JPH01315980A - 電磁調理器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） 本発明は、特に加熱出力幅の広い電磁調理器に関Ｊ−る
。

（従来の技術） 従来、加熱コイルに発生した磁界により誘導されろうず
電流積を積極的に利用して鋼等の被加熱物を加熱りる電
磁調理器は、次のような特徴を有している。づ′なわち
、裸火を用いず安全性が高く、被加熱物を載置する１〜
ツブプレートが結晶化ガラスで構成されていて澗飄であ
り、さらに被加熱物を直接加熱するので熱効率が高いな
どである。

従来の電磁調理器は電源電圧１００Ｖで、入力電力１．
２ｋＷを右するが、上記のような特徴を備えたうえで、
保温等のための低加熱出力と共に加熱出力の増大を計る
ために２００Ｖ仕様の電磁調理器が殻請されている。

ところで従来の電磁調理器にあっては商用電源を整流す
る整流回路と高周波電流を発生させるインバータ回路と
から構成されていて加熱コイルへの入力制御をインバー
タ回路を構成する半導体スイッヂング素子である１−ラ
ンジスタのベースに対しＰＷＭ　（Ｐｕｌｓｅ　　Ｗｉ
（Ｉｔｈ　　ＭｏｄｕｌａＮｏｎ　）制御により第１１
図のようなパルス信号を出力しておこない、入力電力を
高くする時に１はパルス幅を大きく、また入力電力を低
くする時にはパルス幅を小さくして稲熱調節をおこなっ
ていｌご。　　。

（発明が解決しようとする課題） 上述のようにＰＷＭ制御にａ３いてはトランジスタのオ
ン時間Ｔｏ１１を、パルス幅を可変Ｊることにより入力
制御をおこなっている。ところで第１２図（ａ）に示す
ようなインバータ回路において、コイルへの電力が高入
力時には、１ヘランジスタがオフされると同時にコイル
に蓄積されていノこエネルギは共振コンデンサに転送さ
れ、全てエネルギが転送終了されると、次には共振コン
デンサーからコイルへエネルギが逆に転送され、］コレ
クタエミッタ間電圧ＶＣＥ（以下、「共振電圧」とする
）が零になるような時間に１ヘランジスタがオンされて
次の周期へ入る（第１２図（ｂ）乃至（ｄ））。

一方、コイルへの電力が低゛入力時にはＰＷＭ回路から
出力されるパルス信号の１−ランジスタをΔンーリーる
時間ＴＯｎとオフする時間７−ｏｔｒのＴＯｎを小さく
して制御をおこなう。この時コイルに蓄積されるエネル
ギも小さくなり、１〜ランジスタのオフによりコイルか
ら蓄積されたエネルギが共振コンデン−りに転送され、
この転送終了と共に、次には共振コンデンサからコイル
へ逆にエネルギの転送がおこる。しかしこの場合、Ｔ　
ｏｆｆが長いため共振コンデンサには霜源市ＢＥからエ
ネルギーが蓄積されて電圧Ｖｒが生じ（第１２図（ｅ）
）、共振電圧ＶＯ［は零にならない。

このため次に１〜ランジスタがオンされたとぎに、この
電圧Ｖｒに起因する短絡電流Ｔｓ　　（第１２図（［）
）がトランジスタに流れて熱となり、トランジスタの損
失となる。この損失はトランジスタの丁ｏｎが短くなる
稈、大となり、ついにはトランジスタの熱的破壊をひき
おこす。

電線電圧１００■、人力電力１．２ｋＷの従来の電磁調
理器の場合、入力を１．２ｋＷで最大とした場合、電圧
ＶＣＩＦ、の最大値を６００　（Ｖ）で設泪−りると、
入力を低下Ｊるにつれ、トランジスタの拒１失は］−ラ
ンジスタのＴＯｎの減少と共に徐々に増加覆る。これは
電圧Ｖ　ｒもＴＯｎの減少と共に増加することによる。

第１３図に、加熱コイルの巻数２１．５ターン、共振コ
ンデンザ容ｆｆ１．０．４μＦの条件での入力電力に対
する共振電圧及びトランジスタ損失の関係図を示１°。

この図かられかるように、電源電圧１００Ｖの場合には
トランジスタの破壊を伴なうことなく入力を３００Ｗま
で低下させることが可能である。

一方、電源電圧を２００　Ｖ　、入力ミノｒ２ｋＷの電
磁調理器を考えた場合、従来の電磁調理器における共振
周波数２５ｋｌ−１ｚでスイッチング可能なトランジス
タの最大定格（コレクタ電圧）は例えばＩＧＢＴなどの
ＭＯＳＦＥＴで１．４００ｖ程度であり、また無負荷に
なった時、共振電圧は２００ｖ程度上ることを考慮する
と、定常動作状態では最大１０００ＶＰｉ！度に限定さ
れる。。

第１４図に、共振電圧ＶＣＥ二の最大値を１０００Ｖに
設計した時、加熱コイルの巻数２６ターン、共振コンデ
ンザ容量Ｏ０３μＦの条件での入力電力に対する共振電
圧及び１〜ランジスタ損失の関係図を示り−０ まｌＣ共振電圧ＶＣＥは直流電源電圧に収束するＪ：う
な減衰波形の半周期に相当する電圧であるため、電源電
圧２００Ｖの場合、共振電圧ＶＣＦは１００Ｖの場合に
比べてそれ程低下しない。

したがって、電ｍ霜圧２００ｖの場合、上述のＪ、うに
現存のトランジスタの定格および１−ランジスタのオフ
時の電圧Ｖｒが高くなる、という理由により１−ランジ
スタが破壊をおこさない領域は入力が１　　ｋＷ以上で
ある。

結局、トランジスタが破壊をおこさない入力電力範囲は
電源電圧１００Ｖの場合、３００Ｗ〜１゜２　　ｋＷ、
また２００ｖの場合、１〜２　ｋＷである。

しかしながら電磁調理器として、保温等の機能を考慮す
ると、入力電力を１５０Ｗ程度まで低下出来ることが要
求される。これを解決するために従来は、トランジスタ
が破壊をおこす手前のＰＷＭのパルスのＴＯｎでインバ
ータの発振周期を秒単位でオン・Ａフ制御をおこなって
いた。電源電圧１００Ｖ、最大入力電力１．２ｋＷの電
磁調理器においてはＰＷＭ制御で入ノＪｍ力を３００Ｗ
とした状態で、インバータのオン・オフを１：１でおこ
なう、すなわち１秒間オンし、つづいて１秒間オフする
程度で充分に達成できる。同様に電源電圧２００Ｖ、最
人入ノｊ電力２　　ｋＷの電磁調理器の場合、８００Ｗ
の入力電力を実現り−るにはＰＷＭ制御で入力電力１　
　ｋＷとした状態でインバータの発振周期のオン・オフ
を８：２、すなわち４秒間オンし、つづいて１秒間オフ
づ−ればよい。同様の方法で、入力電力１５０Ｗを実現
りるにはオン・オフを３：１７、寸なわら３秒間オンし
た後、１７秒間オフすればよい。したがって、電源電圧
が１００Ｖであっても２００Ｖであっても原理的には上
述のようなオンオフ制御により低入力電力も可能である
。

しかしながら、１５０Ｗの低入力を実現ｕ”るために上
述のようなインバータの発振周期を秒単位でオン・オフ
制御することは加熱から次の加熱；１での時間間隔が長
男きるｌこめ調理物などの被加熱物の湿度を一定にする
ことができず、調理温度の時間的なムラを生じ調理能力
を低下させていた。

このＩこめ、低入力電力時であっても調理温度の時間的
ムラをおこさない電磁調理器が望まれていた。

本発明は上記に鑑みてなされたもので、調理能力の高い
電磁調理器を提供することを目的とする。

［発明の構成］ （課題を解決するだめの手段） 上記「Ｉ的を達成するだめの本発明は、交流を変換して
直流にして、この直流をインバータ回路に供給し加熱コ
イルに発生する磁界により被加熱物に誘導される電流で
加熱する電磁調理器において、前記交流を前記直流に変
換する際にオンオフ制御可能な整流回路と、前記交流の
周波数に準じた所定のタイミングで前記整流回路をオン
オフ制御する訓ンオフ制御手段とを有することを要旨と
する。

（作用） 本発明は、加熱コイルへの入力電源の低入カフ− 時に交流の周波数に準じたタイミングで整流回路をオン
オフ制御】るようにした。

（実施例） 以下、この発明の実施例を図に基づいて説明する。

第１図は本発明の第１の実施例の回路構成のブロック図
である。

商用電源１は整流回路２に接続されている。この整流回
路２は２個のサイリスタ２ａと２個のダイオード３ａと
ブリッジ接続されており、各ゲートは０Ｎ１０ＦＦ制御
回路４に接続されている。

０Ｎ１０ＦＦ制御回路４は整流回路２に流れる電流を０
Ｎ１０ＦＦ制御信号によりげロクロス・スイッチング制
御する。整流回路２のプラス側はインバータ回路５に接
続されている。このインバータ回路５は加熱］イル６と
この］イル６に直列に接続されて直列共振回路を構成す
る共振］ンデンザ７に並列に接続されたフライホイール
ダイオード８及びスイッチング用のトランジスタ９から
なる。そしてこの１〜ランジスタ９のベース電流をＰＷ
Ｍ回路１０からの信号によりベースドライブ回路１１を
介して駆動させることにより加熱コイル６及び共振］ン
デンナ７が直列共振し、加熱コイルに大きな共振電流が
発生づる。この結果加熱］イル６から発生する磁界によ
る電磁誘導作用により被加熱物に誘導電流が生じ、加熱
する。　加熱コイル６と１〜ランジスタ９との接続点は
電圧帰還回路１２に接続されると共に、電圧帰還回路１
２は発振回路１３と接続されている。電圧帰還回路１２
はインバータ回路５の加熱］イル６と共振コンデンサ７
の共振動作を監視し、加熱コイル６の共振電圧ＶＣＥ、
すなわら正弦波形となるトランジスタ９のコレクタ・エ
ミッタ間電圧のこの正弦波形の終端部のタイミングを検
出し、これを発振回路１３へ帰還させることで加熱コイ
ル６を効率的に駆動するようにしている。

発振回路１３は共振周波数を形成し、この周波数を基準
にＰＷＭ回路１０のオン・オフの時間の制御をａ３こな
う。

短絡電流検出器１４は１ヘランジスタ９のコレク夕に流
れる電流を検出り−るものである。

制御回路切替器１５は短絡電流検出器１４からの信号に
基づぎトランジスタ９のコレクタに流れる電流が所定値
をこえた時にパノノ制御回路をＰＷＭ回路１０から０Ｎ
１０ＦＦ制御回路４へ切替えるものである。

次にこの実施例の作用について説明する。

加熱］イル６への入力電力が大きい時（高入力時）には
第１２図（ｄ　＞に示すようなＴｏｎの大きいパルス信
号がＰＷＭ回路１０からベースドライブ回路１１を介し
てトランジスタ９のベースに送出され、入力制御をおこ
なっている。この場合、共振電圧ＶＣＩＥが零になると
同時にトランジスタ９がオンされるため（第１２図（１
〕）及び（Ｃ））電圧■ｒが発生せず、したがって［−
ランジスタ９に短絡電流が流れることはない。またこの
ときトランジスタ９のコレクタ電流ＩＣは第２図（１）
のようになり、この時０Ｎ−ＯＦＦ制御回路１は整流回
路２のサイリスタを常にオン状態にしている。

しかし、Ｐ　Ｗ　Ｍ回路１０から送出されるパルスのＴ
ｏｎを小さくして（例えば第１２図（ｇ））低入力電力
にすると、ＴＯｎの減少とともに、共振コンデンサ７の
電圧Ｖ、ｒは増加し、この電圧は次に１−ランジスタ９
をオンした瞬間に短絡電流１ｓとして［・ランジスタを
流れ１ヘランジスタの損失を増加さける１゜ 第３図にこのような短絡電流と入力電力との関係を示す
。同図においては、入力電力が減少し、短絡電流がＩＣ
ｐをこえるとトランジスタは破壊する３、シたがって、
この短絡電流を監視し、制御することによりトランジス
タ９の破壊を避けることができる。

高入力電力から低入ツノ電力へ電力を低下させていくと
、短絡電流を監視している短絡電流検出器１４の検出値
は短絡電流の増加と共に増える。そして１−ランジスタ
９の破壊危険域の電流値になった時に、制御回路切替器
１５はＰＷＭ回路１０の送出ＪるパルスのＴｏｎをＰ　
Ｗ　Ｍ制御で実現できる最低入力の状態にしＩＣまま、
制御切替えのための信号をＯＮ・１０ＦＦ制御回路４へ
出力する。、ＯＮ／ＱＦＦ制御回路１はこの信号を受り
て、１０クロス・スイッチングをおこなうための商用周
波数の１／２周期を単位として（例えば商用周波数が５
０　ＬＩ　Ｚの場合は１０ｍ５）、第２図（４）に示す
ように、所定の単位数をオンし、つづいて所定の単位数
をオフして制御をおこなう。このような制御によって、
２００Ｖ仕様で愚人入力電力が２　　ｋＷの時、第１４
図かられかるように、ＰＷＭ制御で低下可能な入力電力
は１１（Ｗである。第２図（３）は入力電力１　　ｋＷ
の時のトランジスタ９のコレクタ電流［Ｃを示している
。このとき低入力電力１５０Ｗを実現するには、１６単
位（商用周波数８周期）を１ブロツクとして、第２図（
４）に示すように、２単位をオンすると、（２／１’６
）ｘｌ　０００−１２５（Ｗ）となる。したがって保温
等に必要な低入力を実現でき、かつ調理温度の時間的ム
ラを生じない。

次に第２の実施例について説明づ゛る。

第７図は、第１図に示Ｊ第１の実施例の短絡型流検出器
１４及び制御回路切替器１５を設置プない他の実施例を
示し、それ以外については同じである。第７図において
、発振回路１３からの共振周波数に基づいてＰＷＭ制御
をおこなっているＰＷＭ回路１０は、低入力になり所定
のＴＯｎに達したときに、Ｏ’Ｎ１０ＦＦ制御回路４を
動作させるようにしたものである。

次に第３の実施例について説明する。

第８図は、第１図に示す第１の実施例の短絡電流検出器
１４を設けずにインバータ回路のスイッチング・トラン
ジスタのコレクタ・エミッタ間の電圧を検出器るＶＣＥ
検出回路１６を設【ノたことを特徴とづる他の実施例を
示し、それ以外については同じである。第８図に４３い
て、ＶＣＥ検出回路１６により検出されたコレクタ・エ
ミッタ間の電圧を制御回路器１５へ出力し、この電圧値
が所定の値以下になったとぎ制御回路切替え器１５は１
〕Ｗ　Ｍ回路１０から０Ｎ１０ＦＦ制御向路４へ切替え
をおこなうようにした。

次に第４の実施例について説明する。

第９図は、第１図に示す第１の実施例にお１プる短絡電
流検出器１４を設【プずに、出力電力設定用可変抵抗器
などを用いて所定値を設定可能な出力設定部１７を設け
たことを特徴とする他の実施例を示し、それ以外につい
ては同じである。第９図において、出力設定部１７にＪ
：つで設定された所定値に応じて制御回路切替器１５は
ＰＷＭ回路１０から０Ｎ１０ＦＦ制御回路４へ切替える
ようにし　１こ　。

次に第５の実施例について説明号−る。

第１０図は、第１図に示す第１の実施例の短絡電流検出
器１４を設けずに、整流回路への入力電流を検出する入
力電流検出回路１８を設りたことを特徴とする他の実施
例であり、それ以外は同じである。第１０図において、
整流回路への入力電流を監視している入力電流検出回路
１８の電流値が所定値になったとき制御回路切替器１５
はＰＷＭ回路１０から０Ｎ１０ＦＦ制御回路４への切台
えをおこなうようにした。

次に具体的な回路を第４図に示し、その動作を簡単に説
明する。第５図にはこの回路の各点で出力されるタイム
ヂｐ−１〜を示す。なお、第５図で使用した記号のタイ
ムチ１／−トの信号は第４図でもちい！ご同一記号の場
所で出力される。

商用周波数に比例した正弦波（第５図（１））はフＡト
カブラＬ１及びＬ２によりパルス波（同図（２）となる
。ピロクロス信号発生部はこのパルス波ど、遅延回路を
通したパルス波との論理積和をとり、商用周波数に比例
し、ゼロクロス点でやら下るパルス波（同図（３））を
発生する。４ビツトバイナリカウンタＩＣＩではこのパ
ルス波をクロックとしてカウントアツプしＱ１〜Ｑ４に
各パルス波を発生さける（同図（４）〜（７））。

短絡電流に比例した信号あるいは設定値を入カタるＡ／
Ｄコンバータ■ｉｎのレベルにより、ＶｏＩのみが“Ｌ
″レベルなると論理（ＱＩ　ＯＲ’Ｑ２　）Ａ　Ｎ　Ｄ
　Ｑ３Ａ　Ｎ　Ｄ　？Ｑ４に基づいたパルス（同図（８
））がデコーダに発生し、ゼロクロスのタイミングで］
−１なる信号が出力され（同図（９））、このタイミン
グによってり”イリスタをオンし、−１５＝ 整流回路を動作させる。このオン周期は３／１Ｇであり
無制御状態の入力の３／１６に入ノｊを制限することが
できる。

したがって本実施例によれば、商用周波数の１／２周期
、例えば５０Ｈ７の場合１０ＩｌＩＳ１を単位として制
御するので、トランジスタの破壊を生ぜずに、かつ電磁
調理器として低出力を、加熱の時間的ムラなく発生リ−
ることができるＩこめ調理能力が向上する。しかも商用
電源２００Ｖ　（入力電力２ｋＷ）を用いることにより
、電源１００Ｖ（入力電力１．２ｋＷ）の場合に比べ電
磁調理器としての出力が、さらに高出力となり、広い出
力範囲を可能にする。

なお、本実施例にＪ３いてはサイリスタとダイオードか
ら構成されるブリッジ回路を用いたが、本発明はこれに
とられれるものではなく、例えば第６図に示したような
ｌ−ライアツクとダイオードブリッジからなる回路であ
ってもよい。

また、本実施例において、商用電源として１００Ｖと２
００Ｖを用いたが本発明はこれにとられれるものではな
い。

さらに、本発明は、０Ｎ−ＯＦＦ制御をゼロクロススイ
ツヂングでおこなっているため、スイッチング１〜ラン
ジスタの急激で過大な短絡電流は発生せずトランジスタ
が破壊することはない。

［発明の効果］ 以上説明したように本発明によれれば加熱コイルへの入
力電源の低入力時に交流の周波数に準じた所定のタイミ
ングで整流回路をオンオフ制御するようにしたので調理
能力の高い電磁調理器を提供できる、１

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例の回路構成のブロック図
、第２図はＰＷＭ制御とオン・オフ制御におけるコレク
タ電流値を示す図、第３図は短絡電流と入力電力との相
関関係を示す図、第４図は一実施例の回路図、第５図は
タイムチャート、第６図は他の整流回路を示す図、第７
図乃至第１０図は制御回路の切替器の他の実施例を示す
図、第１１図はＰ　Ｗ　Ｍ　ｉｌｌ　ｔｅｌにおりるパ
ルス信号を示１”図、第１２図乃至第１４図は従来例の
動作を示１図である。 １・・・商用型ｉ１７．　　　　　２・・・整流回路２
ａ・・・サイリスタ　　　３ａ・・・ダイΔ−ド４・・
・０Ｎ１０ＦＦ制御回路　５・・・インバータ回路６・
・・加熱コイル　　　　７・・・共振二Ｉンデンリ゛８
・・・フライホイールダイオード ９・・・トランジスタ　　　１０・・・ＰＷＭ回路１１
・・・ベースドライブ回路 １２・・・電圧器遠回路　　１３・・・発振回路１４・
・・短絡電流検出器　１５・・・制御回路切苔器１６・
・・ＶＣＥ検出回路　１７・・・出力設定部１８・・・
入力電流検出回路 代理人ｆ１理土三　々ｆ１呆　男 γぐ のシ

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）交流を変換して直流にしてこの直流をインバータ
   回路に供給し加熱コイルに発生する磁界により被加熱物
   に誘導される電流で加熱する電磁調理器において、 前記交流を前記直流に変換する際にオンオフ制御可能な
   整流回路と、 前記交流の周波数に準じた所定のタイミングで前記整流
   回路をオンオフ制御するオンオフ制御手段とを有するこ
   とを特徴とする電磁調理器。
2. （２）前記交流が２００Ｖであることを特徴とする請求
   項１記載の電磁調理器。