JPH02174344A - ディジタル位相変調方式における両側帯波相関型信号復調法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （１）発明の属する技術分野の説明 本発明は、ディジタル位相変調された信号から復調信号
を再生する技ｊｔ１・ｉに関するものである。

（２）従来技ｆ＋ｌｉｒの説明 コスタスループ回路などの唾送波再生回路を用いて信号
復調をする方法がある。第１図にこの例を示す。１は分
配器、２は９０度位相乗算器、３は同一位相乗算器、４
は９０度分配器、５は低域通過１２波器、６は電圧制御
発振器、７はループフィルタ、８は第３乗算器である。

電圧制御発１辰器６の出力が基準側送波として、同一位
相２及び９０度位相３乗算器で人力信号と乗じられ、そ
の出力が低域通過濾波器５に印加されている。両低域通
過穂波器５の出力が第３乗算器８に印加される。

この出力がループフィルタ７から電圧制御発振器６の制
御に用いられる。基準１０Ｃ送波どの位相差をφとした
場合、変調された人力信号 ±Ａｃｏｓ（ωｔ＋φ）が２及び３の乗算器に供給され
、各々５ｉｎ（ωｔ）及びＣ０５（−ｔ）と乗じられる
。したがって乗算器の出力は、次のようになる。

乗算器２：　±（Ａ／２）［ｓｉｎφ＋５ｉｎ（２ｕｔ
＋φ）］乗算器３：±（Ａ／２）［ｃｏｓφ十Ｃ０３（
２＋、Ｊ　ｔ＋φ）コ低域通過法波器５を通過した後は
、 ±（Ａ／２）ｓ団φおよび±（Ａ／２）ｃｏｓφとなる
。これらの２波は、復調信号と搬送波位相を含むわけで
あるが、第３乗算器８に印加され、その出力として（Ａ
２／４）ｓｉｎ２φが取り出される。ループフィルタ７
を通過した後に電圧制御発振器６の制御に使用され変調
信号の搬送波を追跡する。復調信号は、低域通過濾波器
５の出力として得られる。

しかしながら、受信信号には雑音が含まれているため、
低域通過濾波器５を通過した後の復調成分にも信号と同
様に基準＋ｆｌＨ送波と位相成分が直交しない雑音成分
が含まれている。これは、基＋ｔｔ　＋ｅ送波と位相成
分が直交しない雑音成分は除くことができないことを意
味している。この方法により得られた復調信号を半クロ
ツク遅延回路などを用いて復調信号クロックを再現しよ
うとした場合、雑音成分が入り込んでいるため、再現さ
れた復調信号クロックにおいても高い信号対雑音比を得
ることはできない。

（３）発明の目的 ディジタル位相変調された信号をイメージ抑圧変換器を
用いて搬送波の両側帯波に分離し両信号とおしの相関を
とる構造が特徴であり、その目的は両側帯波に独立に人
っている雑音成分を除去し信号対雑音比の改善された復
調信号を得ることである。

（４）発明の構成及び作用の説明 位相変調の場合、変調された信号５（ｔ）は次式のよう
に表される。

５（ｔ）＝ｃｏｓ［Ｋｐ＊Ｇ（ｔ、）コ＊ｃｏｓ（ω　
ｔ）−ｓｉｎ［Ｋｐ＊Ｇ（ｔ）］＊５ｉｎ（ｃ、＋　ｔ
）ここでωは搬送波角周波数を、変調位相角ｋｐ十Ｇ（
ｔ）は、　ｌ　ｋｐ＊Ｇ（ｔ）　ｌ≦７７　［ｒａｄ］
となるようにとられる。

この変調信号５（ｔ）は、互いに９０度位相の異なる正
弦搬送波を位相（扁移量の正弦及び余弦でｌｎＱ送波抑
圧型両側帯波変調し、それらを合成することにより得ら
れる。２相位相変調（ディジタル位相変調）の場合、位
相差がπラジアンであるためにρ＊Ｇ（ｔ）が０または
πとなる。よって変調信号は、５（ｔ）＝±Ａ（ｔ）＊
ｃｏｓ（ｔ、＋　ｔ）Ａ（ｔ）は、振幅１の短形関数 となり皿送波信号は、両極数の短形パルスで搬送波抑圧
型両側帯波変調して得られる。したがってディジタル位
相変調された信号は、搬送波抑圧型両側帯波信号と同様
に扱うことができる。この信号は、順送波信号の両脇に
Ａ（ｔ）により分散された信号となる。

第２図に示したのが両側帯波相閏型信号腹調回路の例で
ある。１は分配器、２は９０度位相乗算器、３は同一位
相乗算器、４は９０度分配器、５は９０度位相器、６は
加算器、７は減算器、８は低域通過濾波器、９はＡＮＤ
回針、ＩＯはＥＸＯＲ回路、１１はターイミング補正回
路、１２はラッチ回路である。変調信号を１から７によ
り構成されたイメージ抑圧混合器（Ｉ　ＲＭ：　Ｉｍａ
ｇｅ　Ｒｅｊｅｃｔｉｏｎ　Ｍｉｘｅｒ）を用いて両側
帯波に分離することができる。搬送波再生回路からの基
準ｌＲＣ送波は２分配され１つは、９０度位相乗算器２
で人力信号と乗じられ、その出力が９０度位相器５に印
加される。

他の１つは、同一位相乗算器３で人力信号と乗しられる
。両者が加算され上側側帯波を減算され下側側帯波を抽
出する。

基２＃、慝送波との位相差をφとした場合、変調された
人力信号±Ａ（ｔ）ｃｏｓ（ωｔ＋φ）が２および３の
乗算器に供給され、各々５ｉｎ（ωｔ）およびとｃｏｓ
（ωｔ）乗じられる。したがって乗算器の出力は、次の
ようになる。

乗算器２：±（Ａ／２）［ｓｉｎφ＋５ｉｎ（２ωｔ＋
φ）コ乗算器３：±（Ａ／２）［ｃｏｓφ＋Ｃ０９（２
ＣＡＪ　ｔ＋φ）コ乗舅器２の出力は、９０度位相５に
印加される。

９０度位相器：　＋　（Ａ／２）［ｃｏｓφ＋ｃｏｓ（
２ωｔ＋φ）］この信号は、乗算器３の出力と加ｎ、減
算される。

加算器出カニ　＋Ａ［ｃｏｓφ＋ｃｏｓ（２ｕ　ｔ＋φ
）コ減算器出カニ　−Ａ［ｃｏｓφ＋ｃｏｓ（２ωｔ＋
φ）］＝Ａ［ｃｏｓφ＋ｃｏｓ（２ωｔ＋φ）コごの式
は、加算出力に基準ＩＧΩ送波の上側側帯波が、減算出
力に基準搬送波の下側側帯波が第３図に示すように鏡像
のような形で得られることを、意味している。

低域通過濾波器日の出力では、両者ともＡｃｏｓφとな
る。この時の基準１般送波は、２乗回路またはコスタス
ループ回路などにより再生された再生搬送波を用いる。

受信信号には雑音が含まれているため、低域通過濾波器
８を通過した後の復調成分にも信号と同様に加算出力に
基準搬送波の上側側帯波が、減算出力に基準搬送波の下
側側帯波の雑音成分が含まれている。

上側側帯波：　Ａｃｏｓφ＋Ｎｕ 下側側帯波：　Ａｃｏｓφ十Ｎし ここで、ＮＵ、　ＮＬは雑音の上側側帯波と下側側帯波
を表す。

つまり両側帯波信号の中には、Ａ（ｔ）信号が同一位相
関係で含まれており、雑音成分は両側帯波に分離されて
いる。この時、雑音成分の両側帯波成分ＮｕとＮＬは全
く独立であり相関関係を持たない。

このことは、ＡＮＤ回路９により両側帯波の相関をとり
、ＥＸＯＲ回路１０、ラッチ回路１２により共通部分を
検出することにより、第４図に示すように両側帯波に独
立に人っている雑音成分を除去し信号対雑音比の散着さ
れた復調信号を得ることができることを意味している。

なお、このランチ回路１２の前段には、ＡＮＤ回路９と
ＥＸＯＲ回路１０とのタイミングを補正する回路１１が
置かれている。これにより、半クロツク遅延回路などに
よる復調信号クロック再生時に生じがちであった信号対
雑音比の劣化を抑えることができる。

更にこの回路にクロック再生回路を付加し、復調信号を
サンプリングしなおすとり・ンタの少ない高信号対雑音
比の復調信号が得られる。

（５）効果の説明 この方法によれば、高い信号対雑音比の復調信号を得る
ことができる。このため、復調信号クロフクなどの再生
に有利であり通信、衛星を用いた測地などの分野に応用
可能である。

【図面の簡単な説明】

第１図にコスタスループ回路の例を示す。１は分配器、
２は９０度位相乗算器、３は同一位相乗算器、４は９０
度分配器、５は低域通過濾波器、６は電圧制御ａ発垢器
、７はループフィルタ、８は第３乗算器である。 第２図に今回の回路の例を示す。１は分配器、２は９０
度位相乗算器、３は同一位相乗算器、４は９０度分配器
、５は９０度移相器、６は加算器、７は減算器、８は低
域通過濾波器、９はＡＮＤ回路、１０はＥＸＯＲ回路、
１１はタイミング補正回路、１２はラッチ回路である。 第３図にイメージ抑圧混合器（Ｉ　ＲＭ：　Ｉｍａｇｅ
Ｒｅ、＋ｅｃｔｉｏｎ　Ｍｉｘｅｒ）により両側帯波に
分離される様子を示す。 第４図に両側帯波に分離された信号とおしの相関による
信号対雑音比の向上の様子を示す。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. ディジタル位相変調された信号の両側帯波の相関をとる
   ことにより共通成分でない雑音を除去することを特徴と
   するディジタル位相変調方式における両側帯波相関型信
   号復調法