JPH01298683A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］　　゛ 本発明は、スイッチング電源装置に関するものであり、
高圧放電灯を安定に点灯せしめる放電灯点灯装置に特に
適するものである。

［従来の技術］ 商用電源を用いる放電灯点灯装置は、動作周波数が低い
ので、点灯装置を構成するチョークやトランス、コンデ
ンサ等の部品の寸法・重量が大きくなる。そこで、点灯
装置の小型軽量化を図るための手段として、高周波点灯
方式が提案されている０例えば、蛍光灯の点灯装置にお
いては、スイッチングトランジスタ等を用いた高周波点
灯装置が既に実用化されている。一方、高圧放電灯の点
灯装置においても点灯周波数を高周波にすると、蛍光灯
の場合と同様に点灯装置の小型軽量化を図ることができ
るが、高圧放電灯を高周波点灯すると、いわゆる音響的
共鳴現象に起因するアークの不安定性が生じることが従
来がら知られている。そこで、高圧放電灯を高周波点灯
することによって得られる利点を活かすために、音響的
共鳴現象の全く発生しない周波数帯域の電力と、音響的
共鳴現像が発生し得る高周波の周波数帯域の電力とを所
定の周期で交互に高圧放電灯に供給する点灯装置が提案
されている。

この従来例を第９図に示す、第９図の点灯装置は、音響
的共鳴現象が全く発生しない周波数帯域の電源としてチ
ョッパ回路ＣＨを用い、音響的共鳴現象が発生し得る高
周波の電源としては、インバータ回路ＥＶを用いている
。チョッパ回路ＣＨは、直流電源ｖ１にトランジスタＱ
１とチョークＬ＋を介して平滑コンデンサＣＩを接続す
ると共に、チョークＬ１と平滑コンデンサＣ２の直列回
路にフライホイール電流通電用のダイオードＤ１を並列
接続したものである。平滑コンデンサＣ３には、高周波
トランスＴｆの２次巻線を介して、高圧放電灯１が接続
されている。このチョッパ回路ＣＨには、電流検出回路
２ａが設けられている。

インバータ回路ＩＶは、直流電源ｖ２と、トランジスタ
Ｑ、、Ｑ、の直列回路と、コンデンサＣ２゜Ｃ１の直列
回路を並列接続して成り、トランジスタＱ２．Ｑ、の接
続点とコンデンサＣｚ　、　Ｃ３の接続点との間に、チ
ョークＬ２を介して高周波トランスＴｆの１次巻線を接
続している。高周波トランスＴｆの１次巻線にはコンデ
ンサＣ１が並列接続されている。各トランジスタＱ、、
Ｑ、のコレクタ・エミッタ間には、それぞれダイオード
Ｄ　！　、　Ｄ　３が逆並列接続されている。このイン
バータ回路ＩＶには、電流検出回路２ｂが設けられてい
る。

上述のチョッパ回路ＣＨ及びインバータ回路■■におけ
るスイッチング用のトランジスタＱ、〜Ｑ、は制御回路
３からの駆動信号により、スイッチングされる。制御回
路３は、トランジスタＱ１に駆動信号を与える第１のＰ
ＷＭ制御回路４ａと、トランジスタＱ、、Ｑ、に駆動信
号を与える第２のＰＷＭ制御回路４ｂを含み、前者の駆
動信号は電流検出回路２ａの検出値により制御され、後
者の駆動信号は電流検出回路２ｂの検出値により制御さ
れる。チョッパ回路ＣＨの動作期間とインバータ回路Ｉ
Ｖの動作期間との切換は、ＰＷＭ制御回路４ａ、４ｂの
動作を切り換えることにより行われる。

第１０図は上記回路において高圧放電灯１に流れるラン
プ電流Ｉｆａの波形図である。トランジスタＱ１は時刻
ｔ１〜ｔ、の直流動作期間Ｔ”ｏｃにおいてオン・オフ
し、チョークＬ１に流れる高周波成分はほとんどコンデ
ンサＣＩにバイパスされるので、°　高圧放電灯１には
直流電流ＩＤＣが流れる。高周波動作期間ＴＨＥにおい
ては、トランジスタＱ１はオフして、トランジスタＱ　
＝　、　Ｑ　ｓが交互にオンされて、チョークＬ２及び
高周波トランスＴｆを介して高圧放電灯１に高周波電流
ＩＭＦが流れる。直流動作期間ＴＤｃと高周波動作期間
ＴＨＦとの比率を適切に選ぶことによって、音響的共鳴
現象の発生を防止することができ、アークを安定化する
ことができる。

［発明が解決しようとする課Ｉｌ！］ 上述の従来技術において、直流動作期間Ｔ’ｏｃでは、
電流検出回路２ａによる検出値に応じてＰＷＭｖＩ御回
路４ａによりトランジスタＱ１の駆動信号を発生し、高
周波動作期間ＴＨＥでは、電流検出回路２ｂによる検出
値に応じてＰＷＭ制御回路４ｂによりトランジスタＱ、
、Ｑ、の駆動信号を制御している。しかしながら、第１
０図に示すように、高周波動作期間ＴＨＦは直流動作期
間Ｔ’ｏｃに比べて短く、電流検出回路２ｂによる検出
期間も短いために、次のような問題が生じる。

電流検出回路２ｂにより高周波動作期間ＴＨＥにおける
電流の平均値を検出してＰＷＭ＠御回路４ｂを動作させ
ると、負荷の状態の変化に対して検出Ｉが少なくなるの
で、負荷の状態を的確に検出できないという問題がある
。°また、高周波動作期間ＴＨＥにおける電流の瞬時値
を電流検出回路２ｂにより検出してＰＷＭ制御回路４ｂ
を動作させると、過渡的な不安定さが各サイクル毎に繰
り返されるために、動作が安定しにくく、負荷への主た
る供給電力たる直流成分とは無関係に、高周波電力を供
給することになるという問題がある。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、そ
の目的とするところは、高周波電力を間欠的に負荷に供
給し、少なくとも高周波電力の休止期間中に直流電力を
負荷に供給するスイッチング電源装置において、主たる
供給電力の検出値に応じて補助的な供給電力の制御をも
行うことにより、検出部を簡素化すると共に、負荷の状
態に的確に応答させた安定な制御を可能とすることにあ
る。

［課題を解決するための手段］ 本発明に係るスイッチング電源装置にあっては、上記の
課題を解決するために、第１図に示すように、直流電源
Ｖ　＋　、　Ｖ　ｔと、直流電源ｖ１をスイッチングし
て負荷１ａに直流電力を供給する第１のスイッチング電
源Ａと、直流電源ｖ２をスイッチングして負荷１ａに高
周波電力を供給する第２のスイッチング電源Ｂと、第１
及び第２のスイッチング電源Ａ、Ｂのうち主たる電力を
負荷１ａに供給している側から負荷１ａの状態を検出す
る負荷状態検出回路２ｃと、負荷状態検出回路２Ｃの検
出値に応じて第１及び第２のスイッチング電源Ａ、Ｂに
おけるスイッチング素子Ｓ、、Ｓ、を制御し、第２のス
イッチング電源Ｂを間欠的に動作させると共に少なくと
も第２のスイッチング電源Ｂの不動作期間に第１のスイ
ッチング電源Ａを動作させる制御回路３ａとを備えるこ
とを特徴とするものである。

なお、第１図では、第１のスイッチング電源Ａを付勢す
る直流電源■１と第２のスイッチング電源Ｂを付勢する
直流電源ｖ２とを別電源として図示しであるが、これら
は同じ電源であっても構わない、また、第１図では、第
１のスイッチング電源Ａが主たる電力を供給し、第２の
スイッチング電源Ｂが補助的な電力を供給する例を示し
ているが、第１のスイッチング電源Ａが補助的な電力を
供給し、第２のスイッチング電源Ｂが主たる電力を供給
するものであっても良く、この場合には、第２のスイッ
チング電源Ｂから負荷１ａへの電流経路に負荷状態検出
回路２ｃを挿入するものである。

［作用］ 第１図の構成について本発明の詳細な説明する。

上記構成にあっては、第１のスイッチング電源Ａが主た
る電力（直流電力）を負荷１ａに供給しており、第２の
スイッチング電源Ｂは補助的な電力（高周波電力）を負
荷１ａに供給している。負荷１ａの状態を検出する負荷
状態検出回路２ｃは、負荷１ａに主たる電力を供給して
いる第１のスイッチング電源Ａの側から負荷１ａの状態
を検出しており、その検出値に応じて第１及び第２のス
イッチング電源Ａ、Ｈにおけるスイッチング素子Ｓ、、
Ｓ。

を制御しているので、負荷１ａの状態をより的確に把ら
えた検出値に応じて、補助的な電力を供給している第２
のスイッチング電源Ｂにおけるスイッチング素子Ｓ２を
安定に制御することができるものであり、また、各スイ
ッチング電源Ａ、Ｂにそれぞれ負荷状態検出回路を設け
る従来例に比べると、検出部の構成を簡素化できるもの
である。

［実施例１］ 第２図は本発明の第１実施例の回路図である。

主回路の構成は上述の第９図に示した従来例と同様であ
るが、電流検出回路２ｂが省略されている。

電流検出回路２ａの検出出力は、Ｐ　Ｗ　Ｍ　＄制御回
路４に入力されて、電流の検出値に応じたパルス幅の信
号に変換されると共に、周波数制御回路１０に入力され
て、電流の検出値に応じた周波数の信号に変換される。

ＰＷＭ制御回路４の出力はゲート回路６を介して駆動回
路７に供給され、周波数制御回路１０の出力はゲート回
路１１を介して駆動回路８．９に分配される。駆動回路
８．９からの駆動信号は、インバータ回路ＩＶのトラン
ジスタＱ、、Ｑ、に供給される。これによって、トラン
ジスタＱ、、Ｑ、は高圧放電灯１に流れるランプ電流に
応じて周波数制御される。また、駆動回路７からの駆動
信号は、チョッパ回路ＣＨのトランジスタＱ１に供給さ
れる。これによって、トランジスタＱ１は負荷１ａの電
流に応じてＰＷＭ制御される。

ゲート回路１１には低周波発振回路５の出力が供給され
ており、その低周波信号に応じてインバータ回路ＩＶは
間欠的に動作する。また、ゲート回路６にも低周波発振
回路５の出力が供給されており、その低周波信号に応じ
て少なくともインバータ回路ＴＶの休止期間中にチョッ
パ回路ＣＨを動作させる。したがって、高圧放電灯１に
流れるランプ電流１１ａの動作波形は、上述の第１０図
と同様になる。

本実施例において用いる電流検出回路２の一例を第３図
に示す、この回路例では、電流検出端子Ｘ、Ｙの間にカ
レントトランスＣＴの１次巻線を接続し、その２次巻線
に半波整流用のダイオードＤｓを介して整流用のコンデ
ンサＣｓを接続したものである。コンデンサＣｓには、
電流検出端子Ｘ。

Ｙの間に流れる電流の最大値がピークホールドされる。

コンデンサＣｓの時定数を低周波発振回路５の発振周期
に比べて適当に大きく設定すれば、高周波動作期間ＴＨ
Ｅと直流動作期間ＴＤｃの複数周期を経てコンデンサＣ
ｓの電圧が変化し、主たる供給電力である直流電流のピ
ーク値に応じてＰＷＭ１１御回路４と周波数制御回路１
０が動作するものである。

ＰＷＭ制御回路４は、汎用のパルス幅制御用の制御ＩＣ
１３（例えばテキサスインスツルメント製ＴＬ４９４等
）を備えており、その制御電圧入力端子には、電流検出
回路２ａの検出出力を抵抗Ｒ２，Ｒ，にて分圧した電圧
信号が入力されている。

また、基準電圧入力端子には、基準電圧ＶＲＥＦが印加
されている。制御ＩＣｌ３は、基準電圧入力端子に印加
された基準電圧Ｖ　Ｒ１！Ｆと、制ｍ電圧入力端子に印
加された制ａ１１！圧の差分を増幅する誤差増幅器を備
えており、その出力に応じて出力信号のパルス幅を可変
とする。制御ＩＣｌ３の発振周波数は、外付けの抵抗Ｒ
ａとコンデンサＣａにより決定される。ＰＷＭ！ＩＪ御
回路４の出回路４は、ＡＮＤ回路回路長一方の入力に接
続されている。

ＡＮＤ回路回路長他方の入力には、低周波発振回路５の
出力が接続されている。ＡＮＤ回路回路長出力は、駆動
回路７を介してトランジスタＱ、の駆動信号となってい
る。

次に、周波数制御回路１０の詳細について説明する。電
流検出回路２ａの検出出力は、周波数制御回路１０に入
力されて、電流の検出値に応じた周波数の信号に変換さ
れる０周波数制御回路１０はトランジスタＱ１．Ｑ、よ
りなるカレントミラー回路を備えている。トランジスタ
Ｑ、には、抵抗Ｒ０を介して電流検出回路２ａの検出出
力に応じた電流が流れ、これと同じ電流がトランジスタ
Ｑ。

にも流れる０発振回路１２の発振周波数は外付けの抵抗
ＲＴ及びＲＩとコンデンサＣＴにより決まるが、抵抗Ｒ
，にはトランジスタＱ１が並列接続されているので、電
流検出回路２ａの検出値に応じて発振周波数が変化する
０発振回路１２の出力信号は、フリップフロップを含む
分周回路１４の入力となる０分周回路１４の第１及び第
２の分周出力は、ＡＮＤ回路回路長　、　Ａ　３の一方
の入力にそれぞれ接続されている。ＡＮＤ回路回路長　
、　Ａ　３の他方の入力には、低周波発振回路５の出力
をＮＯＴ回路回路にて反転した信号が入力されている。

ＡＮＤ回路Ａ２の出力は、駆動回路８を介してトランジ
スタＱ、の駆動信号となり、ＡＮＤ回路Ａ３の出力は、
駆動回路９を介してトランジスタＱコの駆動信号となっ
ている。

低周波発振回路５の出力が“Ｈｉｇｈ”レベルである期
間Ｔ”ｏｃには、ＡＮＤ回路Ａ１が信号通過可能状態と
なる。したがって、この期間’Ｔ”ｏｃにおいては、Ｐ
ＷＭ制御回路４から出力されるパルス幅制御された信号
が、ＡＮＤ回路Ａ１、駆動回路７を介してトランジスタ
Ｑ、に供給され、トランジスタＱ、がＰＷＭ制御される
。このとき、ＡＮＤ回路Ａ２．Ａ３は信号通過不能状層
となる。したがって、駆動回路８，９を介してトランジ
スタＱ、、ＱＬはオフ状態に保たれる。

次に、低周波発振回路５の出力が“Ｌｏｗ”レベルであ
る期間ＴＨＥには、ＡＮＤ回路回路長信号通過不能状層
となる。したがって、この期間ＴＨＦにおいては、トラ
ンジスタＱ、にはＰＷＭ制御された信号は供給されない
、一方、ＡＮＤ回路回路長　、　Ａ　ｓが信号通過可能
状態となるので、周波数制御回路１０から出力される周
波数制御された信号を分周回路１４にて分周した第１の
出力が、ＡＮＤ回路Ａ２及び駆動回路８を介してトラン
ジスタＱ２に供給される。また、分周回路１４の第２の
分周出力は、ＡＮＤ回路回路長び駆動回路９を介してト
ランジスタＱ、に供給される０分周回路１４の第１及び
第２の分周出力は、第２図中に図示したように、所定の
デッドオフタイムを経て交互に’Ｈｉｇｈ”レベルとな
る。したがって、この期間ＴＨＥにおいては、トランジ
スタＱ　ｚ　、　Ｑ−は所定のデッドオフタイムを経て
交互にオンとなるものであり、そのスイッチング周波数
は電流検出回路２ａの検出値に応じて制御されるもので
ある。

本実施例において、電流検出回路２ａによる検出値が大
きくなると、周波数制御回路１０では、トランジスタＱ
ｓ、Ｑｓよりなるカレントミラー回路に流れる電流が増
加し、抵抗Ｒ１の並列抵抗が低下するので、発振回路１
２の時定数が小さくなり、スイッチング周波数は高くな
る。したがって、高周波動作期間ＴＨＥにおける高周波
の周波数が高くなり、高圧放電灯１の出力増大を抑える
ものである。また、ＰＷＭ制御回路４では、抵抗Ｒ３の
両端電圧が上昇するので、制御ＩＣｌ３の出力信号のパ
ルス幅が小さくなる。したがって、直流動作期間ＴＤＣ
におけるトランジスタＱ１のオン期間が短くなり、直流
成分の増大も抑制される。

また、電流検出回路２ａによる検出値が小さくなると、
上記とは逆に周波数制御回路１０によりトランジスタＱ
、、Ｑコのスイッチング周波数は低くなり、高周波動作
期間ＴＨＦにおける高周波成分を増大させると共に、Ｐ
ＷＭ制御回路４によりトランジスタＱ、のオン期間は長
くなり、直流動作期間Ｔｏｃにおける直流成分も増大さ
せるものである。これによって、高圧放電灯１に供給さ
れる高周波成分及び直流成分を安定させることができる
ものである。

［実施例２］ 第４図は本発明の第２実施例の回路図である。

以下、その主回路の構成について説明する。直流電源ｖ
１の正端子には、トランジスタＱ１のコレクタ・エミッ
タ間とダイオードＤ１、チョークＬ、及び電流検出回路
２ａを介して高圧放電灯１の一端が接続され、高圧放電
灯１の他端は高周波トランスＴｒの２次巻線を介して直
流電源■、の負端子に接続されている。電流検出回路２
ａと高圧放電灯１及び高周波トランスＴｆの２次巻線の
直列回路には、コンデンサＣ１が並列接続されている。

トランジスタＱ１のエミッタと直流電源■１の負端子と
の間には、トランジスタＱ、のコレクタ・エミッタ間が
接続されている。トランジスタＱ、、Ｑ、のコレクタ・
エミッタ間゛には、それぞれダイオードＤ　４　、　Ｄ
　＋が逆並列接続されている。トランジスタＱ４のコレ
クタ・エミッタ間には、チョークＬ２とコンデンサＣ１
を介して高周波トランスＴｆの１次巻線とコンデンサＣ
１の並列回路が接続されている。

本実施例において、高圧放電灯１に流れる電流波形は上
述の第１０図に示した波形と同様であり、高周波動作期
間ＴＨＦではトランジスタＱ、、Ｑ、が交互にオンオフ
して高周波トランスＴｆを介して高圧放電灯１に高周波
電流ＩＨＦを供給する。また、直流動作期間ＴＤＣでは
トランジスタＱ、はオフとなり、トランジスタＱ、のみ
がオンオフして高圧放電灯１に直流電流ｒｐｃを供給す
る。つまり、本実施例では、トランジスタＱ１は全期間
を通じて高周波でオンオフ動作を行っており、トランジ
スタＱ、は高周波動作期間ＴＨ，においてのみ高周波で
オンオフ動作を行っているものであり、トランジスタＱ
１を直流動作期間Ｔｎｃと高周波動作期間ＴＨＥとで兼
用することにより、回路構成を簡略化したものである。

まず、直流動作期間Ｔ’ｏｃにおいては、トランジスタ
Ｑ、はオフ状態のままであるので、コンデンサＣ１は直
流電源Ｖ、とほぼ同じ電圧まで充電され、チョークＬ２
やコンデンサＣ９、高周波トランスＴｆの１次巻線はほ
とんど作用せず、トランジスタＱ。

のみが高周波でオンオフして、ダイオードＤ９、チョー
クＬ１を介して高圧放電灯１へ直流電力を供給する。す
なわち、トランジスタＱ１がオンのときには、直流電源
Ｖ１の正端子からトランジスタＱ１、ダイオードＤ９、
チョークＬ１、電流検出回路２ａ、高圧放電灯１、高周
波トランスＴｆの２次巻線を介して直流電源Ｖ、の負端
子に至る経路に電流が流れる。トランジスタＱ、がオフ
のときには、チョークＬ、が電源となり、チョークＬ、
から電流検出回路２ａ、高圧放電灯１、高周波トランス
Ｔｆの２次巻線、ダイオードＤ　＋　、　Ｄ　ｓを介し
てチョークＬ、に戻る経路で電流が流れる。各電流は、
コンデンサＣ２にも分流する。コンデンサＣ２はチョー
クＬ１に流れる高周波成分をノくイノ（スするために接
続されており、このため、高圧放電灯１には高周波成分
の少ない直流電流を流すこと力Ｃできる。したがって、
直流動作期間Ｔ’ｏｃにおり）ては、放電灯電流１１ａ
はほとんど直流成分となり、音響的共鳴現象によるアー
クの不安定を抑えることができる安定な成分となる。

次に、高周波動作期間ＴＩ（Ｆにおいては、トランジス
タＱ１とＯ４が所定のデ・ンドオフタイムを経て交互に
高周波でオンオフされて、高周波トランスＴｆを介して
高圧放電灯１へ高周波電力を供給する。以下、高周波の
１サイクル分の動作を４つの場合に分けて説明する。

■トランジスタＱ１がオンでトランジスタＱ、力くオフ
のときには、直流電源■、の正端子からトランジスタ鈷
、チョークＬ２、コンデンサＣｓ、高周波トランスＴｆ
の１次巻線を介して直流電源ｖ１の負端子に至る経路で
電流が流れる。

■トランジスタＱ　＋　、　Ｑ　４が共にオフになると
、チョークＬ２の蓄積エネルギーにより、チョークＬ、
からコンデンサＣ６、高周波トランスＴｆの１次巻線、
ダイオードＤ１を介してチョークＬ２に戻る経路で電流
が流れる。

■トランジスタＱ、がオフでトランジスタＱ、がオンに
なると、コンデンサＣ６が電源となって、コンデンサＣ
３の電荷が、チョークＬ２、トランジスタＱ４、高周波
トランスＴｆの１次巻線を介して放電される。

■トランジスタＱ　Ｉ、　Ｑ−が共にオフになると、チ
ョークＬ２の蓄積エネルギーにより、チョークＬ２から
、ダイオードＤ４、直流電源■３、高周波トランスＴｆ
の１次巻線、コンデンサＣ６を介してチョークＬ２に戻
る経路で電流が流れる。

以下、同じ動作を繰り返すことによって、高周波トラン
スＴｆの１次巻線には、交互に逆方向に電流が流れ、そ
の２次巻線には高周波電圧が発生する。この高周波電圧
は、コンデンサＣ１を介して高圧放電灯１に印加される
。

このインバータ動作において、チョークＬ１に流れる電
流の大きさは、チョークＬ１、コンデンサＣ２、高周波
トランスＴｆの２次巻線の定数や、インバータ動作時の
発振周波数などによって変えることができるが、本実施
例では、チョークＬ。

に流れる電流をインバータ動作時には少なく設定してい
る。また、コンデンサＣ１は高周波トランスＴ「の２次
巻線から出力される高周波電圧を高圧放電灯１に供給し
やすくするための低インピーダンスの閉回路を形成して
いる。つまり、高周波をチョークＬ１には流さず、コン
デンサＣＩを介して高圧放電灯１に流している。

以上のように、トランジスタＱ、を直流動作期間ＴＤｃ
と高周波動作期間Ｔ）（Ｆの両方で動作させることによ
って主回路の構成が簡単になるものである。

制御回路３ｂの構成については、上述の第２図に示した
制御回路３ａとほとんど同じであるが、論理回路の構成
のみが異なり、ＡＮＤ回路Ａ１及びＡ２の出力がＯＲ回
路Ｏ３、駆動回路７を介して１〜ランジスタＱ１の駆動
信号となっている。したがって、トランジスタＱ１は直
流動作期間Ｔ’ｏｃにおいては、ＡＮＤ回路Ａ１、ＯＲ
回路Ｏ１，駆動回路７を介してＰＷＭ制御回路４からの
出力信号によりパルス幅制御され、高周波動作期間ＴＨ
Ｅにおイテは、ＡＮＤ回路Ａ１、ＯＲ回路Ｏ３、駆動回
路７を介して周波数制御回路１０の出力信号を分周回路
１４にて分周した第２の分周出力により周波数制御され
るものである。

なお、高周波動作期間ＴＨＥにおいては、チョークＬ１
により高周波がブロックされるので、電流検出回路２ａ
に流れる電流は侃かである。したがって、第３図に示す
ようなピークホールド方式の電流検出回路２ａを用いれ
ば、直流動作期間Ｔ’ｏｃにおける検出値に応じて高周
波動作期間Ｔ）ＩＦにおける制御を行うことができる。

直流動作期間ＴＤｏにおける検出値は、主たる供給電力
に対する負荷の状態に対応しているので、負荷の状態を
的確に検出した結果であり、これに応じて直流動作期間
ＴＤＣ及び高周波動作期間ＴＨＥにおけるスイッチング
の制御を行えば、負荷の状態に応じた的確な制御を安定
に行うことができるものである。

［実施例３］ 第５図は本発明の第３実施例の回路図である。

本実施例にあっては、直流動作期間ＴＤｃにおいて高圧
放電灯１に印加される直流成分の極性を交互に反転させ
て矩形波電力を供給するようにしており、ランプ寿命の
改善のためには好ましい実施例である。

以下、その主回路の構成について説明する。トランジス
タＱ、、Ｑ、の直列回路と、コンデンサＣｔ。

Ｃ３の直列回路は、直流電源■１に並列接続されている
。各トランジスタＱ、、Ｑ、のコレクタ・エミッタ間に
は、それぞれダイオードＤ　ｔ　、　Ｄ　ａが逆並列接
続されている。トランジスタＱ、、Ｑ、の接続点とコン
デンサＣｔ　、　Ｃａの接続点との間には、高圧放電灯
１と高周波トランスＴｆの２次巻線の直列回路にコンデ
ンサＣ１を並列接続した回路がチョークＬ＋と電流検出
回路２ａを介して接続されると共に、高周波トランスＴ
「の１次巻線にコンデンサＣ１を並列接続された回路が
チョークＬ２及びコンデンサＣｓを介して接続されてい
る。

第７図は第５図に示した高圧放電灯１に流れるランプ電
流ＩＮａの波形図である。高圧放電灯１への矩形波電力
の供給は、時刻ｔ２〜ｔ、及び時刻Ｌ４〜ｔ、の直流動
作期間ＴＤｃで、チョッパ動作を行うことによって達成
される。チョッパ回路を構成する主たる回路要素は、コ
ンデンサｃｌ、高周波トランスＴｆの２次巻線、高圧放
電灯１、チョークＬ１となる。

まず、時刻ｔ２〜し、においては、トランジスタＱ。

のみが高周波でオンオフし、トランジスタＱ６はオフ状
態のままとなる。トランジスタＱ、がオンすると、コン
デンサＣ７から、トランジスタＱ７、電流検出回路２ａ
、チョークＬ１、高周波トランスＴｒの２次巻線、高圧
放電灯１を介してコンデンサＣ２に戻る経路で電流が流
れる。また、トランジスタＱ７がオフすると、チョーク
Ｌ、の蓄積エネルギーにより、チョークＬ１がら、高周
波トランスＴｆの２次巻線、高圧放電灯１、コンデンサ
ＣＩ、ダイオードＤ６、電流検出回路２ａを介してチョ
ークＬ、に戻る経路で電流が流れる。各電流の高周波成
分は、コンデンサＣ３に分流され、高圧放電灯１には正
方向の直流電流が流れる。

次に、時刻ｔ４〜ｔ、においては、トランジスタＱ６が
高周波でオンオフし、トランジスタＱｙがオフ状態のま
まとなる。トランジスタＱ＠がオンすると、コンデンサ
Ｃ，から、高圧放電灯１、高周波トランスＴｆの２次巻
線、チョークＬ３、電流検出回路２ａ、トランジスタＱ
、を介してコンデンサＣ３に戻る経路で電流が流れる。

また、トランジスタＱ、がオフすると、チョークＬ１の
Ｎ積エネルギーにより、チョークＬ、から、電流検出回
路２ａ、ダイオードＤ７、コンデンサＣ７、高圧放電灯
１、高周波トランスＴｆの２次巻線を介してチョークＬ
＋に戻る経路で電流が流れる。各電流の高周波成分は、
コンデンサＣ７に分流され、高圧放電灯１には負方向の
直流電流が流れる。

このように、本実施例にあっては、正負両方向の直流電
流が高圧放電灯１に交互に流れるので、電流検出回路２
ａは正負両方向の直流電流を検出できる必要がある。第
６図は本実施例に用いる電流検出回路２ａの一例を示し
ている。この回路にあっては、電流検出用のカレントト
ランスＣＴの２次巻線に中間タップを設け、ダイオード
Ｄｓ、。

Ｄｓ２の各アノードを２次巻線の両端に接続し、各カソ
ードを抵抗Ｒｓを介して中間タップに接続している。抵
抗Ｒｓの両端に生じる電圧は、逆流阻止用のダイオード
Ｄｓを介してコンデンサＣｓにピークホールドされる。

これによって、カレントトランスＣＴの１次巻線に正負
いずれの方向の電流が流れても、コンデンサＣ３にその
最大値をピークホールドすることができるものである。

高周波電力の供給は、第７図において、時刻ｔ１〜Ｌ２
と時刻し、〜ｔ４の高周波動作期間ＴＨＥで、インバー
タ動作を行うことによって達成できる。この高周波動作
期間ＴＨＥにおいては、両方のトランジスタＱ　ｙ　、
　Ｑ　ｓが交互にオンオフする。インバータ回路を構成
する主たる回路要素は、高周波トランスＴｆの１次巻線
及び２次巻線、チョークＬ２、コンデンサＣ４、Ｃｓ、
高圧放電灯１、並びに、コンデンサＣ１となる。以下、
高周波の１サイクル分の動作を４つの場合に分けて説明
する。

■トランジスタＱ７がオンでトランジスタＱ、がオフの
ときには、コンデンサＣ７から、トランジスタＱ７、チ
ョークＬ２、高周波トランスＴｆの１次巻線、コンデン
サＣ５を介して、コンデンサＣ７に戻る経路で電流が流
れる。

■トランジスタＱ、、Ｑ、が共にオフになると、チョー
クＬ２の蓄積エネルギーにより、チョークＬ２から、高
周波トランスＴｆの１次巻線、コンデンサＣ５、コンデ
ンサＣ５、ダイオードＤ、を介して、チョークＬ２に戻
る経路で電流が流れる。

■トランジスタＱ７がオフでトランジスタＱ６がオンに
なると、コンデンサＣ６がら、コンデンサＣ５、高周波
トランスＴ「の１次巻線、チョークＬ２、トランジスタ
Ｑ、を介してコンデンサＣｓに戻る経路で電流が流れる
。

■トランジスタＱ、、Ｑ、が再び共にオフになると、チ
ョークＬ２の蓄積エネルギーにより、チョークＬ２から
、ダイオードＤ７、コンデンサＣ７、コンデンサＣ５、
高周波トランスＴｆの１次巻線を介してチョークＬ２に
戻る経路で電流が流れる。

以下、同じ動作■〜■を繰り返すことによって、高周波
トランスＴｆの１次巻線には、交互に逆方向に電流が流
れ、その２次巻線には高周波電圧が発生する。この高周
波電圧は、コンデンサＣ１を介して高圧放電灯１に印加
される。

以上のチョッパ動作とインバータ動作を交互に繰り返す
ことにより、第７図に示すようなランプ電流Ｉｔ’ａの
波形が得られる。

次に、制御回路３ｃの構成について説明する。

ＰＷＭ制御回路４、駆動回路７，８、周波数制御回路１
０及び分周回路１４については、上述の第２実施例と同
様である０本実施例では、論理回路と低周波発振回路５
の構成のみが異なっている。

低周波発振回路５は、第７図に示す時刻ｔ２〜Ｌ３にお
いてのみ“Ｈｉｇｈ”レベルとなる第１の低周波信号と
、時刻ｔ４〜ｔ、においてのみ“Ｈｉｇｈ”レベルとな
る第２の低周波信号と、時刻ｔ１〜ｔ、及びｔ、〜【４
においてのみ”Ｈｉｇｈ”レベルとなる第３の低周波信
号を発生する。第１及び第２の低周波信号は、それぞれ
ＡＮＤ回路Ａ　１１及びＡ　１２の一方の入力に供給さ
れており、ＡＮＤ回路Ａｚ及びＡ　１２の他方の入力に
は、ＰＷＭ制御回路４からの出力信号が供給されている
。ＡＮＤ回路Ａ　１　、及びＡ　１２の出力は、それぞ
れＯＲ回路Ｏ１１＋ＯＩ□の一方の入力に接続されてい
る。第３の低周波信号は、ＡＮＤ回路Ａ１３及びＡ　１
４の一方の入力に供給されており、ＡＮＤ回路Ａ　１３
及びＡ　１４の他方の入力には、分周回路１４の第１及
び第２の分周出力がそれぞれ入力されている。ＡＮＤ回
路Ａ１３及びＡ、４の出力は、それぞれＯＲ回路０日及
びｏ１□の他方の入力に接続されている。ＯＲ回路０□
及びＯ１□の出力は、それぞれ駆動回路７及び８を介し
て、トランジスタＱ７及びＱ、の駆動信号とされている
。

したがって、ランプ電流１１ａの１周期Ｔにおける高周
波動作期間Ｔ）（Ｆでは、ＡＮＤ回路Ａ、、、Ａ、□は
共に信号通過不能状態となるので、トランジスタＱ、、
Ｑ、にはパルス幅副御された駆動信号は供給されない。

このとき、ＡＮＤ回路Ａ　１３　、　Ａ　１４は信号通
過可能状態となるので、分周回路１４の第１及び第２の
分周出力が、ＡＮＤ回路Ａ　１　ｊ、　Ａ　１４．０Ｒ
Ｉｉ８１１路０１１，０１ｆｆｉ及び駆動回路７．８を
介しｒ　ｌ−ランジスタＱ　＝　、　Ｑ　ａに駆動信号
として供給され、トランジスタＱ、、Ｑ、は交互にオン
オフする。このスイッチング周波数は、電流検出回路２
ａの検出値に応じて周波数制御回路１０により決定され
る。

次に、ランプ電流１１ａの１周期Ｔにおける直流動作期
間”ｒ’ｏｃでは、ＡＮＤ回路Ａ　１３　、　Ａ　１４
が信号通過不能状態となるので、トランジスタＱ、、Ｑ
。

には周波数制御された駆動信号は供給されない。

直流動作期間Ｔ’ｏｃのうち、時刻ｔ２〜ｔ、ではＡＮ
Ｄ回路Ａ、が信号通過可能状態となり、ｐ　Ｗ　Ｍ　Ｉ
Ｉ御回路４の出力信号がＡＮＤ回路Ａ＋＋、ＯＲ回路０
１１、駆動回路７を介してトランジスタＱ、の駆動信号
となる。また、時刻ｔ４〜１．ではＡＮＤ回路Ａ１□が
信号通過可能状態となり、ＰＷＭ制御回路４の出力信号
がＡＮＤ回路Ａ　Ｈ２、ＯＲ回路０１２、駆動回路８を
介してトランジスタＱ、の駆動信号となる。

したがって、前者の場合には正方向、後者の場合には負
方向の直流成分が高圧放電灯１に供給されるものであり
、いずれの場合にもトランジスタＱ、。

Ｑ８の駆動信号は、ランプ電流の検出値に応じてパルス
幅制御されたものとなる。

なお、上述の各実施例では、周波数を制御するための手
段として、カレントミラー回路を用いて発振回路におけ
る時定数回路の抵抗値を変化させているが、複数個の抵
抗を負荷電流の検出値に応じて切り換えるようにしても
楕わない、以下、そのための回路を例示する。

第８図は上述の第１実施例に用いる周波数制御回路１０
の他の回路例である。以下、その回路構成について説明
する。制Ｗ電源電圧Ｖｃｃは抵抗Ｒ４゜Ｒ１にて分圧さ
れており、抵抗Ｒ，，Ｒ，の接続点にはトランジスタＱ
、のベースが接続されている。

トランジスタＱ、のコレクタ及びエミッタは、抵抗Ｒ１
の両端に接続されている。抵抗Ｒｓの両端には、トラン
ジスタＱ　ｌｏのコレクタ及びエミッタが接続されてい
る。電流検出回路２ａの出力は、ツェナーダイオードＺ
Ｄ、を介して抵抗Ｒ，，Ｒ，の直列回路に印加されてい
る。抵抗Ｒ＊　、　Ｒｔの接続点は、トランジスタＱＩ
Ｏのベースに接続されている。

したがって、電流検出回路２ａの検出値が小さいときに
は、ツェナーダイオードＺＤ、が導通せず、トランジス
タＱ、。がオフ状態となっているので、トランジスタＱ
、には抵抗Ｒ４を介してベース電流が供給され、トラン
ジスタＱ、が導通して抵抗Ｒ１の両端を短絡する。した
がって、発振回路１２の時定数は小さくなり、発振周波
数が高くなる。これは、高圧放電灯１が点灯していない
状態に相当する。つまり、無負荷時には主回路のＬＣ素
子で決まる固有振動周波数が高くなるので、この固有振
動周波数よりも発振周波数を高くして、トランジスタＱ
２．Ｑ、へのサージ電流を防ぐものである。高圧放電灯
１が点灯して、電流検出回路２ａの検出出力が増大する
と、ツェナーダイオードＺＤ、が導通して、抵抗Ｒ５を
介してトランジスタＱ１゜にベース電流が流れてトラン
ジスタＱ　ｌｏがオン状態となるので、トランジスタＱ
、のベース電流がバイパスされ、トランジスタＱ、がオ
ン状態となる。したがって、発振回路１２の時定数は大
きくなり、発振周波数が低下する。つまり、高圧放電灯
１の点灯中は主回路の固有振動周波数が低くなるので、
これに伴って発振周波数も低くして高周波電力を効率良
く高圧放電灯１へ供給するものである。

また、発振周波数切換の他の手段として、発振周波数の
異なる複数個の発振回路を設けて、負荷電流の検出値に
応じて必要な周波数の信号のみを取り出すようにしても
横わない。

なお、実施例では負荷状層検出回路として電流を検出す
る回路のみを例示したが、電圧を検出する回路を用いて
も構わない、負荷状態を示ず電圧を検出するには、例え
ばコンデンサＣ１の両端電圧を検出するという方法があ
り、この両端電圧には高周波の電圧が生じないので、安
定な検出値を得ることができる。

さらに、上述の実施例にあっては、直流電力はＰＷＭ制
御方式で、高周波電力は周波数制御方式で個別に制御し
ているが、いずれの方式を用いても良く、１つの制御手
段を共用しても良い、また、負荷は高圧放電灯に限定さ
れるものではなく、高周波電力と直流電力のうち、一方
を主たる電力として供給され、他方を補助的な電力とし
て供給される負荷であれば良い。

［発明の効果］ 本発明は、上述のように、負荷に高周波電力を間欠的に
供給する第２のスイッチング電源と、少なくとも第２の
スイッチング電源の不動作時に動作して負荷に直流電力
を供給する第１のスイッチング電源とを備えるスイッチ
ング電源装置において、第１及び第２のスイッチング電
源のうち主たる電力を負荷に供給している側から負荷の
状態を検出するようにしたから、負荷の状態をより的確
に示す検出値を得ることができるものであり、その検出
値に応じて第１及び第２のスイッチング電源におけるス
イッチング素子を制御するようにしたから、負荷の状態
をより的確に示す検出値に応じて、補助的な電力を供給
しているスイッチング電源におけるスイッチング素子を
安定にｉｕｉすることができるという効果がある。また
、各スイッチング電源にそれぞれ負荷状態検出回路を設
ける従来例に比べると、検出部の構成を簡素化できると
いう効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の基本構成を示すブロック図、第２図は
本発明の第１実施例の回路図、第３図は同上に用いる電
流検出回路の回路図、第４図は本発明の第２実施倒の回
路図、第５図は本発明の第３実施例の回路図、竿６図は
同上に用いる電流検出回路の回路図、第７図は同上の動
作波形図、第８図は本発明の第１実施例の一変形例の要
部回路図、第９図は従来例の回路図、第１０図は同上の
動作波形図である。 １ａは負荷、２ｃは負荷状態検出回路、３ａは制御回路
、Ａは第１のスイッチング電源、Ｂは第２のスイッチン
グ電源、３１．Ｓ２はスイッチング素子、Ｖ、、Ｖ２は
直流電源である。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）直流電源と、直流電源をスイッチングして負荷に
   直流電力を供給する第１のスイッチング電源と、直流電
   源をスイッチングして負荷に高周波電力を供給する第２
   のスイッチング電源と、第１及び第２のスイッチング電
   源のうち主たる電力を負荷に供給している側から負荷の
   状態を検出する負荷状態検出回路と、負荷状態検出回路
   の検出値に応じて第１及び第２のスイッチング電源にお
   けるスイッチング素子を制御し、第２のスイッチング電
   源を間欠的に動作させると共に少なくとも第２のスイッ
   チング電源の不動作期間に第１のスイッチング電源を動
   作させる制御回路とを備えることを特徴とするスイッチ
   ング電源装置。