JPH0129854Y2 - - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 産業上の利用分野 本考案は、電力増幅回路、特にＢ級動作で信号
のレベルが小さいときには出力トランジスタに供
給される電源電圧を小さくすることにより電力の
損失を減少させて効率を向上させた電力増幅回路
に関する。

背景技術とその問題点 電力増幅回路で、信号をパルス幅変調して出力
トランジスタを駆動する方式のものは、電力の損
少を少なくでき、効率を上げることができるが、
歪率や周波数特性の点で一般のＢ級動作のものに
比べて劣る欠点がある。そこで、一般には、Ｂ級
動作のままで、信号のレベルが小さいときには出
力トランジスタに供給される電源電圧を小さくす
ることにより、電力の損失を減少させ、効率を上
げる方式がとられている。

第１図はかような方式の電力増幅回路の一例
で、入力信号S_Iがプツシユプル接続された互いに
相補的な対の出力トランジスタQ₁及びQ₂のベー
スに供給されて、入力信号S_Iの正及び負の期間の
部分がトランジスタQ₁及びQ₂で分担されて増幅
されて、負荷であるスピーカー１に供給される。
トランジスタQ₁及びQ₂のコレクタには正及び負
の電源電圧が供給されるが、この電源電圧は、ス
ピーカー１に供給される信号のレベルが定格出力
の30〜50％程度以下のときには、それを超えると
きに比べて1/2程度に下げられる。

即ち、電源トランス２の２次側に、一側の端子
t₁₁と他端の端子t₂₁との間において、タツプであ
る端子t₁₂，t₀及びt₂₂が設けられ、真中のタツプ
である端子t₀が接地されて、端子t₁₁及びt₂₁に相
対的に大きい互いに逆相の交流電圧が得られると
ともに、端子t₁₂及びt₂₂に相対的に小さい互いに
逆相の交流電圧が得られるようにされる。そし
て、端子t₁₁及びt₂₁に、ダイオードD₁₁及びD₃₁と
コンデンサC₁₁からなる整流平滑回路１１と、ダ
イオードD₂₁及びD₄₁とコンデンサC₂₁からなる整
流平滑回路２１が接続され、相対的に大きい交流
電圧が回路１１及び２１で各々整流平滑されて、
回路１１，２１より絶対値の相対的に大きい正、
負の直流電圧＋V_B，−V_Bが得られる。また、端子
t₁₂及びt₂₂に、ダイオードD₁₂及びD₃₂とコンデン
サC₁₂からなる整流平滑回路１２と、ダイオード
D₂₂及びD₄₂とコンデンサC₂₂からなる整流平滑回
路２２が接続され、相対的に小さい交流電圧が回
路１２及び２２で各々整流平滑されて、回路１
２，２２より絶対値の相対的に小さい正、負の直
流電圧＋Vc，−Vcが得られる。例えば、V_Bは
21V，Vcは10Vにされる。

そして、出力トランジスタQ₁と同じNPN形の
トランジスタQ₁₁のコレクタが整流平滑回路１１
の出力側に接続され、エミツタが出力トランジス
タQ₁のコレクタに接続され、PNP形のトランジ
スタQ₁₂のエミツタがトランジスタQ₁₁のコレク
タ、即ち、整流平滑回路１１の出力側に接続さ
れ、コレクタがトランジスタQ₁₁のベースに接続
され、トランジスタQ₁₂のベースとエミツタの間
に抵抗R₁₂が接続され、ベースと接地の間に定電
流源３が接続される。また、整流平滑回路１２の
出力側と出力トランジスタQ₁のコレクタの間に
ダイオードD₁₉が接続される。同様に、出力トラ
ンジスタQ₂と同じPNP形のトランジスタQ₂₁のコ
レクタが整流平滑回路２１の出力側に接続され、
エミツタが出力トランジスタQ₂のコレクタに接
続され、NPN形のトランジスタQ₂₂のエミツタが
トランジスタQ₂₁のコレクタ、即ち、整流平滑回
路２１の出力側に接続され、コレクタがトランジ
スタQ₂₁のベースに接続され、トランジスタQ₂₂
のベースとエミツタの間に抵抗R₂₂が接続され、
ベースと接地の間に定電流源４が接続され、整流
平滑回路２２の出力側と出力トランジスタQ₂の
コレクタの間にダイオードD₂₉が接続される。

そして、負荷であるスピーカー１に供給される
信号がエンベロープ検波回路５及び６に供給され
て、スピーカー１に供給される信号の正側及び負
側のエンベロープが検波され、その正側及び負側
のエンベロープ検波電圧が電圧比較回路７及び８
に供給されて、定格出力の30〜50％程度のレベル
に相当する基準電圧Vo及び−Voと比較され、そ
の正側及び負側の比較検出電圧が定電流源３及び
４に供給されて、定電流源３及び４がオン・オフ
制御される。

そして、スピーカー１に供給される信号のレベ
ルが定格出力の30〜50％程度を超えるときは、定
電流源３，４がオンにされて、トランジスタ
Q₁₂，Q₂₂がオンになり、トランジスタQ₁₁，Q₂₁
がオンになるとともに、ダイオードD₁₉，D₂₉が
オフになつて、整流平滑回路１１，２１より得ら
れる絶対値の相対的に大きい正、負の直流電圧＋
V_B，−V_BがトランジスタQ₁₁，Q₂₁を通じて電源電
圧として出力トランジスタQ₁，Q₂のコレクタに
供給されるが、スピーカー１に供給される信号の
レベルが定格出力の30〜50％程度以下のときに
は、定電流源３，４がオフにされて、トランジス
タQ₁₂，Q₂₂がオフになり、トランジスタQ₁₁，
Q₂₁がオフになるとともに、ダイオードD₁₉，D₂₉
がオンになつて、整流平滑回路１２，２２より得
られる絶対値の相対的に小さい、即ち、整流平滑
回路１１，２１より得られる電圧＋V_B，−V_Bの1/
２程度の、正、負の直流電圧＋Vc，−Vcがダイオ
ードD₁₉，D₂₉を通じて電源電圧として出力トラ
ンジスタQ₁，Q₂のコレクタに供給される。

ところが、この従来の回路路では、導電形式の
異なるトランジスタQ₁₂及びQ₁₁が広義のダーリ
ントン回路を構成し、トランジスタQ₁₂及びQ₁₁
がオンのとき、トランジスタQ₁₂が飽和し、その
飽和電圧をV_STとするとき、第２図に示すように
トランジスタQ₁₁のコレクタ・ベース間に電圧
V_STの電源が接続されたのと等価になり、トラン
ジスタQ₁₁は飽和しないで、トランジスタQ₁₁の
コレクタ・エミツタ間電圧V_CEとコレクタ電流Ic
の特性は、第３図の曲線３２で示すように、曲線
３１で示すトランジスタQ₁₁のベース・エミツタ
間電圧V_BEとコレクタ電流I_Cの特性が電圧V_STの分
だけシフトしたものとなる。従つて、トランジス
タQ₁₁のコレクタ電流I_Cが例えば2Aのとき、トラ
ンジスタQ₁₁のコレクタ・エミツタ間電圧V_CEは
例えば0.8Vというような大きい値になり、トラ
ンジスタQ₁₁での消費電力が例えば1.6Wというよ
うな大きなものになつてしまう。トランジスタ
Q₂₁側についても、同様である。

考案の目的 本考案は、このように、Ｂ級動作のままで、信
号のレベルが小さいときには出力トランジスタに
供給される電源電圧を小さくすることにより、効
率を上げるようにした電力増幅回路において、相
対的に大きい直流電圧を電源電圧として出力トラ
ンジスタに供給するためのトランジスタにおける
消費電力が著しく減少するようにしたものであ
る。

考案の概要 本考案では、トランジスタQ₁₂，Q₂₂のエミツ
タをトランジスタQ₁₁，Q₂₁のコレクタ、即ち、
整流平滑回路１１，２１の出力側に接続しない
で、電源トランス２の２次側の端子t₁₁，t₂₁にト
ランジスタQ₁₁，Q₂₁のコレクタに供給される電
圧＋V_B，−V_Bを得る整流平滑回路１１，２１とは
別の整流平滑回路を接続し、端子t₁₁，t₂₁に得ら
れる相対的に大きい交流電圧をこの別の整流平滑
回路で整流平滑して別の直流電圧を得、トランジ
スタQ₁₂，Q₂₂のエミツタをこの別の整流平滑回
路の出力側に接続することによつて、トランジス
タQ₁₂及びQ₁₁，Q₂₂及びQ₂₁がオンのとき、トラ
ンジスタQ₁₂，Q₂₂は飽和しないで、トランジス
タQ₁₁，Q₂₁が飽和するようにする。

実施例 第４図は本考案の電力増幅回路の一実施例で、
電源トランス２の２次側の端子t₁₁にダイオード
D₁₃とコンデンサC₁₃からなる整流平滑回路１３が
接続されるとともに、端子t₂₁にダイオードD₂₃と
コンデンサC₂₃からなる整流平滑回路２３が接続
され、相対的に大きい交流電圧が回路１３及び２
３で各々整流平滑されて、回路１３，２３より
正、負の直流電圧＋V_A，−V_Aが得られ、トラン
ジスタQ₁₂，Q₂₂のエミツタがトランジスタQ₁₁，
Q₂₁のコレクタ、即ち、整流平滑回路１１，２１
の出力側に接続されないで、この電圧＋V_A，−
V_Aが得られる整流平滑回路１３，２３の出力側
に接続される。他は第１図の回路と同じである。

この第４図の回路によると、トランジスタQ₁₁
の電流増幅率をβとすれば、トランジスタQ₁₂及
びQ₁₁がオンのときのトランジスタQ₁₂のエミツ
タ電流はトランジスタQ₁₁のコレクタ電流の１／β になるので、整流平滑回路１３のダイオードD₁₃
に流れる電流は整流平滑回路１１のダイオード
D₁₁またはD₃₁に流れる電流の１／βになり、ダイオ ードの順方向降下電圧と電流の特性から、ダイオ
ードD₁₃の電圧降下はダイオードD₁₁またはD₃₁の
電圧降下よりも小さくなり、従つて、整流平滑回
路１３及び１１より得られる電圧＋V_A及び＋V_B
の関係は、＋V_A＞＋V_Bとなる。例えば、ダイオー
ドD₁₃とダイオードD₁₁及びD₃₁がともにシリコ
ン・ダイオードで、各々の順方向降下電圧V_Dと
電流I_Dの特性が第５図の曲線３３で示すようにな
り、β＝100で、ダイオードD₁₃に流れる電流が
0.02A、ダイオードD₁₁またはD₃₁に流れる電流が
2Aで、ダイオードD₁₃の電圧降下が0.7V、ダイオ
ードD₁₁またはD₃₁の電圧降下が1.8Vであれば、
電圧＋V_Aは電圧＋V_Bよりも1.8V−0.7V＝1.1Vだ
け高くなる。ダイオードD₁₃としてシヨツトキ
ー・バリア・ダイオードを用いるときは、ダイオ
ードD₁₃の特性が第５図の曲線３４で示すように
なり、ダイオードD₁₃の同じ0.02Aの電流が流れ
るときの電圧降下は0.4V〜0.5Vというように一
層小さくなるので、電圧＋V_Aは電圧＋V_Bに対し
て一層高くなる。

このように、第４図の回路によれば、整流平滑
回路１３よりトランジスタQ₁₂のエミツタに供給
される電圧＋V_Aが整流平滑回路１１よりトラン
ジスタQ₁₁のコレクタに供給される電圧＋V_Bより
もかなり高くなるので、トランジスタQ₁₂及び
Q₁₁がオンのとき、トランジスタQ₁₂は飽和しな
いで、そのコレクタ電流をI_Bとするとき、第６図
に示すようにトランジスタQ₁₁のベースに電流I_B
の電流源が接続されたのと等価になり、トランジ
スタQ₁₁が飽和して、トランジスタQ₁₁のコレク
タ・エミツタ間電圧V_CEとコレクタ電流I_Cの特性
は、第７図の曲線３５で示すようにきわめて急峻
なものとなる。従つて、トランジスタQ₁₁のコレ
クタ電流I_Cが例えば前述のように2Aのとき、ト
ランジスタQ₁₁のコレクタ・エミツタ間電圧V_CE
は例えば0.06Vというようなきわめて小さい値に
なり、トランジスタQ₁₁での消費電力が例えば
0.12Wというように第１図の回路に比べて著しく
小さくなる。

トランジスタQ₂₁側についても、整流平滑回路
２３よりトランジスタQ₂₂のエミツタに供給され
る電圧−V_Aが整流平滑回路２１よりトランジス
タQ₂₁のコレクタに供給される電圧−V_Bよりもか
なり低くなるので、同様である。

第４図の実施例は整流平滑回路１３及び２３が
半波整流にされた場合であるが、整流平滑回路１
１及び２１と同様に全波整流にされてもよい。逆
に、整流平滑回路１１，１２及び２１，２２が半
波整流にされてもよい。すべての整流平滑回路が
半波整流にされる場合は、電源トランス２の２次
側の端子t₀から端子t₂₁までの巻線部分は必要な
い。

また、整流平滑回路１３及び２３が第８図に示
すように倍電圧整流回路にされる場合は、整流平
滑回路１３，２３よりトランジスタQ₁₂，Q₂₂の
エミツタに供給される電圧＋V_A，−V_Aと整流平
滑回路１１，２１よりトランジスタQ₁₁，Q₂₁の
コレクタに供給される電圧＋V_B，−V_Bの差が一層
大きくなるので、前述の動作が一層完全になる。

考案の効果 本考案によれば、Ｂ級動作のままで、信号のレ
ベルが小さいときには出力トランジスタに供給さ
れる電源電圧を小さくすることにより、効率を上
げる方式にする場合に、信号のレベルが一定値を
超えるか否かによつてオン・オフ制御されるトラ
ンジスタQ₁₂，Q₂₂のコレクタを相対的に大きい
直流電圧＋V_B，−V_Bが得られる整流平滑回路１
１，２１の出力側と出力トランジスタQ₁，Q₂の
コレクタの間にコレクタ・エミツタが接続された
トランジスタQ₁₁，Q₂₁のベースに接続し、エミ
ツタはトランジスタQ₁₁，Q₂₁のコレクタ、即ち、
整流平滑回路１１，２１の出力側に接続しない
で、別の整流平滑回路１３，２３の出力側に接続
して、トランジスタQ₁₂，Q₂₂のエミツタに供給
される電圧＋V_A，−V_AがトランジスタQ₁₁，Q₂₁
のコレクタに供給される電圧＋V_B，−V_Bよりも絶
対値がかなり大きなものになるようにしたので、
トランジスタQ₁₁，Q₂₁がオンになるとき、トラ
ンジスタQ₁₁，Q₂₁が飽和したスイツチとなり、
トランジスタQ₁₁，Q₂₁での消費電力が著しく減
少する。しかも、整流平滑回路１３，２３は電源
トランス２の２次側の整流平滑回路１１，２１が
接続される端子t₁₁，t₂₁に接続するものであり、
より絶対値の大きい電圧＋V_A，−V_Aを得るため
に電源トランス２の２次側に別の端子を設ける必
要がない。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の電力増幅回路の一例を示す接続
図、第２図及び第３図はその説明のための等価回
路ないし特性を示す図、第４図は本考案の電力増
幅回路の一実施例を示す接続図、第５図〜第７図
はその説明のための特性ないし等価回路を示す
図、第８図は本考案の電力増幅回路の他の実施例
の要部を示す接続図である。 図中、Q₁及びQ₂は出力トランジスタ、１は負
荷としてのスピーカー、２は電源トランス、t₁₁
及びt₂₁はその第１の端子、t₁₂及びt₂₂はその第２
の端子、１１及び２１は第１の整流平滑回路、１
２及び２２は第２の整流平滑回路、１３及び２３
は第３の整流平滑回路、Q₁₁及びQ₂₁は第１のト
ランジスタ、Q₁₂及びQ₂₂は第２のトランジスタ、
D₁₉及びD₂₉はスイツチング素子としてのダイオ
ード、５及び６はエンベロープ検波回路、７及び
８は電圧比較回路である。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 入力信号の正及び負の期間の部分を分担して増
   幅して負荷に供給する対の出力トランジスタと、
   ２次側の第１の端子に相対的に大きい交流電圧が
   得られるとともに第２の端子に相対的に小さい交
   流電圧が得られるようにされた電源トランスと、
   上記電源トランスの上記第１の端子に得られる相
   対的に大きい交流電圧を整流平滑して第１の直流
   電圧を得る第１の整流平滑回路と、上記電源トラ
   ンスの上記第２の端子に得られる相対的に小さい
   交流電圧を整流平滑して上記第１の直流電圧より
   も絶対値の小さい第２の直流電圧を得る第２の整
   流平滑回路と、上記電源トランスの上記第１の端
   子に得られる相対的に大きい交流電圧を整流平滑
   して第３の直流電圧を得る第３の整流平滑回路
   と、コレクタが上記第１の整流平滑回路の出力側
   に接続され、エミツタが上記出力トランジスタの
   コレクタに接続された第１のトランジスタと、上
   記第１のトランジスタと導電形式を異にし、エミ
   ツタが上記第３の整流平滑回路の出力側に接続さ
   れ、コレクタが上記第１のトランジスタのベース
   に接続された第２のトランジスタと、上記第２の
   整流平滑回路の出力側と上記出力トランジスタの
   コレクタの間に接続されたスイツチング素子と、
   上記負荷に供給される信号のレベルが一定値を超
   えるか否かを検出して、その検出出力によつて上
   記第２のトランジスタをオン・オフ制御する検出
   制御回路とよりなり、上記負荷に供給される信号
   のレベルが一定値を超えるときは、上記第２のト
   ランジスタがオンにされて上記第１のトランジス
   タがオンにされるとともに、上記スイツチング素
   子がオフにされて、上記第１の整流平滑回路より
   得られる上記第１の直流電圧が上記第１のトラン
   ジスタを通じて電源電圧として上記出力トランジ
   スタのコレクタに供給され、上記負荷に供給され
   る信号のレベルが一定値を超えないときは、上記
   第２のトランジスタがオフにされて上記第１のト
   ランジスタがオフにされるとともに、上記スイツ
   チング素子がオンにされて、上記第２の整流平滑
   回路より得られる上記第２の直流電圧が上記スイ
   ツチング素子を通じて電源電圧として上記出力ト
   ランジスタのコレクタに供給される電力増幅回
   路。