JPH0210616B2 - - Google Patents
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- JPH0210616B2 JPH0210616B2 JP57166766A JP16676682A JPH0210616B2 JP H0210616 B2 JPH0210616 B2 JP H0210616B2 JP 57166766 A JP57166766 A JP 57166766A JP 16676682 A JP16676682 A JP 16676682A JP H0210616 B2 JPH0210616 B2 JP H0210616B2
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- 230000005684 electric field Effects 0.000 claims description 7
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 abstract 1
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
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- 239000004020 conductor Substances 0.000 description 3
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
- H03J1/00—Details of adjusting, driving, indicating, or mechanical control arrangements for resonant circuits in general
- H03J1/0008—Details of adjusting, driving, indicating, or mechanical control arrangements for resonant circuits in general using a central processing unit, e.g. a microprocessor
- H03J1/0091—Details of adjusting, driving, indicating, or mechanical control arrangements for resonant circuits in general using a central processing unit, e.g. a microprocessor provided with means for scanning over a band of frequencies
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
- H03G3/34—Muting amplifier when no signal is present or when only weak signals are present, or caused by the presence of noise signals, e.g. squelch systems
- H03G3/344—Muting responsive to the amount of noise (noise squelch)
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Hardware Design (AREA)
- Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
- Monitoring And Testing Of Transmission In General (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、受信機のFM復調回路に、中間周波
数帯域幅内にあつてステレオ多重信号より上の比
較的小さい帯域幅を有する選択フイルタを後置接
続し、該フイルタの出力を積分段に供給し、該積
分段の出力をレベル比較段の入力と結合し、該レ
ベル比較段の出力信号が送信局サーチ回路または
アンテナ・ダイバーシチ回路を有する制御回路を
制御する型式のFM受信機のアンテナにおける受
信品質を測定する回路装置に関する。
数帯域幅内にあつてステレオ多重信号より上の比
較的小さい帯域幅を有する選択フイルタを後置接
続し、該フイルタの出力を積分段に供給し、該積
分段の出力をレベル比較段の入力と結合し、該レ
ベル比較段の出力信号が送信局サーチ回路または
アンテナ・ダイバーシチ回路を有する制御回路を
制御する型式のFM受信機のアンテナにおける受
信品質を測定する回路装置に関する。
送信局サーチ（探索）受信方式またはアンテ
ナ・ダイバーシチ受信方式においては、その都度
設定される送信局／アンテナを受信品質に関して
チエツクする必要がある。公知の回路装置におい
ては、受信品質の尺度となる量として、受信機の
HF（高周波）入力レベルが用いられている。こ
の場合、慣用の送信局サーチ方式であるか或いは
受信している送信局のHF入力レベルが、前に記
憶されている別の送信局のHFレベル値と比較さ
れる送信局周波数記憶機能を具備した送信局サー
チ受信方式であるかは全く問題ではない。
ナ・ダイバーシチ受信方式においては、その都度
設定される送信局／アンテナを受信品質に関して
チエツクする必要がある。公知の回路装置におい
ては、受信品質の尺度となる量として、受信機の
HF（高周波）入力レベルが用いられている。こ
の場合、慣用の送信局サーチ方式であるか或いは
受信している送信局のHF入力レベルが、前に記
憶されている別の送信局のHFレベル値と比較さ
れる送信局周波数記憶機能を具備した送信局サー
チ受信方式であるかは全く問題ではない。
西独特許第159144号明細書から、２つの受信系
統を備えかつ自動切換装置を備えている受信装置
が知られており、該切換装置により送信局に対し
て同じ変調内容に同調されている受信系統を常に
閉成するようにして、より良好な受信品質を得て
いる。この場合、切換装置は、高周波数入力レベ
ルを比較するレベル比較装置ならびに変調比較装
置を介して、交番的に、常に、より良好な受信品
質を与える受信系統が同調しその低周波（LF）
出力が閉路されるようにすると共に、他方他の受
信系統は探索もしくはサーチを行なうように制御
されている。
統を備えかつ自動切換装置を備えている受信装置
が知られており、該切換装置により送信局に対し
て同じ変調内容に同調されている受信系統を常に
閉成するようにして、より良好な受信品質を得て
いる。この場合、切換装置は、高周波数入力レベ
ルを比較するレベル比較装置ならびに変調比較装
置を介して、交番的に、常に、より良好な受信品
質を与える受信系統が同調しその低周波（LF）
出力が閉路されるようにすると共に、他方他の受
信系統は探索もしくはサーチを行なうように制御
されている。
上記の公知の回路装置は、受信品質が電界強度
したがつてまたHFレベルに比例すると言う事実
から出発している。しかしながら、受信品質が電
界強度およびHFレベルに比例すると言う事実
は、理想的な受信状態もしくは情況が存在する場
合のしみしか当嵌らない。例えば、多重受信方式
のカーラジオの場合には、走行中に反射によつて
惹起される障害が非常に耳障りになる。このよう
な受信々号の品質は、HF入力レベルでは、特に
該レベルがUSW（超短波）部分の制限器が有効と
になるほど高い場合には、最早や測定不可能であ
る。高いHF入力レベルを有する信号を完全に受
信から締出し、他方低いHF入力レベルを有する
信号だけを受信するようにすることは可能であ
る。特にカーラジオの場合には、HF入力レベル
を基にしての受信信号の品質の満足の行く判断は
ほとんど不可能である。本発明の目的には、冒頭
に記述した形式の回路装置においては、電界強度
の小さい領域では増幅器に制限作用を施すと有効
成分が妨害信号よりもより尽速に減衰してしまう
ために、見掛け上良好な品質に対する受信品質の
尺度が歪んでしまうという欠点を除去することで
ある。
したがつてまたHFレベルに比例すると言う事実
から出発している。しかしながら、受信品質が電
界強度およびHFレベルに比例すると言う事実
は、理想的な受信状態もしくは情況が存在する場
合のしみしか当嵌らない。例えば、多重受信方式
のカーラジオの場合には、走行中に反射によつて
惹起される障害が非常に耳障りになる。このよう
な受信々号の品質は、HF入力レベルでは、特に
該レベルがUSW（超短波）部分の制限器が有効と
になるほど高い場合には、最早や測定不可能であ
る。高いHF入力レベルを有する信号を完全に受
信から締出し、他方低いHF入力レベルを有する
信号だけを受信するようにすることは可能であ
る。特にカーラジオの場合には、HF入力レベル
を基にしての受信信号の品質の満足の行く判断は
ほとんど不可能である。本発明の目的には、冒頭
に記述した形式の回路装置においては、電界強度
の小さい領域では増幅器に制限作用を施すと有効
成分が妨害信号よりもより尽速に減衰してしまう
ために、見掛け上良好な品質に対する受信品質の
尺度が歪んでしまうという欠点を除去することで
ある。
特許請求の範囲第１項記載の構成に由る受信品
質を測定するための本発明の回路装置は次のよう
な利点を斎らす。即ち該装置で電界強度の小さい
領域で現われる受信品質の尺度の歪みを減少でき
ると言う利点である。なお特許請求の範囲第２項
記載の構成によれば、電子的に制御可能なレベル
調整装置の特に単純な構造が可能となる。
質を測定するための本発明の回路装置は次のよう
な利点を斎らす。即ち該装置で電界強度の小さい
領域で現われる受信品質の尺度の歪みを減少でき
ると言う利点である。なお特許請求の範囲第２項
記載の構成によれば、電子的に制御可能なレベル
調整装置の特に単純な構造が可能となる。
以下、本発明の実施例を示す添付図面を参図し
て詳細に説明する。
て詳細に説明する。
第１図にブロツク回路図で示されているステレ
オ受信用のUSWサーサ（超短波探索式）受信機
は、USW同期回路１と、送信局探索用の制御回
路２と、IF（中間周波数）増幅器３と、FM（周波
数変調）変調器４と、ステレオ・デコーダ５と、
LF（低周波）増幅器６を公知の仕方で備えてい
る。FM復調器４の出力端は、ステレオ多重信号
より上でIF帯域幅内に通過帯域周波数を有する
選択フイルタ７および電子的ゲート・スイツチ８
を介して第１の整流器段９に接続されている。該
整流器９には、電子的に制御可能なレベル調整回
路１００を介して、レベル比較段１０が後置接続
されている。レベル調整回路１００の制御入力端
は、整流器段１０１を介してIF増幅器３に接続
されている。FM復調器４の出力端はさらに、ロ
ーパス・フイルタ１１を介して、当接触整流器と
して構成されている第２の整流器段１２に接続さ
れており、この第２の整流器段１２の出力信号は
電子ゲート・スイツチ８を作動させる。レベル比
較段１０の出力端および別の入力端は、導体Ａお
よびＢを介して、送信局サーチ（探索）用の制御
回路２に接続されている。
オ受信用のUSWサーサ（超短波探索式）受信機
は、USW同期回路１と、送信局探索用の制御回
路２と、IF（中間周波数）増幅器３と、FM（周波
数変調）変調器４と、ステレオ・デコーダ５と、
LF（低周波）増幅器６を公知の仕方で備えてい
る。FM復調器４の出力端は、ステレオ多重信号
より上でIF帯域幅内に通過帯域周波数を有する
選択フイルタ７および電子的ゲート・スイツチ８
を介して第１の整流器段９に接続されている。該
整流器９には、電子的に制御可能なレベル調整回
路１００を介して、レベル比較段１０が後置接続
されている。レベル調整回路１００の制御入力端
は、整流器段１０１を介してIF増幅器３に接続
されている。FM復調器４の出力端はさらに、ロ
ーパス・フイルタ１１を介して、当接触整流器と
して構成されている第２の整流器段１２に接続さ
れており、この第２の整流器段１２の出力信号は
電子ゲート・スイツチ８を作動させる。レベル比
較段１０の出力端および別の入力端は、導体Ａお
よびＢを介して、送信局サーチ（探索）用の制御
回路２に接続されている。
第１図に示した本発明の実施例の詳細は、第２
図に示されている。なお第１図で用いた参照数字
は第２図においても同じ要素を表わすのに用いら
れている。選択フイルタとしては、抵抗Ｒ１ない
しＲ６、コンデンサＣ１ないしＣ３，トランジス
タＴ１，Ｔ２ならびにインダクタンスコイルＬか
ら構成された選択増幅器が設けられており、該増
幅器の振動回路Ｃ２／Ｌは、約Ｑ＝10の品質で約
150KHzの周波数に同調されている。この選択フ
イルタ７としての働きをなす増幅器の出力端は、
コンデンサＣ４を介して、第１の演算増幅器Ｖ１
の抵抗Ｒ７を介して正の基準電源Urefに接続され
ている反転入力端に接続されている。さらに、ゲ
ート回路８として働きをなす演算増幅器Ｖ１の出
力端は、ダイオードＤ１のアノードに接続されて
おり、該ダイオードＤ１のカソードは抵抗器Ｒ８
を介して、アースに接続されている充電コンデン
サＣ５に接続されている。なお該コンデンサＣ５
には、抵抗Ｒ９が並列に接続されている。抵抗Ｒ
８およびＲ９に接続されている積分回路として形
成されたコンデンサＣ５の端は、第２の演算増幅
器Ｖ２の反転入力端に接続されており、該第２の
演算増幅器Ｖ２は後続のトランジスタＴ３、表示
ランプおよび調整可能な分圧器Rxと共にレベル
比較段１０を構成している。なお、分圧器Rxの
タツプは抵抗Ｒ１０を介して演算増幅器Ｖ２の反
転入力端に接続されている。
図に示されている。なお第１図で用いた参照数字
は第２図においても同じ要素を表わすのに用いら
れている。選択フイルタとしては、抵抗Ｒ１ない
しＲ６、コンデンサＣ１ないしＣ３，トランジス
タＴ１，Ｔ２ならびにインダクタンスコイルＬか
ら構成された選択増幅器が設けられており、該増
幅器の振動回路Ｃ２／Ｌは、約Ｑ＝10の品質で約
150KHzの周波数に同調されている。この選択フ
イルタ７としての働きをなす増幅器の出力端は、
コンデンサＣ４を介して、第１の演算増幅器Ｖ１
の抵抗Ｒ７を介して正の基準電源Urefに接続され
ている反転入力端に接続されている。さらに、ゲ
ート回路８として働きをなす演算増幅器Ｖ１の出
力端は、ダイオードＤ１のアノードに接続されて
おり、該ダイオードＤ１のカソードは抵抗器Ｒ８
を介して、アースに接続されている充電コンデン
サＣ５に接続されている。なお該コンデンサＣ５
には、抵抗Ｒ９が並列に接続されている。抵抗Ｒ
８およびＲ９に接続されている積分回路として形
成されたコンデンサＣ５の端は、第２の演算増幅
器Ｖ２の反転入力端に接続されており、該第２の
演算増幅器Ｖ２は後続のトランジスタＴ３、表示
ランプおよび調整可能な分圧器Rxと共にレベル
比較段１０を構成している。なお、分圧器Rxの
タツプは抵抗Ｒ１０を介して演算増幅器Ｖ２の反
転入力端に接続されている。
LF帯域通過フイルタ（ローパス・フイルタ）
を形成するコンデンサＣ６，Ｃ７および抵抗Ｒ１
１，Ｒ１２はLF帯域通過フイルタ１１が約200な
いし5000Hzの通過領域を有するようにそれらの値
を選択されている。LF帯域通過フイルタの出力
端子は、第３の演算増幅器Ｖ３の入力端に接続さ
れており、該演算増幅器Ｖ３の反転入力端は基準
電源Urefに接続されている。上記第３の演算増幅
器Ｖ３の出力端は、コンデンサＣ８を介して第４
の演算増幅器Ｖ４の非反転入力端に接続されてお
り、該非反転入力端は抵抗１３を介して接地され
ている。上記第４の演算増幅器Ｖ４の反転入力端
は、エミツタが接地されているトランジスタＴ４
のコレクタに接続されている。第４の演算増幅器
Ｖ４の出力端は、上記反転入力端に接続されてい
るカソードを有するダイオードＤ２のアノードに
接続されている。該ダイオードＤ２のコンデンサ
Ｃ９を経て接地されているカソードは、抵抗Ｒ１
４を介して、ゲート・スイツチ８として設けられ
ている第１の演算増幅器Ｖ１の非反転入力端に接
続されている。なお、該非反転入力端は抵抗Ｒ１
５を介して接地されている。
を形成するコンデンサＣ６，Ｃ７および抵抗Ｒ１
１，Ｒ１２はLF帯域通過フイルタ１１が約200な
いし5000Hzの通過領域を有するようにそれらの値
を選択されている。LF帯域通過フイルタの出力
端子は、第３の演算増幅器Ｖ３の入力端に接続さ
れており、該演算増幅器Ｖ３の反転入力端は基準
電源Urefに接続されている。上記第３の演算増幅
器Ｖ３の出力端は、コンデンサＣ８を介して第４
の演算増幅器Ｖ４の非反転入力端に接続されてお
り、該非反転入力端は抵抗１３を介して接地され
ている。上記第４の演算増幅器Ｖ４の反転入力端
は、エミツタが接地されているトランジスタＴ４
のコレクタに接続されている。第４の演算増幅器
Ｖ４の出力端は、上記反転入力端に接続されてい
るカソードを有するダイオードＤ２のアノードに
接続されている。該ダイオードＤ２のコンデンサ
Ｃ９を経て接地されているカソードは、抵抗Ｒ１
４を介して、ゲート・スイツチ８として設けられ
ている第１の演算増幅器Ｖ１の非反転入力端に接
続されている。なお、該非反転入力端は抵抗Ｒ１
５を介して接地されている。
増幅器として形成されている選択フイルタ７の
出力端には、電圧２倍回路として形成されている
整流回路が接続されており、該整流回路は、ダイ
オードＤ３，Ｄ４、コンデンサＣ１０，Ｃ１１お
よび抵抗Ｒ１６から構成されている。整流回路の
ダイオードＤ３，Ｄ４は、その出力端に発生する
電圧が負に整流されるような極性で接続されてい
る。
出力端には、電圧２倍回路として形成されている
整流回路が接続されており、該整流回路は、ダイ
オードＤ３，Ｄ４、コンデンサＣ１０，Ｃ１１お
よび抵抗Ｒ１６から構成されている。整流回路の
ダイオードＤ３，Ｄ４は、その出力端に発生する
電圧が負に整流されるような極性で接続されてい
る。
整流回路の出力端は抵抗Ｒ１６を介し第２の演
算増幅器Ｖ２の非反転入力端に接続されている。
なお、該非反転入力端は正の駆動電源＋UVに接
続されている。上記第２の演算増幅器Ｖ２の出力
端は、電子的に制御可能なレベル調整回路１００
を介してトランジスタＴ３のベースに接続されて
いる。レベル調整回路１００の制御入力端は、整
流器段１０１を介して、IF増幅器３に接続され
ている。制御可能なレベル調整回路１００の特に
簡単な実施例が第３図に示されている。このレベ
ル調整回路１００は、本質的に、抵抗形の分圧器
Ｒ１００／Ｒ１０１とダイオードＤ１００とから
形成されている。
算増幅器Ｖ２の非反転入力端に接続されている。
なお、該非反転入力端は正の駆動電源＋UVに接
続されている。上記第２の演算増幅器Ｖ２の出力
端は、電子的に制御可能なレベル調整回路１００
を介してトランジスタＴ３のベースに接続されて
いる。レベル調整回路１００の制御入力端は、整
流器段１０１を介して、IF増幅器３に接続され
ている。制御可能なレベル調整回路１００の特に
簡単な実施例が第３図に示されている。このレベ
ル調整回路１００は、本質的に、抵抗形の分圧器
Ｒ１００／Ｒ１０１とダイオードＤ１００とから
形成されている。
上に述べた受信機において、多重路受の結果と
して、隣接送信局によるシエーデイング、側波帯
妨害、点火妨害等により妨害された信号が受信さ
れると、FM復調器４の出力端には、多重信号領
域より上側の領域、即ち、53kHzよりも上側の両
域において妨害パルスが現われる。増幅器から構
成された選択フイルタ７で、この妨害信号成分は
150kHzの領域で検出されて増幅される。そこで
妨害成分は、コンデンサＣ４および第１の演算増
幅器Ｖ１を介して、充電コンデンサＣ５を充電す
る第１の整流器段９に達する。このコンデンサＣ
５に現われる電圧の大きさが妨害成分の大きさの
尺度となりかつまた受信信号の受信品質の尺度と
もなる。
して、隣接送信局によるシエーデイング、側波帯
妨害、点火妨害等により妨害された信号が受信さ
れると、FM復調器４の出力端には、多重信号領
域より上側の領域、即ち、53kHzよりも上側の両
域において妨害パルスが現われる。増幅器から構
成された選択フイルタ７で、この妨害信号成分は
150kHzの領域で検出されて増幅される。そこで
妨害成分は、コンデンサＣ４および第１の演算増
幅器Ｖ１を介して、充電コンデンサＣ５を充電す
る第１の整流器段９に達する。このコンデンサＣ
５に現われる電圧の大きさが妨害成分の大きさの
尺度となりかつまた受信信号の受信品質の尺度と
もなる。
多重路受信によつて芯起される妨害は搬送波の
LF変調が存在する場合にのみ有害となつて現わ
れる。したがつて、変調休止期間においては測定
を行なわないのが合目的的である。この目的で、
FM復調器の出力端に現われる信号のLF周波数
成分は、LF通過フイルタもしくはローパス・フ
イルタ１１および第３の演算増幅器Ｖ３を介し
て、点接触整流器として形成されている第２の整
流器段１２に供給される。コンデンサＣ９に現わ
れる。直流電圧信号が、LF変調信号が存在する
か否かの表示を与える。LF変調が不在の場合の
復帰時定数は、抵抗Ｒ１４，Ｒ１５およびコンデ
ンサＣ９の値によつて定まる。トランジスタＴ４
の制御入力端を介して、各測定の開始時に、リセ
ツト・パルスにより、実際に、LF再生に関し試
験することができる。
LF変調が存在する場合にのみ有害となつて現わ
れる。したがつて、変調休止期間においては測定
を行なわないのが合目的的である。この目的で、
FM復調器の出力端に現われる信号のLF周波数
成分は、LF通過フイルタもしくはローパス・フ
イルタ１１および第３の演算増幅器Ｖ３を介し
て、点接触整流器として形成されている第２の整
流器段１２に供給される。コンデンサＣ９に現わ
れる。直流電圧信号が、LF変調信号が存在する
か否かの表示を与える。LF変調が不在の場合の
復帰時定数は、抵抗Ｒ１４，Ｒ１５およびコンデ
ンサＣ９の値によつて定まる。トランジスタＴ４
の制御入力端を介して、各測定の開始時に、リセ
ツト・パルスにより、実際に、LF再生に関し試
験することができる。
復調信号が存在する場合には、ダイオードＤ２
から正の電圧が演算増幅器Ｖ１の非反転入力端に
印加される。その結果該演算増幅器Ｖ１はコンデ
ンサＣ１を介して供給される妨害信号を増幅す
る。このようにして増幅されかつダイオードＤ１
により整流された妨害信号は充電コンデンサＣ５
に供給され、周波数、頻度および振幅に従つて積
分される。並列に作用する抵抗Ｒ９およびＲ１０
の合成抵抗値により、測定時間を定める積分期間
が決定される。妨害信号の頻度数が高ければ高い
ほどもしくは該妨信号が定在して現われる場合に
は、それに応じてコンデンサＣ５の直流電圧も高
くなる。
から正の電圧が演算増幅器Ｖ１の非反転入力端に
印加される。その結果該演算増幅器Ｖ１はコンデ
ンサＣ１を介して供給される妨害信号を増幅す
る。このようにして増幅されかつダイオードＤ１
により整流された妨害信号は充電コンデンサＣ５
に供給され、周波数、頻度および振幅に従つて積
分される。並列に作用する抵抗Ｒ９およびＲ１０
の合成抵抗値により、測定時間を定める積分期間
が決定される。妨害信号の頻度数が高ければ高い
ほどもしくは該妨信号が定在して現われる場合に
は、それに応じてコンデンサＣ５の直流電圧も高
くなる。
コンデンサＣ５の充電々圧ならびに調整可能な
分圧器Rxで取出される直流電圧は、第２の演算
増幅器Ｖ２の反転入力端に供給される。受信信号
の妨害レベルが高い場合には、充電コンデンサＣ
５は最大レベルに充電され、妨害の程度を比較す
るために分圧器Rxを介し小さな直流電圧が調整
され、演算増幅器Ｖ２の出力状態の反転、したが
つてトランジスタＴ３の導通および表示ランプ
RAの点灯が行なわれる。妨害が存在しない場合
には、充電コンデンサＣ５は充電コンデンサＣ５
は充電されない。この場合にも表示を得るために
は、分圧器Rxは最大直流電圧に調整されなけれ
ばならない。このようにして、分圧器Rxにより
調整された比較基準電圧の評価によつて、妨害の
レベルもしくは度合を評価することができる。
分圧器Rxで取出される直流電圧は、第２の演算
増幅器Ｖ２の反転入力端に供給される。受信信号
の妨害レベルが高い場合には、充電コンデンサＣ
５は最大レベルに充電され、妨害の程度を比較す
るために分圧器Rxを介し小さな直流電圧が調整
され、演算増幅器Ｖ２の出力状態の反転、したが
つてトランジスタＴ３の導通および表示ランプ
RAの点灯が行なわれる。妨害が存在しない場合
には、充電コンデンサＣ５は充電コンデンサＣ５
は充電されない。この場合にも表示を得るために
は、分圧器Rxは最大直流電圧に調整されなけれ
ばならない。このようにして、分圧器Rxにより
調整された比較基準電圧の評価によつて、妨害の
レベルもしくは度合を評価することができる。
そこで、特に隣接送信局による長く持続する混
信、点火火花等により惹起された妨害信号が現わ
れると、ダイオードＤ３，Ｄ４での搬送波整流に
より負の直流電圧が発生され、この電圧は、抵抗
Ｒ１６，Ｒ１７から形成された分圧器のアース側
端部に供給される。その結果、第２の演算増幅器
Ｖ２の動作点はシフトし、それにより異なつた妨
害量の加算が可能とされる。これら妨害量も分圧
器Rxに設定される電圧の大きさを用いて評価す
ることができる。
信、点火火花等により惹起された妨害信号が現わ
れると、ダイオードＤ３，Ｄ４での搬送波整流に
より負の直流電圧が発生され、この電圧は、抵抗
Ｒ１６，Ｒ１７から形成された分圧器のアース側
端部に供給される。その結果、第２の演算増幅器
Ｖ２の動作点はシフトし、それにより異なつた妨
害量の加算が可能とされる。これら妨害量も分圧
器Rxに設定される電圧の大きさを用いて評価す
ることができる。
受信々号の品質の正しい評価の目的で、レベル
比較段１０は導体Ａを介して送信局サーチ用の制
御回路２から異なつたレベル値を与えられる。実
際値のレベルが予め定められたレベルを下回わつ
たりあるいは上回ると、関連の信号が導体Ｂを介
して制御回路に供給される。このようにして、２
つの別々の受信系統で同時に受信される送信局の
妨害レベルを互いに比較するばかりでなく、先に
受信された送信局の妨害レベル値を記憶してお
き、この妨害レベル値を或る別の送信局の受信に
際してのレベル比較に対し目標値として用いるこ
とが可能となる。しかしながらまた、単にコンデ
ンサＣ５および／またはＣ１１に現われる電圧を
妨害の判定に用いることも容易に可能である。
比較段１０は導体Ａを介して送信局サーチ用の制
御回路２から異なつたレベル値を与えられる。実
際値のレベルが予め定められたレベルを下回わつ
たりあるいは上回ると、関連の信号が導体Ｂを介
して制御回路に供給される。このようにして、２
つの別々の受信系統で同時に受信される送信局の
妨害レベルを互いに比較するばかりでなく、先に
受信された送信局の妨害レベル値を記憶してお
き、この妨害レベル値を或る別の送信局の受信に
際してのレベル比較に対し目標値として用いるこ
とが可能となる。しかしながらまた、単にコンデ
ンサＣ５および／またはＣ１１に現われる電圧を
妨害の判定に用いることも容易に可能である。
冒頭に記述した形式の回路装置においては、レ
ベル比較段１０から取出された受信品質の測定量
は、電界の強さの関数としてほゞ第４図の曲線ａ
にしたがつて変化する。電界強度の低い領域にお
いては、IF増幅器３の制限が惹起されて有効信
号は妨害信号よりも迅速に傾衰するので、この領
域においては見掛け上良好な品質に対する品質尺
度は歪められてしまう。これに対して本発明によ
る回路装置では、受信品質の測定量は、予め定め
られた低い電界強度Ｐの下側の領域では第４図に
曲線ｂで示す測定量が電界強度の減少と共に減少
するように制御される。
ベル比較段１０から取出された受信品質の測定量
は、電界の強さの関数としてほゞ第４図の曲線ａ
にしたがつて変化する。電界強度の低い領域にお
いては、IF増幅器３の制限が惹起されて有効信
号は妨害信号よりも迅速に傾衰するので、この領
域においては見掛け上良好な品質に対する品質尺
度は歪められてしまう。これに対して本発明によ
る回路装置では、受信品質の測定量は、予め定め
られた低い電界強度Ｐの下側の領域では第４図に
曲線ｂで示す測定量が電界強度の減少と共に減少
するように制御される。
電子的に調整可能なレベル調整回路１００の制
御に必要とされる電界強度の測定量は、周知の仕
方でIF段３から整流器段１０１を介して導出す
ることができる。さらにまた、電界強度の測定量
を得るためにFM復調器４を用いることもに可能
である。
御に必要とされる電界強度の測定量は、周知の仕
方でIF段３から整流器段１０１を介して導出す
ることができる。さらにまた、電界強度の測定量
を得るためにFM復調器４を用いることもに可能
である。
第１図は受信品質を測定するための回路装置の
ブロツク・ダイヤグラム、第２図は該回路装置の
別の実施例を示すブロツク・ダイヤグラム、第３
図は電子的に制御可能なレベル調整回路の１実施
例を示す回路略図、そして第４図は本発明による
回路装置における電界強度に依存しての受信品質
を表わす測定量の変化を示すグラフである。 １……USW同調回路、２……制御回路、３…
…IF増幅器、４……FM復調器、５……ステレ
オ・デコーダ、６……LF増幅器、７……選択フ
イルタ、８……電子的ゲート・スイツチ、９……
整流器、１０……レベル比較段、１００……レベ
ル調整回路、１０１，１２……整流器段、１１…
…ローパス・フイルタ、Ｒ……抵抗、Ｃ……コン
デンサ、Ｔ……トランジスタ、Ｌ……インダクタ
ンス、Ｖ……演算増幅器、Ｄ……ダイオード、
Rx……分圧器、Uref……基準電源。
ブロツク・ダイヤグラム、第２図は該回路装置の
別の実施例を示すブロツク・ダイヤグラム、第３
図は電子的に制御可能なレベル調整回路の１実施
例を示す回路略図、そして第４図は本発明による
回路装置における電界強度に依存しての受信品質
を表わす測定量の変化を示すグラフである。 １……USW同調回路、２……制御回路、３…
…IF増幅器、４……FM復調器、５……ステレ
オ・デコーダ、６……LF増幅器、７……選択フ
イルタ、８……電子的ゲート・スイツチ、９……
整流器、１０……レベル比較段、１００……レベ
ル調整回路、１０１，１２……整流器段、１１…
…ローパス・フイルタ、Ｒ……抵抗、Ｃ……コン
デンサ、Ｔ……トランジスタ、Ｌ……インダクタ
ンス、Ｖ……演算増幅器、Ｄ……ダイオード、
Rx……分圧器、Uref……基準電源。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 受信機のFM復調回路に、中間周波数帯域幅
内にあつてステレオ多重信号より上の比較的小さ
い帯域幅を有する選択フイルタを後置接続し、該
フイルタの出力を積分段に供給し、該積分段の出
力をレベル比較段の入力と結合し、該レベル比較
段の出力信号が送信局サーチ回路またはアンテ
ナ・ダイバーシチ回路を有する制御回路を制御す
る型式のFM受信機のアンテナにおける受信品質
を測定する回路装置において、評価された妨害信
号の信号路に、中間周波数出力レベルに依存して
電子的に制御可能なレベル調整回路１００を設
け、該レベル調整回路の制御曲線を、前記レベル
比較段１０から取出される受信品質の測定量の値
が、予め定められた低い電界強度（Ｐ）以下であ
る場合に、電界強度の減少に伴なつて減少するよ
うに設定したことを特徴とするFM受信機の受信
品質を測定する回路装置。 ２ 電子的に制御可能なレベル調整回路１００と
して抵抗形分圧器Ｒ１００／Ｒ１００およびダイ
オードＤ１００を有する減算段を設けた特許請求
の範囲第１項記載のFM受信機の受信品質を測定
する回路装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE19813138395 DE3138395A1 (de) | 1981-09-26 | 1981-09-26 | Schaltungsanordnung zur ermittlung der empfangsqualitaet fuer einen fm-empfaenger |
| DE3138395.5 | 1981-09-26 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5870654A JPS5870654A (ja) | 1983-04-27 |
| JPH0210616B2 true JPH0210616B2 (ja) | 1990-03-08 |
Family
ID=6142713
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57166766A Granted JPS5870654A (ja) | 1981-09-26 | 1982-09-27 | Ｆｍ受信機の受信品質を測定する回路装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP0075647B1 (ja) |
| JP (1) | JPS5870654A (ja) |
| AT (1) | ATE13117T1 (ja) |
| DE (1) | DE3138395A1 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3326062A1 (de) * | 1983-07-20 | 1985-01-31 | Gerhard Prof. Dr.-Ing. 8012 Ottobrunn Flachenecker | Detektor zur anzeige von frequenzstoerhubspitzen |
| DE3718845A1 (de) * | 1987-06-05 | 1988-12-15 | Thomson Brandt Gmbh | Empfangsgeraet fuer rundfunksignale mit einer darin enthaltenen zusaetzlichen information (rds) |
| US5073976A (en) * | 1989-11-30 | 1991-12-17 | Ford Motor Company | Signal-to-noise ratio indicating circuit for fm receivers |
| JP2904196B2 (ja) * | 1997-07-16 | 1999-06-14 | 日本ビクター株式会社 | 直交周波数分割多重信号のダイバーシティ受信装置 |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3448385A (en) * | 1965-06-28 | 1969-06-03 | Scott Inc H H | Stereophonic receiver squelch apparatus |
| DE1591144B2 (de) * | 1967-11-28 | 1976-12-16 | Gottstein, Dietrich, 8026 Ebenhausen | Empfangseinrichtung mit mindestens zwei empfaengerzuegen und einer automatischen umschalteinrichtung |
| DE2345649A1 (de) * | 1973-09-11 | 1975-03-20 | Philips Patentverwaltung | Schaltungsanordnung zur automatischen sendersuche |
| DE2840533A1 (de) * | 1978-09-18 | 1980-03-27 | Hans Ing Grad Wellhausen | Rundfunk- oder fernsehempfaenger |
| DE3126224A1 (de) * | 1981-07-03 | 1983-01-20 | Blaupunkt-Werke Gmbh, 3200 Hildesheim | Schaltungsanordnung zur ermittlung der empfangsqualitaet fuer einen fm-empfaenger |
-
1981
- 1981-09-26 DE DE19813138395 patent/DE3138395A1/de active Granted
-
1982
- 1982-05-06 EP EP82103928A patent/EP0075647B1/de not_active Expired
- 1982-05-06 AT AT82103928T patent/ATE13117T1/de not_active IP Right Cessation
- 1982-09-27 JP JP57166766A patent/JPS5870654A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0075647A1 (de) | 1983-04-06 |
| EP0075647B1 (de) | 1985-05-02 |
| JPS5870654A (ja) | 1983-04-27 |
| ATE13117T1 (de) | 1985-05-15 |
| DE3138395A1 (de) | 1983-04-28 |
| DE3138395C2 (ja) | 1990-05-23 |
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