JPH02155468A - スイッチング回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、スイッチングレギュレータ等に於けるスイッ
チング回路に関するものである。

トランジスタ等のスイッチング素子を用いて、トランス
の一次巻線等のインダクタンスを含む負荷回路のスイッ
チングを行うスイッチング回路に於いては、スイッチン
グに伴って発生するサージ電圧から、スイッチング素子
を保護する必要があり、又トランジスタ等のスイッチン
グ素子のスイッチングに伴う損失を低減することが要望
されている。

〔従来の技術〕

スイッチングレギュレータに於いては、バイポーラトラ
ンジスタや電界効果トランジスタ等のスイッチング素子
により、トランスの一次巻線に供給する電流をスイッチ
ングするものであり、このようなスイッチング動作を行
うスイッチング回路に於いては、スイッチング素子のタ
ーンオフ時に生じるサージ電圧を抑制してスイッチング
素子を保護する為に、抵抗とコンデンサとの直列回路を
スイッチング素子に並列に接続した所謂スナバ回路が設
けられている。

このような従来例のスナバ回路は、スイッチング素子の
オン、オフに従ってコンデンサの充放電が行われ、その
度に抵抗に充放電電流が流れて損失となる。従って、ス
イッチング周波数を高くするに従って抵抗による損失が
増大する。そこで、第４図に示すようにスイッチングレ
ギュレータに適用したスイッチング回路が先に提案され
ている（特願昭６２−１６４０５３号参照）。同図に於
いて、６１は主スイッチング素子としての電界効果トラ
ンジスタ、６３は副スイッチング素子としての電界効果
トランジスタ、６２はコンデンサ、６４．６５はダイオ
ード、６６はチョークコイル、６７は駆動トランス、６
８は駆動回路、６９は直流を源、７０は主トランス、７
１．７２は整流用のダイオード、７３．７４は平滑用の
チョークコイル及びコンデンサである。

トランス７０の二次巻線に接続されたダイオード７１．
７２及びチョークコイル７３とコンデンサ７４とからな
る整流平滑回路の出力電圧が駆動回路６８により検出さ
れ、出力電圧が設定値となるように、駆動トランス６７
を介して電界効果トランジスタ６１のオン、オフの制御
が行われる。

又電界効果トランジスタ６３も同時にオン、オフ制御さ
れる。従って、電界効果トランジスタ６１のターンオフ
時のサージ電圧は、ダイオード６４を介してコンデンサ
６２に印加され、又電界効果トランジスタ６３のターン
オンにより、コンデンサ６２の充電電荷は、ダイオード
６５を介して、チョークコイル６６との直列共振回路に
於ける共振電流として直流電源６９に帰還される。

第５図は前述の第４図の動作説明図であり、（ａｌは電
界効果トランジスタ６１のドレイン・ソース間電圧、（
ｂ）は電界効果トランジスタ６１のドレイン電流、（Ｃ
）はチョークコイル６６に流れる電流、（ｄ）はコンデ
ンサ６２の端子電圧、（ｅｌは電界効果トランジスタ６
１のスイッチング損失を示す。

電界効果トランジスタ６１がオンとなると、そのドレイ
ン・ソース間電圧はほぼ０となり、ドレイン電流は次第
に上昇する。又電界効果トランジスタ６３も同時にオン
となり、コンデンサ６２とチョークコイル６６との直列
共振電流の半波が、ダイオード６５を介して（Ｃ）に示
すように流れる。

即ち、コンデンサ６２の充電電荷が直流電源６９に帰還
され、コンデンサ６２の端子電圧は！ｄ）に示すように
ほぼ０となる。

次に、電界効果トランジスタ６１．６３がオフとなると
、電界効果トランジスタ６１のドレイン・ソース間電圧
は、ダイオード６４を介してコンデンサ６２に印加され
る。このコンデンサ６２の端子電圧は、（ｄｌに示すよ
うに、電界効果トランジスタ６１がオフとなる直前にＯ
■となっているから、電界効果トランジスタ６１のドレ
イン・ソース間電圧の上昇を抑制することができる。又
このコンデンサ６２に対する充放電は、抵抗を介して行
われるものではないので、電界効果トランジスタ６１の
スイッチング周波数を高くしても、損失が特に増大する
ことはない。

〔発明が解決しようとする課題〕

第４図に示す先に提案されたスイッチング回路に於いて
は、コンデンサ６２の充電電荷を直流電源６９に帰還す
るものであるから、無損失でスイッチング素子としての
電界効果トランジスタ６１の保護を行うことができる。

しかし、実際には、電界効果トランジスタ６１と並列に
、ダイオード６４とコンデンサ６２との直列回路を接続
することになり、その接続の為のリード・インダクタン
ス及びダイオード６４の順方向回復特性（順方向電流の
立上り遅れ特性）により、電界効果トランジスタ６１の
ドレイン・ソース間のサージ電圧を完全に吸収すること
ができないことになる。

又コンデンサ６２の端子電圧は、共振半波電流によって
ほぼ０■とすることができるが、電界効果トランジスタ
６１の寄生容量の充電電荷は放電されないので、ターン
オン時にその電荷が放電することになり、次式に示す損
失Ｐ、が生じる。

Ｐ　Ｌ−’Ａ　Ｃｏ５ｔ　Ｖ”　ｆ　　　　　　　　−
（１）なお、ｃｏｓｓは電界効果トランジスタ６１の出
力容量、■は電界効果トランジスタ６１のターンオン直
前のドレイン・ソース間の電圧、ｆはスイッチング周波
数である。

従って、（１）式に示す損失は、スイッチング周波数ｆ
が低い時には余り問題とならないが、スイッチングレギ
レータに於ける高周波化に伴って、スイッチング周波数
を高くすると、それに伴って無視できないものとなる。

本発明は、スイッチング周波数を高くした場合の前述の
問題点を解決することを目的とするものである。

〔課題を解決するための手段〕

本発明のスイッチング回路は、バイポーラトランジスタ
や電界効果トランジスタ等のスイッチング素子を用いた
スイッチング回路に於けるサージ電圧の抑制並びに損失
の低減を行うものであり、第１図を参照して説明する。

バイポーラトランジスタや電界効果トランジスタ等から
なる主スイッチング素子ｌと並列に接続した第１のコン
デンサ２と、主スイッチング素子１がオフの時に充電さ
れた第１のコンデンサ２の充電電荷を、主スイッチング
素子１をオンとする直前にオンとして放出させ、その後
にオフとする副スイッチング素子３と、この副スイッチ
ング素子３に直列に接続した第１のダイオード９と、こ
の副スイッチング素子３をオンとした時に、第１のコン
デンサ２と共に直列共振回路を構成して、第１のコンデ
ンサ２の充電電荷を共振半サイクル電流により転送する
第１のインダクタンス４と第２のコンデンサ５とからな
る直列回路と、この直列回路に並列に接続し、共振半サ
イクル電流が流れた後に、第２のコンデンサの充電極性
を反転させる共振電流を流す為の第２のインダクタンス
６と第２のダイオード７とからなる直列回路とを備えて
おり、トランス１１、ダイオード１２．１３、チラーク
コイル１４、コンデンサ１５等からなる負荷回路ｌＯに
直流電源１６から供給する電流をスイッチングするもの
である。

又ダイオード８は、第１のコンデンサ２の端子電圧が逆
極性となることを防ぐものであるが、スイッチング素子
１を電界効果トランジスタとした時の寄生ダイオードを
利用することができるものである。

〔作用〕

主スイッチング素子ｌは、図示を省略した駆動回路によ
りオン、オフのスイッチング制御が行われるものであり
、第２図を参照して第１図の作用を説明する。第２図の
（ａ）は第１のコンデンサ２の端子電圧、（ｂ）は第１
のインダクタンス４に流れる電流、（ｅ）は第２のコン
デンサ５の端子電圧、（ｄ＋は副スイッチング素子３の
オン、オフ、（ｅｌは主スイッチング素子１のオン、オ
フのそれぞれスイッチング動作を示す。

時刻ｔ１に、副スイッチング素子３が（ｄ）に示すよう
にオンとなると、第１のダイオード９と第１のコンデン
サ２と第１のインダクタンス４と第２のコンデンサ５と
の直列共振回路が形成されて、第１のコンデンサ２の充
電電圧による共振電流が（ｂｌに示すように流れ、第１
のコンデンサ２の端子電圧は低下し、第２のコンデンサ
５の端子電圧は、（Ｃ）に示すように、負極性から正極
性に向かって上昇する。

時刻ｔ２に共振電流が最大となり、又第１のコンデンサ
２の充電電荷が放出されて端子電圧がＯ■となり、更に
継続して電流が流れることにより、第１のコンデンサ２
の端子電圧が反転しようとすると、ダイオード８を介し
てその電流が流れるから、第１のコンデンサ２の端子電
圧はＯ■のままとなる。そして、時刻ｔ３に主スイッチ
ング素子１を（ｅ）に示すようにオンとすると、第１の
コンデンサ２の充電電荷は完全に放出されているから、
第１のスイッチング素子１にコンデンサ２の放電電流に
よるサージ電流が流れることはない。

又時刻ｔ４に第２のコンデンサ５の端子電圧が最大とな
り、共振電流の方向が反転することになるが、第１のダ
イオード９により逆方向の共振電流は阻止されるから、
共振半サイクルの電流が（ｂ）に示すように流れること
になる。

又時刻ｔ４に第２のコンデンサ５の端子電圧が最大とな
り、第１のインダクタンス４を介して流れる電流の方向
が反転することになるが、第１のダイオード９により阻
止されるから、第２のコンデンサ５の充電電圧による反
対方向の電流は、第１のインダクタンス４と第２のイン
ダクタンス６と第２のダイオード７との閉回路に流れる
ことになり、時刻ｔ５に副スイッチング素子３をオフと
しても、継続して閉回路に共振電流が流れる。この場合
の共振周波数を比較的低く選定することにより、（ｂｌ
の時刻ｔ４〜ｔ６に示す負極性の電流が流れ、第２のコ
ンデンサ５の端子電圧は時刻ｔ６には（Ｃ）に示すよう
に負極性となる。

従って、時刻ｔ７に主スイッチング素子１をオフとする
と、第１のコンデンサ２の充電電荷は０であるから、イ
ンダクタンスを含む負荷回路１０によるサージ電圧を確
実に抑圧することができると共に、抵抗を介して充放電
されるものではないから、損失が増加することはない、
文筆２のコンデンサ５は、負極性となっているから、次
に副スイッチング素子３がオンした時に共振電流が流れ
て、第１のコンデンサ２の充電電荷を確実に放出させる
ことができると共に、直流電源１６からトランス１１の
一次巻線及び第１のインダクタンス４を介して第２のコ
ンデンサ５に電流が流れる為に、トランス１１等のイン
ダクタンスによって生じたサージエネルギは、トランス
１１の二次巻線から負荷へ供給されて消費される。従っ
て、サージエネルギが無限に第２のコンデンサ５に蓄積
されることはない。

〔実施例〕

以下図面を参照して本発明の実施例について詳細に説明
する。

第３図は本発明の実施例のブロック図であり、スイッチ
ング素子として電界効果トランジスタを用いたスイッチ
ングレギュレータを示す。同図に於いて、２１は主スイ
ッチング素子１に対応する電界効果トランジスタ、２２
は第１のコンデンサ２に対応するコンデンサ、２３は副
スイッチング素子３に対応する電界効果トランジスタ、
２４゜２６は第１及び第２のインダクタンス４．６に対
応するインダクタンス、２５は第２のコンデンサ５に対
応するコンデンサ、２７は第２のダイオード７に対応す
るダイオードである。

又２８は第１のダイオード９に対応するダイオード、２
９は直流電源、３０．３２は電界効果トランジスタ２１
．２３のドレイン・ソース間の寄生コンデンサ、３１．
３３はドレイン・ソース間に形成される寄生ダイオード
、３４はトランス、３５．３６は整流用ダイオード、３
７．３８は平滑用チラークコイル及びコンデンサ、３９
〜４３は抵抗、４４はツェナーダイオード、４５は差動
増幅器、４６はホトカブラ、４７は三角波発生器、４８
は比較回路、４９は単安定マルチバイブレータ、５０は
駆動回路、５１は遅延回路、５２は駆動回路、ＶＣＣは
制御回路の電源電圧である。

トランス３４の二次巻線に接続されたダイオード３５．
３６と、チョークコイル３７と、コンデンサ３８とから
なる整流平滑回路の出力電圧は、抵抗３９．４０により
分割され、ツェナーダイオード４４による基準電圧と差
動増幅器４５により比較され、その差に対応した出力信
号がホトカプラ４５のホトダイオードに加えられ、その
ホトダイオードと光学的に結合されたホトトランジスタ
の出力信号と、三角波発生器４７からの三角波信号とが
比較回路４８により比較され、その比較出力信号はパル
ス幅制御信号となり、単安定マルチバイブレータ４９と
遅延回路５１とに加えられ、単安定マルチパイプレーク
４９の出力信号は駆動回路５０に、遅延回路５１の出力
信号は駆動回路５２にそれぞれ加えられる。

単安定マルチバイブレータ４９は、例えば、第２図に於
ける時刻ｔ１〜ｔ５の期間のパルスを出力するもので、
電界効果トランジスタ２３は、この期間だけオンとなる
。又遅延回路５１は、例えば、第２図に於ける時刻ｔ１
〜（３の期間の遅延時間を有し、電界効果トランジスタ
２３がオンとなった後、電界効果トランジスタ２１はオ
ンとなり、そのオンの期間は、パルス幅制御信号による
パルス幅に対応したものとなる。従って、主スイッチン
グ素子としての電界効果トランジスタ２１がオンとなる
直前に、副スイッチング素子としての電界効果トランジ
スタ２３をオンとすることができる。

電界効果トランジスタ２３がオンとなると、コンデンサ
２２．寄生コンデンサ３０に蓄積された電荷が、インダ
クタンス２４．コンデンサ２５゜ダイオード２８の経路
で放出され、その時に、コンデンサ２２，３０．２５と
インダクタンス２４と第１のダイオード２８とによる直
列共振回路が形成されることになり、この直列共振回路
のインピーダンスが低いことと、インダクタンス２６を
選定することとにより、インダクタンス２６側には電流
が流れず、インダクタンス２４側に流れる共振電流によ
ってコンデンサ２２．３０の充電電荷がコンデンサ２５
に転送され、且つコンデンサ２２．３０は寄生ダイオー
ド３１により逆極性の充電が阻止される。この寄生ダイ
オード３１を有しないスイッチング素子は、第１図に示
すように、ダイオード８を接続するものである。

そして、コンデンサ２５の充電電荷による電流が逆方向
に流れようとしても、ダイオード２８により阻止される
ことから、コンデンサ２５の充電電荷による電流は、イ
ンダクタンス２４．２６及びダイオード２７の閉回路に
流れることになる。

この場合も共振電流として流れ、コンデンサ２５の端子
電圧は逆極性となる。

そして、電界効果トランジスタ２１がオンとなると、直
流電源２９からトランス３４の一次巻線に電流が流れ、
その二次巻線に電圧が誘起され、整流平滑回路により整
流されて平滑化され、直流の出力電圧となる。この場合
の直流電源２９は、交流電源を整流平滑化した構成とす
ることができるものである。

又電界効果トランジスタ２１がオンとなった時は、コン
デンサ２２．３０の充電電荷は０であるから、電界効果
トランジスタ２１に放電サージ電流が流れることはない
。又電界効果トランジスタ２１がオフとなると、コンデ
ンサ２２．３０の充ｔ［荷は０であるから、トランス３
４等によるインダクタンスによって生じたサージ電圧を
確実に吸収することが可能となる。

又コンデンサ２５の端子電圧は逆極性となっているから
、次に電界効果トランジスタ２３がオンとなった時に、
コンデンサ２２．３０の充電電荷を確実にコンデンサ２
５に転送することが可能となると共に、直流電源２９か
らトランス３４の一次ｔ’ｆ％ｉｌ及びインダクタンス
２４を介してコンデンサ２５に電流が流れる為、トラン
ス３４等のインダクタンスによって生じるサージエネル
ギは、トランス３４の二次巻線から負荷へ供給されて消
費されることになり、サージエネルギが無限にコンデン
サ２５に蓄積されるようなことはない。

前述のように、電界効果トランジスタ２１等のスイッチ
ング素子と並列にコンデンサ２２を接続して、サージ電
圧を抑圧するものであり、各種の構成のスイッチングレ
ギュレータに適用することができる。又各種の負荷回路
をスイッチングする回路にも適用することができるもの
である。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明は、主スイッチング素子ｌ
に並列に第１のコンデンサ２を接続したことにより、主
スイッチング素子１をオフとした時のサージ電圧が発生
しても、リードインダクタンス等による影響及び抵抗に
よる損失を生じることなく、確実にそのサージ電圧を吸
収することができる。

文筆１のコンデンサ２の充電電荷は、副スイッチング素
子３と、第１のダイオード９と、第１のインダクタンス
４と第２のコンデンサ５とによる共振半サイクルの電流
により完全に放出することができる。この場合、主スイ
ッチング素子１の寄生容量の充電電荷も完全に放出する
できることになる。又充電電荷の放出は、共振半サイク
ル電流により行われ、比較的短時間で行うことができる
から、主スイッチング素子１のオン、オフ期間の制御に
於ける制約が少ない利点がある。

文筆２のコンデンサ５の端子電圧は、第２のインダクタ
ンス６と第２のダイオード７とを含む閉回路に流れる共
振電流によって逆極性とするもので、従って、第１のコ
ンデンサ２の充電電荷の放出を確実に行うことができる
。

従って、スイッチング周波数を高くしても、コンデンサ
２の充放電による損失は原理的には存在しないので、ス
イッチングレギュレータに適用した場合には、高周波化
により装置の小型化を図ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の原理説明図、第２図は本発明の動作説
明図、第３図は本発明の実施例のブロック図、第４図は
先に提案されたスイッチング回路、第５図は第４図の動
作説明図である。 １は主スイッチング素子、２は第１のコンデンサ、３は
副スイッチング素子、４は第１のインダクタンス、５は
第２のコンデンサ、６は第２のインダクタンス、７は第
２のダイオード、８はダイオード、９は第１のダイオー
ド、１０は負荷回路１１はトランスである。 特許出願人　　富士通電装株式会社 代理人弁理士　　　相　谷　昭　司 代理人弁理士　　　渡　邊　弘　− 本発明の原理説明図 第１図 本発明の動作説明図 第２図 第４図 第４図の動作説明図 第５図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 主スイッチング素子（１）によりインダクタンスを含む
   負荷回路のスイッチングを行うスイッチング回路に於い
   て、 前記主スイッチング素子（１）と並列に接続した第１の
   コンデンサ（２）と、 前記主スイッチング素子（１）がオフの時に充電された
   前記第１のコンデンサ（２）の電荷を、前記主スイッチ
   ング素子（１）をオンとする直前にオンとして放出させ
   、その後にオフとする副スイッチング素子（３）と、 該副スイッチング素子（３）に直列に接続した第１のダ
   イオード（９）と、 前記副スイッチング素子（３）をオンとした時に、前記
   第１のコンデンサ（２）と共に直列共振回路を構成して
   、前記第１のコンデンサ（２）の充電電荷を共振半サイ
   クル電流により転送する第１のインダクタンス（４）と
   第２のコンデンサ（５）とからなる直列回路と、 該直列回路に並列に接続し、前記共振半サイクル電流が
   流れた後に前記第２のコンデンサ（５）の充電極性を反
   転させる共振電流を流す為の第２のインダクタンス（６
   ）と第２のダイオード（７）とからなる直列回路と を備えたことを特徴とするスイッチング回路。