
ベース電流を供給する１つの方法は、定格負荷における
ベース電流の必要条件を求め、出力段のトランジスタが
導通している時はいつもその大きさの一定電流を供給す
ることである。しかしながら、この方法には大部分の用
途では負荷電流が定格電流よりも低いことを考えると駆
動回路に不必要な損失が生じるという欠点がある０本発
明は、供給されるバイアス電流が負荷を流れる電流の大
きさにより必要とされる値に比例するという改良点を持
つ方式を提供する。このために、バイアス電流供給源を
制御する簡単な開ループ制御回路を用いる。第２図に示
す差動加算増幅器２２は。
ベース電流の必要条件を求め、出力段のトランジスタが
導通している時はいつもその大きさの一定電流を供給す
ることである。しかしながら、この方法には大部分の用
途では負荷電流が定格電流よりも低いことを考えると駆
動回路に不必要な損失が生じるという欠点がある０本発
明は、供給されるバイアス電流が負荷を流れる電流の大
きさにより必要とされる値に比例するという改良点を持
つ方式を提供する。このために、バイアス電流供給源を
制御する簡単な開ループ制御回路を用いる。第２図に示
す差動加算増幅器２２は。
Ｖｏｕｔ ＝ Ｋｌ ＋ Ｋ２（１）
（上式において、Ｖｏｕｔは導体３Ｂおよび３８上の出
力電圧、Ｋｌおよびに２は定数、■は抵抗分路Ｒｓを流
れる負荷電流である。）のような出力電圧特性を有する
ように設計されている。
力電圧、Ｋｌおよびに２は定数、■は抵抗分路Ｒｓを流
れる負荷電流である。）のような出力電圧特性を有する
ように設計されている。
この動作特性により負荷電流■とは無関係に出力電圧Ｋ
ｌが与えられ、バイアス回路の非直線性が克服されると
ともに、無負荷の時も小さいバイアス電流が得られ、こ
のバイアス電流は負荷電流の上昇と共に比例して増加す
る。この方法によると無負荷時の駆動回路の消費電力は
典型的には全負荷時の約ｌｏｚとなり、駆動回路の効率
がかなり改善される。
ｌが与えられ、バイアス回路の非直線性が克服されると
ともに、無負荷の時も小さいバイアス電流が得られ、こ
のバイアス電流は負荷電流の上昇と共に比例して増加す
る。この方法によると無負荷時の駆動回路の消費電力は
典型的には全負荷時の約ｌｏｚとなり、駆動回路の効率
がかなり改善される。
第２図の回路において、Ｋ１はダイオードＣＲＩのツェ
ナー電圧にＲ３／Ｒ５の比を掛けたものに等しい、同様
に、量に２（１）はＶｉｎ（Ｒ５／Ｒｔ）ニ等しい。
ナー電圧にＲ３／Ｒ５の比を掛けたものに等しい、同様
に、量に２（１）はＶｉｎ（Ｒ５／Ｒｔ）ニ等しい。
第２図の回路を用いると１回路の歪が減少して信頼性が
向上するとともに回路成分の故障率が低下する。更に、
駆動電流を制限することにより故障電流を制限し故障時
の応答時間を改善出来る第３図は、本発明の第２の実施
例による二方向性電力制御器の回路図である。第３図の
電力制御器では、出力回路段４０は接続点４２を含む第
１の枝路に直列接続されたトランジスタＱ５およびＱＢ
を有する。一対の逆方向直列接続ダイオードＤ７および
Ｄ８が接続点４４を有するＳ２の枝路に接続されている
。第１および第２の枝路は出力端子４６と４８の間にお
いて互いに並列に接続され、第１および第２の枝路の接
続点は抵抗分路Ｒ”ｓにより互いに接続されている。出
力回路段４０は回路成分５０と５２の間において二方向
の電流が流れるようにする。つまり、回路成分５０と５
２は電源あるいは負荷とじて交互に作用する０例えば、
回路成分５０がバッテリーであればモーターとして働く
回転型４１１５２に給電するための電源として働き１回
転型＠５２が発電機として働く時は、バッテリー５０を
再充電する電源として働く。
向上するとともに回路成分の故障率が低下する。更に、
駆動電流を制限することにより故障電流を制限し故障時
の応答時間を改善出来る第３図は、本発明の第２の実施
例による二方向性電力制御器の回路図である。第３図の
電力制御器では、出力回路段４０は接続点４２を含む第
１の枝路に直列接続されたトランジスタＱ５およびＱＢ
を有する。一対の逆方向直列接続ダイオードＤ７および
Ｄ８が接続点４４を有するＳ２の枝路に接続されている
。第１および第２の枝路は出力端子４６と４８の間にお
いて互いに並列に接続され、第１および第２の枝路の接
続点は抵抗分路Ｒ”ｓにより互いに接続されている。出
力回路段４０は回路成分５０と５２の間において二方向
の電流が流れるようにする。つまり、回路成分５０と５
２は電源あるいは負荷とじて交互に作用する０例えば、
回路成分５０がバッテリーであればモーターとして働く
回転型４１１５２に給電するための電源として働き１回
転型＠５２が発電機として働く時は、バッテリー５０を
再充電する電源として働く。
駆動回路５４はダーリントン接続のＰＮＰ電力トランジ
スタＱ７およびＱＢを有する。これらのトランジスタは
それぞれ単一のデバイスとして示されているが、実際に
は複数の並列接続トランジスタである。トランジスタＱ
５．Ｑｅ、Ｑ７．Ｑ８はコンプリメンタリ−直結増幅器
回路を構成する。端子４Ｂから端子４８に電流が流れる
とトランジスタＱ［！、Ｑ７．ＱＢが導通し、また電流
が端子４８から端子４Ｂに流れる場合はトランジスタＱ
５、Ｑ７．ＱＢが導通する。整流器旧、０２．０３ 、
Ｄ４は負荷電流の方向により決まる電流を搬送する出力
トランジスタＱ５あるいはＱＢにベース電流およびステ
アリング電流を供給する。これら４つの整流器を用いる
と、複雑で性能の劣化を伴う２つの同−ＰＮＰ駆動回路
を用いる必要がない。
スタＱ７およびＱＢを有する。これらのトランジスタは
それぞれ単一のデバイスとして示されているが、実際に
は複数の並列接続トランジスタである。トランジスタＱ
５．Ｑｅ、Ｑ７．Ｑ８はコンプリメンタリ−直結増幅器
回路を構成する。端子４Ｂから端子４８に電流が流れる
とトランジスタＱ［！、Ｑ７．ＱＢが導通し、また電流
が端子４８から端子４Ｂに流れる場合はトランジスタＱ
５、Ｑ７．ＱＢが導通する。整流器旧、０２．０３ 、
Ｄ４は負荷電流の方向により決まる電流を搬送する出力
トランジスタＱ５あるいはＱＢにベース電流およびステ
アリング電流を供給する。これら４つの整流器を用いる
と、複雑で性能の劣化を伴う２つの同−ＰＮＰ駆動回路
を用いる必要がない。
ダイオード０５およびＩ］８は第１図に関連して説明し
たようにバイアス電流［１１１１と協働して駆動回路に
高い動作電位を供給する。抵抗分路を適当な位置に置く
ことにより、単一極性の電流指示信号が発生し、それに
よりバイアス供給源１８を本発明の単一極性および二方
向性電力制御器の両実施例において作用させることが出
来る。 ＱＢおよびＱＢのようなコンプリメンタリ−Ｐ
ＮＰ−ＮＰＮ ）ランジスタ回路において、ＮＰＮ（Ｑ
１３）の導通時の電圧降下は少なくともＰＮＰ （ＱＢ
）のＶｃｅとＮＰＮ （ＱＥＩ）ノＶｂｅ Ｉ）電圧降
下の和に等しい、このためトランジスタＱＢが低電圧降
下飽和モードでの動作を阻止される。 ＱＢのコレクタ
とＱＢのエミッタの間にバイアスされた２つの整流器０
５と０８を加えることにより、ＱＢがＱＢのコレクタよ
り約１．５ボルト（直流）高いレベルにバイアスされる
。これはＱＢの導通時の電圧降下のうち所望でない電圧
成分をオフセットするに充分な適当な大３さのものであ
る。従って、トランジスタＱ６は飽和導通モードで動作
出来る。 ＮＰＮ トラジスタの電流利得が１０を超え
ると、バイアス整流器により付加される消費電力の大き
さがトランジスタＱ８において節約される消費電力より
有意に少ないため、正味の電力の減少がＱＢのコレクタ
電流１アンペア当り約１．５ワツトとなる。これは現在
の設計例で用いられる定格が１００アンペアあるいはそ
れ以上であるため非常に重要である。第３図の駆動回路
は過負荷および負荷が短絡した場合故障ピーク電流を制
限し、応答時間を改善するためにトランジスタＱ５およ
びＱＢのベース電流を制限する作用を有するという利点
を持つ。
たようにバイアス電流［１１１１と協働して駆動回路に
高い動作電位を供給する。抵抗分路を適当な位置に置く
ことにより、単一極性の電流指示信号が発生し、それに
よりバイアス供給源１８を本発明の単一極性および二方
向性電力制御器の両実施例において作用させることが出
来る。 ＱＢおよびＱＢのようなコンプリメンタリ−Ｐ
ＮＰ−ＮＰＮ ）ランジスタ回路において、ＮＰＮ（Ｑ
１３）の導通時の電圧降下は少なくともＰＮＰ （ＱＢ
）のＶｃｅとＮＰＮ （ＱＥＩ）ノＶｂｅ Ｉ）電圧降
下の和に等しい、このためトランジスタＱＢが低電圧降
下飽和モードでの動作を阻止される。 ＱＢのコレクタ
とＱＢのエミッタの間にバイアスされた２つの整流器０
５と０８を加えることにより、ＱＢがＱＢのコレクタよ
り約１．５ボルト（直流）高いレベルにバイアスされる
。これはＱＢの導通時の電圧降下のうち所望でない電圧
成分をオフセットするに充分な適当な大３さのものであ
る。従って、トランジスタＱ６は飽和導通モードで動作
出来る。 ＮＰＮ トラジスタの電流利得が１０を超え
ると、バイアス整流器により付加される消費電力の大き
さがトランジスタＱ８において節約される消費電力より
有意に少ないため、正味の電力の減少がＱＢのコレクタ
電流１アンペア当り約１．５ワツトとなる。これは現在
の設計例で用いられる定格が１００アンペアあるいはそ
れ以上であるため非常に重要である。第３図の駆動回路
は過負荷および負荷が短絡した場合故障ピーク電流を制
限し、応答時間を改善するためにトランジスタＱ５およ
びＱＢのベース電流を制限する作用を有するという利点
を持つ。
第３図の実施例に従って直流１５０アンペア、１５Ｇ−
２００ボルト定格の回路を製作し、１５０アンペアにお
いて直流２ボルト以下のスイッチ電圧降下を得た。この
効率的な回路設計により制御器の損失が１％の負荷で約
１５ワツトまで低下し、 １００％の負荷で３４０ワツ
トに増加した。短絡時に流れる電流はピークが２００を
以下のオーバーシュートおよび持続時間が５０マイクロ
秒に制限され、このため故障時の電力の流れが制限され
た。
２００ボルト定格の回路を製作し、１５０アンペアにお
いて直流２ボルト以下のスイッチ電圧降下を得た。この
効率的な回路設計により制御器の損失が１％の負荷で約
１５ワツトまで低下し、 １００％の負荷で３４０ワツ
トに増加した。短絡時に流れる電流はピークが２００を
以下のオーバーシュートおよび持続時間が５０マイクロ
秒に制限され、このため故障時の電力の流れが制限され
た。
負荷電流に比例する駆動バイアス電流を供給することに
より本発明の電力制御器は両車と信頼性を向上させる。
より本発明の電力制御器は両車と信頼性を向上させる。
第３図に示したような二方向性の電力制御器では、電力
スイッチの電圧降下は従来の二方向性の装置と比較して
駆動段にオフセットバイアス回路を組込んだことにより
３３％以上減少した０両方の二方向性出力トランジスタ
を駆動するため単一の駆動回路を用いることにより、回
路が簡単になるとともに回路成分の数が減少し、単一点
での電力段制御がより効率的に行なわれるようになる。
スイッチの電圧降下は従来の二方向性の装置と比較して
駆動段にオフセットバイアス回路を組込んだことにより
３３％以上減少した０両方の二方向性出力トランジスタ
を駆動するため単一の駆動回路を用いることにより、回
路が簡単になるとともに回路成分の数が減少し、単一点
での電力段制御がより効率的に行なわれるようになる。
本発明を現在において好ましいと思われる実施例につき
説明したが５画業者にとっては本発明の範囲から逸脱す
ることなく種々の変形例が想到されるであろう、従って
、これらの変形例は頭書した特許請求の範囲に包含され
るものと理解されたい。
説明したが５画業者にとっては本発明の範囲から逸脱す
ることなく種々の変形例が想到されるであろう、従って
、これらの変形例は頭書した特許請求の範囲に包含され
るものと理解されたい。
第１図は１本発明の一実施例によるソリッドステート電
力制御器の回路図である。 第２図は、第１図の回路の差動加算増幅器の回路図であ
る。 第３図は、本発明の第２の実施例の回路図である。 １０．１２ １４拳 ・ １６・ ・ ２６・ 働 ２８・ ・ ３０・ 拳 ・出力端子 一駆動回路 Φバイアス電流源 各部動制御回路 ・電源 参負荷 出願人：ウェスチングハウスｅエレクトリック・コーポ
レーション 代理人：加藤紘一部（ほか１名） ＦＩＧ。
力制御器の回路図である。 第２図は、第１図の回路の差動加算増幅器の回路図であ
る。 第３図は、本発明の第２の実施例の回路図である。 １０．１２ １４拳 ・ １６・ ・ ２６・ 働 ２８・ ・ ３０・ 拳 ・出力端子 一駆動回路 Φバイアス電流源 各部動制御回路 ・電源 参負荷 出願人：ウェスチングハウスｅエレクトリック・コーポ
レーション 代理人：加藤紘一部（ほか１名） ＦＩＧ。
Claims (7)
- （１）ベースおよびコレクタ・エミッタ間の第１の主要
電流導通路を有する第１のトランジスタを備えた出力回
路段と、コレクタを第１の出力端子に接続する手段と、
エミッタを第２の出力端子に接続する手段と、第１の端
部がコレクタに接続された第１の枝路において直列に接
続された一対のダイオードよりなる駆動回路と、第１の
枝路に直流バイアス電流を供給するように接続されたバ
イアス電流供給源と、出力回路段を流れる負荷電流に比
例する電流信号を発生する手段とよりなり、駆動回路は
第１の枝路の第２の端部を第１のトランジスタのベース
に接続する手段を有し、バイアス電流源が電流信号に応
答して直流バイアス電流を電流信号に比例するようにし
たことを特徴とするソリッドステート電力制御器。 - （２）直流バイアス電流は所定の最小値を有することを
特徴とする特許請求の範囲第１項に記載の電力制御器。 - （３）出力回路段を流れる負荷電流に比例する電流信号
を発生する前記手段は第２の出力端子と負荷との間に直
列接続した抵抗分路よりなることを特徴とする特許請求
の範囲第１項に記載の電力制御器。 - （４）バイアス電流供給源は、電流信号を受けて該電流
信号に比例する直流電圧を発生させる差動加算増幅器と
、直流電圧信号を受けて第１の枝路に直流バイアス電流
を発生させる直流−直流コンバータとよりなることを特
徴とする特許請求の範囲第１項に記載の電力制御器。 - （５）各々がベースおよびコレクタ・エミッタ間の主要
電流導通路を有し、主要電流導通路が第１の接続点を有
する第１の枝路において互いに直列に接続された第１お
よび第２のトランジスタよりなる出力回路段と、第２の
接続点を持つ第２の枝路において逆方向直列接続された
第１の対のダイオードと、一方の端部が第１の接続点に
接続された第３の枝路において互いに直列に接続された
第２の対のダイオードよりなる駆動回路と、直流バイア
ス電流を第３の枝路に供給するように接続されたバイア
ス電流源と、第１および第２の接続点を共に接続して出
力回路段を流れる電流に比例する電流信号を発生させる
手段とよりなり、第１および第２の枝路は一対の出力端
子の間で互いに並列に接続されており、駆動回路は更に
第３の枝路のもう一方の端部を第１および第２のトラン
ジスタのベースに接続する手段を有し、バイアス電流源
は電流信号に応答して直流バイアス電流を電流信号に比
例するようにしたことを特徴とする二方向性電力制御器
。 - （６）直流バイアス電流は所定の最小値を有することを
特徴とする特許請求の範囲第５項に記載の二方向性電力
制御器。 - （７）バイアス電流源は、電流信号を受けて電流信号に
比例する直流電圧信号を発生させる差動加算増幅器と、
直流電圧信号を受けて第３の枝路に直流バイアス電流を
発生させる直流−直流コンバータとよりなることを特徴
とする二方向性電力制御器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US215,691 | 1988-07-06 | ||
| US07/215,691 US4864214A (en) | 1988-07-06 | 1988-07-06 | Solid state power controller |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02179266A true JPH02179266A (ja) | 1990-07-12 |
Family
ID=22803974
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1172848A Pending JPH02179266A (ja) | 1988-07-06 | 1989-07-04 | ソリッドステート電力制御器 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4864214A (ja) |
| EP (1) | EP0350300A3 (ja) |
| JP (1) | JPH02179266A (ja) |
| KR (1) | KR900002155A (ja) |
| CN (1) | CN1025081C (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0373240A1 (de) * | 1988-12-13 | 1990-06-20 | Siemens Aktiengesellschaft | Selbstregelnde Treiberschaltung mit Sättigungsgradregelung für den Basisstrom eines Leistungstransistors |
| DE4101492A1 (de) * | 1991-01-19 | 1992-07-23 | Telefunken Electronic Gmbh | Stromdetektor |
| US5164659A (en) * | 1991-08-29 | 1992-11-17 | Warren Schultz | Switching circuit |
| US5173848A (en) * | 1991-09-06 | 1992-12-22 | Roof Richard W | Motor controller with bi-modal turnoff circuits |
| US5444590A (en) * | 1992-12-04 | 1995-08-22 | Texas Instruments Incorporated | Solid state power controller with power switch protection apparatus |
| JP3161589B2 (ja) * | 1996-10-17 | 2001-04-25 | 富士電機株式会社 | 電力変換器のゲート駆動回路 |
| US7091790B2 (en) * | 2004-06-25 | 2006-08-15 | Sige Semiconductor (U.S.), Corp. | Power amplifier (PA) efficiency with low current DC to DC converter |
| ATE498243T1 (de) | 2005-02-16 | 2011-02-15 | Leach Int Corp | Leistungsverteilungssystem unter verwendung von festkörperleistungsreglern |
| SG130957A1 (en) * | 2005-09-15 | 2007-04-26 | St Microelectronics Asia | An electrical isolation circuit for preventing current flow from an electrical application to a dc power source |
| US8891218B2 (en) | 2012-10-12 | 2014-11-18 | The Boeing Company | Fault tolerant fail-safe link |
| FR3025900B1 (fr) * | 2014-09-16 | 2018-01-05 | Safran Electronics & Defense | Circuit electrique de commande d'un equipement electrique a forte integrite |
| DE102017126060B4 (de) * | 2017-11-08 | 2019-06-27 | Infineon Technologies Austria Ag | Ansteuerschaltung für ein transistorbauelement |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3710231A (en) * | 1971-03-15 | 1973-01-09 | Westinghouse Electric Corp | D.c. static switch including means to suppress transient spikes between a drive source and the switch element |
| US3753078A (en) * | 1972-05-03 | 1973-08-14 | Gen Electric | Foldback current control circuit |
| US3898552A (en) * | 1974-02-21 | 1975-08-05 | Westinghouse Electric Corp | DC Static switch circuit with improved transistor surge current pass capability |
| US4156837A (en) * | 1977-04-13 | 1979-05-29 | Westinghouse Electric Corp. | DC static switch circuit with power saving feature |
| US4321485A (en) * | 1980-06-17 | 1982-03-23 | Westinghouse Electric Corp. | High-frequency transistor switch |
| US4404473A (en) * | 1981-12-17 | 1983-09-13 | Westinghouse Electric Corp. | Direct current power controller |
| US4453089A (en) * | 1982-04-16 | 1984-06-05 | Westinghouse Electric Corp. | Transistor base drive circuit |
| US4491744A (en) * | 1982-08-02 | 1985-01-01 | Burroughs Corporation | Current source direct base drive for transistor power switches |
| DE3237141C1 (de) * | 1982-10-07 | 1983-07-28 | Danfoss A/S, 6430 Nordborg | Steuervorrichtung für einen Schalttransistor |
| US4588904A (en) * | 1983-09-16 | 1986-05-13 | At&T Bell Laboratories | High efficiency bias circuit for high frequency inductively loaded power switching transistor |
| US4569011A (en) * | 1983-11-14 | 1986-02-04 | Tandem Computers Incorporated | Constant current drive for switching power supply |
| US4585986A (en) * | 1983-11-29 | 1986-04-29 | The United States Of America As Represented By The Department Of Energy | DC switching regulated power supply for driving an inductive load |
-
1988
- 1988-07-06 US US07/215,691 patent/US4864214A/en not_active Expired - Fee Related
-
1989
- 1989-07-04 JP JP1172848A patent/JPH02179266A/ja active Pending
- 1989-07-05 CN CN89104554A patent/CN1025081C/zh not_active Expired - Fee Related
- 1989-07-06 EP EP19890306853 patent/EP0350300A3/en not_active Withdrawn
- 1989-07-06 KR KR1019890009658A patent/KR900002155A/ko not_active Application Discontinuation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0350300A3 (en) | 1990-12-19 |
| EP0350300A2 (en) | 1990-01-10 |
| CN1025081C (zh) | 1994-06-15 |
| CN1039130A (zh) | 1990-01-24 |
| US4864214A (en) | 1989-09-05 |
| KR900002155A (ko) | 1990-02-28 |
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