JPH01290317A - Ｕｈｆ同調装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、例えば、テレビジョン受像機で使われるＵＨ
Ｆチューナの無線周波（ＲＦ）信号入力回路に関する。

発明の背景 ＵＨＦチューナのＲＦ信号入力回路は、通常、インピー
ダンス変換回路網とＵＨＦアンテナ入力およびＲＦ増幅
器の入力間に継続接続される同調回路とを含んでいる。

インピーダンス変換回路網は、アンテナ入力とＲＦ増幅
入力に生ずる異なるインピーダンス間のインターフェー
スであり、アンテナ入力に生ずるインピーダンスをＲＦ
増幅器の入力におけるインピーダンスによシ近いインピ
ーダンスに変更すなわち変換する。例えば、通常、゛ツ
イン・リード（ｔｗｉｎ−１ｅａｄ　）　’の伝送線と
して知られる平衡伝送線は、ＵＨＦアンテナにより受信
されるＲＦ倍信号テレビジョン受像機のＵＨＦチューナ
に結合させるためにしばしば使われる。ＵＨＦチューナ
は、“ツイン・リード”の伝送線の導体が接続される２
つの端子を有する。６ツイン・リード”の伝送線は、大
地に対して平衡インピーダンス構成をとっているが、チ
ューナのＲＦ増幅器は大地に対して“不平衡”インピー
ダンス構成となっている。

通常、“平衡不平衡変成器（ｂａｌｕｎ　）”と呼ばれ
るインピーダンス変換回路網は、ＵＨＦアンテナ入力端
子に生じる平衡インピーダンス構成を、ＲＦ増幅器の入
力に生じる不平衡インピーダンス構成に変換するために
使われる。平衡不平衡変成器は、ＵＨＦアンテナ入力端
子間に接続される一次巻線およびＲＦ増幅器の入力と信
号接地間に接続される二次巻線を有する変成器を含んで
いる。−次巻線は数回巻いたワイヤを含むコイルから成
り、二次巻線はこのコイルに磁気的に結合するように配
置される導体条片を含んでいる。

チューナの同調回路は、アンテナから受信され、同調を
とろうとするチャンネルに対応するＲＦ倍信号ＲＦ増幅
器の入力に、不要な信号を排除しながら結合させるよう
に制御される周波数選択性応答を有する。同調回路は、
インダクタンス要素と可変キャパシタンス要素を含んで
いる。インダクタンス要素は平衡不平衡変成器の二次巻
線のようなインピーダンス変換回路網の要素である。可
変キャパシタンス要素は、典型的には、同調電圧の大き
さの変化とは逆の関係で変化するキャパシタンスを示す
ように同調電圧によって逆バイアスされる“バラクタ”
ダイオードである。

デュアルゲートの電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）は比
較的少ない歪みで増幅し、また第２のダート電極に利得
制御信号を印加することによシ容易に利得制御すること
ができるから、ＲＦ増幅器としてしばしば用いられる。

１９７７年９月１３日にニス・ビー・ナイト（Ｓ、Ｐ、
Ｋｎｉｇｈｔ）氏に付与された米国特許第４．０４８，
５９８号明細書には、よく知られたＵＨＦＲＦ信号入力
回路の一型式が開示されている。この特許は、平衡不平
衡変成器、平衡不平衡変成器の二次巻線がバラクタ・ダ
イオードに並列に接続されている並列同調回路およびデ
ュアルダートのＦＥＴを用いるものである。並列同調回
路は、ＵＨＦ領域の低周波端においてＦＥＴのインピー
ダンスに比べて低いインピーダンスとなる傾向にある。

ＵＨＦ領域の低周波端において並列同調回路により与え
られる実効インピーダンスを増大させるために、直列接
続されたコンデンサおよび分路接続されたインダクタを
含むインピーダンス変換回路網が並列同調回路とＦＥＴ
との間に結合される。インピーダンス変換回路網は、Ｕ
ＨＦ領域の上側周波数端において電力利得を実質的に低
下させることな（ＵＨＦ　ＲＦ信号入力回路の電力利得
を改善する傾向にある。

前述のナイト氏の特許に示される型式のＵＨＦＲＦ信号
入力回路に使われているような並列同調回路の帯域幅は
、周波数の関数として増大する傾向にある。理論上、理
想的な並列同調回路の帯域幅は、注目している上側周波
数および下側周波数間の比の２乗で変化する傾向にある
。従って、米国で使われており、約８００　ＭＨｚの上
限周波数と約４７０　ＭＨｚの下限周波数を有するＵＨ
Ｆチャンネル（例えば、チャンネル１４−７０）の周波
数領域の場合、並列同調回路の帯域幅は理論上約３の因
数・で変り得る。例えば、ＵＨＦチューナに使われてい
る並列同調回路の帯域幅がＵＨＦ領域の下側周波数端に
おいて３０　ＭＨｚに制限されているとすると、ＵＨＦ
領域の上側周波数端における帯域幅は９０　ＭＨｚであ
る。このため、ＵＨＦ領域の上側端における不要信号を
排除する機能は相当弱められる。

直列同調回路の帯域幅は、並列同調回路の帯域幅に比べ
て周波数の関数として相当少なく変化する。理論上、理
想的な直列同調回路の帯域幅は周波数の関数として変化
しない。

基本的に直列同調回路を用いたＵＨＦ入力回路の一型式
は、トイチエ　トムソン　プラント（ＤｅｕｔｓｈｅＴ
ｈｏｍｓｏｎ　Ｂｒａｎｄｔ　）によシ製造される２０
０３テレビジヨン用チユーナで使われている。これは、
信号接地およびＦＥＴＲＦ増幅器の入力間に直列に接続
された第１および第２のインダクタとバラクタ・ダイオ
ードとを含んでいる。アンテナ入力は第１および第２の
インダクタの結合点に接続される。

インダクタは、インピーダンス“ステップ・アップ（５
ｔｅｐ　ｕｐ−）回路網（すなわち、バラクタ・ダイオ
ードに与えられるＲＦ雷電圧インダクタの結合点に供給
されるＲＦ雷電圧りも高い）を構成する。コンデンサが
増幅器の入力と分路を作って接続され、バラクタ・ダイ
オードと可変容量性の分圧器を形成する。容量性分圧器
は、直列同調回路により与えられるインピーダンスと増
幅器によ比較的−様にする傾向がある可変インピーダン
ス変換回路網である。これは、電力伝送および雑音効率
のようなパラメータの一様性を改善する。このＵＨＦ　
ＲＦ信号入力回路は、容量性分圧器構成により“分割コ
ンデンサ”構成と名づけることかできる。

都合の悪いことに、“分割コンデンサ”ＲＦ信号入力回
路の分路コンデンサは、インダクタとバラクタ・ダイオ
ードの直列結合から成る直列同調回路間に接続され、直
列および並列のキヤ・ぐシタンス要素の両方を有する同
調回路を形成する。これは周波数の関数として帯域幅の
変動を発生させる。それにもかかわらず、１分割コンデ
ンサ”ＵＨＦ　ＲＦ信号入力回路の基本的に直列同調回
路の帯域幅は、単に並列同調回路の周波数の関数として
の一様性よりも更に一様である。

発明の概要 本出願の発明者等は、先に説明した゛分割コンデンサ”
ＵＨＦＲＦ信号入力回路は先に述べたような利点を有す
るが、バラクタ・ダイオードと並列に直接接続される安
価な調整可能なトリミング・コンデンサのような接地さ
れたシールド壁に対して調整可能な位置決めされるプレ
ートから成るコンデンサを有することが望ましい状況に
おいて特に適合しないことを認識した。

本発明の教えるところに従って、分割コンデンサ型式の
ＵＨＦ　ＲＦ信号入力回路は、信号接地およびＲＦ増幅
器とＲ−Ｆ増幅器の入力と分路して接続されるコンデン
サの入力間に直列に接続されるバラクタ・ダイオードと
インダクタンス要素を含んでいる。この分割コンデンサ
ＲＦ信号入力回路において、接地されたシールド壁に対
して調整可能に位置決めされるプレートから成る調整可
能なトリミング・コンデンサを、インダクタンス要素と
バラクタ・ダイオードの結合点にプレートを電気的に接
続することにより、バラクタ・ダイオードと並列に利点
があるように直接接続することができる。本発明の好ま
しい、低コストの実施例において、調整可能なトリミン
グ・コンデンサのプレートは、平衡不平衡変成器の二次
的インダクタンス要素を構成する導体条片も含んでいる
単一同調構成の一部である。

実施例 第１図に示すＵＨＦチューナ部は、全体的に普通の形式
で構成されており、同調ＲＦ信号入力回路１０、ＲＦ増
幅器２０、同調ＲＦ信号出力回路３０、局部発振器４０
．ミクサー５０およびＩＦＦｅ１２含んでおシ、ＩＦ倍
信号発生する。ＲＦ入力回路１０．、、ＲＦ増幅器２０
およびＲＦ出力回路３０は協同動作し、ＵＨＦアンテナ
（図示せず）によシ受信される複数のＲＦ倍信号ら同調
するように選択されたチャンネルに対応するＲＦ倍信号
選択し増幅するが不要信号は排除する。局部発振器４０
は、同調するように選択されたチャンネルに従って設定
される周波数を有する局部発振器信号を発生する。ＲＦ
入力回路１０、ＲＦ’出力回路１０および局部発振器４
０は、チャンネルを表わす同調電圧（ＴＶ）の大きさに
応答して制御される周波数選択性応答を有する各同調回
路を含んでいる。ミクサー５０は、選択され増幅された
ＲＦ倍信号局部発振器信号を合成（ヘテロゲイン）し、
和と差の周波数成分を発生する。ＩＦ部６ｏは、和の周
波数成分から差の周波数成分を分離してＩＦ倍信号発生
する。

また、ＩＦＦｅ１２ＩＦ倍信号増幅し、変調された画像
および音声の搬送波を復調してベースバンドのビデオ信
号と音声信号を発生する。さらに、ＩＦＦｅ１２、ＩＦ
倍信号振幅を表わす自動利得制御（ＡＧＣ）信号および
ＩＦ倍信号画像搬送波と公称周波数値（例えば、米国で
は４５．７５　ＭＨｚ　）との間に偏差がもし有れば、
その偏差を表わす自動微同調（ＡＦＴ　）信号を発生す
る。ＡＧＣ信号は、ＩＦ倍信号所望のレベルとなるよう
にＲＦ増幅器２０およびＩＦ部６０内の増幅器の利得を
制御するために使われる。ＡＦＴ信号は、以下に説明す
るように、同調電圧（ＴＶ）を発生するのに使われる。

チャンネルは、チャンネル・セレクタ７０により同調さ
せるために選択される。チャンネル・セレクタ７０は、
例えば、それを使ってユーザーが所望チャンネルのチャ
ンネル番号を入力することができるキーボードおよびチ
ャンネル番号を表わすディジタル信号を発生するディジ
タル回路を含んでいる。チャンネル番号を表わすディジ
タル信号は、例えば、位相ロックループを含んでおり、
同調電圧（ＴＶ）を発生し、所望チャンネルのチャンネ
ル番号に応答して同調電圧の大きさを制御する同調電圧
発生器８０に結合される。また同調電圧発生器８０は、
ＩＦ倍信号画像搬送波の周波数および公称周波数値間の
偏差を減少させるために、ＡＦＴ信号に応答して同調電
圧の大きさを制御する。同調電圧はチューナのＶＨＦ部
（図示せず）にも結合される。同調電圧発生器８ｏは、
同調電圧を発生するのに加えて、供給電圧（Ｂｔ）を適
当なチューナ部に選択的に供給し、また適当な帯域切り
換え信号を発生させることにより、同調するように選択
されたチャンネルのチャンネル番号に依存してＵＨＦお
よびＶＨＦのチューナ部の作動も制御する。

ＵＨＦチー−す部の全体の構成を説明したので、ＲＦ入
力回路１０、ＲＦ増幅器２ｏおよびＲＦ出力部３０につ
いて詳細に説明する。

ＲＦ信号入力回路１ｏは、アンテナ接続端子１１ａとｌ
ｌｂを含んでおり、これらの端子にはツイン・リード（
ｔｗｉｎ−１ｅａｄ　）すなわち平衡伝送線（図示せず
）の導体が接続され、ＵＨＦアンテナ（図示せず）にょ
シ受信されるＲＦ’信号をＵＨＦチューナ部に結合させ
る。高い値の２つの抵抗１２ａ（例えば、１．８メグオ
ーム）と１２ｂ（例えば、１．８メグオーム９がアンテ
ナ接続端子１１ｂと大地（図示されていない接地された
シールド囲いへの接続による）間に直列に接続される。

抵抗１２１１と１２ｂは、ニーデーにさらされるアンテ
ナ接続端子１１ａとｌｌｂに発生する電荷を放電する働
きがある。

アンテナ入力構成の平衡インピーダンス状態をＲＦ増幅
器２０の不平衡インピーダンス状態に結合させる平衡不
平衡変成器１３は、−次巻線１３ａと二次巻線１３ｂを
含んでいる。−次巻線１３ａは、ワイヤのコイル（例え
ば、３５ナノヘンリーのインダクタンスを示す）から成
シ、アンテナ接続端子１１ａとｌｌｂ間に接続される。

二次巻線１３ｂは、長方形で示され、ＵＨＦ領域におけ
るインダクタンス（例えば、１４ナノヘンリー）を示す
のに適当な導体条片かも成る。二次巻線１３ｂは、以下
に説明するように、インダクタンスの値を調整するため
の調整可能な要素（第１図には図示せず）を含んでいる
。

バラクタ・ダイオード１４と二次インダクタ１３ｂは、
この順序で信号接地およびＲＦ増幅器２０の入力（電界
効果トランジスタ２１の第１のダート電極Ｇ１における
）間に接続され、直列同調回路１５を構成する。同調電
圧（ＴＶ）は、分路接続されたフィルタ・コンデンサ１
６　Ｂ　（例えば、４７０＋：’コファラド）および直
列接続された分離抵抗１６ｂ（例えば、２２キロオーム
）、インダクタ１３ｂを含む濾波／分離回路網１６を介
してバラクタ・ダイオード１４の陰極に結合される。バ
ラクタ・ダイオード１４は■東芝から入手可能なｌ５Ｖ
１５３型式のバラクタ・ダイオードで構成してもよい。

開示された実施例における適当な同調電圧は、＋１ボル
トと＋３０ボルトの間で変化し、１５ピコフアラドと１
．５ピコフイラドの間で対応するバラクタの容量変化を
発生する。

大きな値の結合コンデンサ１７（例えば、４７０ピコフ
アラド）は、同調電圧がＤＣ動作状態に影響を与えない
ようにしながら、直列同調回路１５により選択されるＲ
Ｆ倍信号ＲＦ増幅器２゜（ＦＥＴ　２１の第１のダート
Ｇ１）に結合させる。

直列同調回路１５は、先に説明したように周波数の関数
としてよシー様な帯域幅を示すので、並列同調回路では
なくて直列同調回路１５が使われる。

コンデンサ１８（例えば、１０ピコフアラド）が直列同
調回路１５およびＲＦ増幅器２０の入力と分路を作るよ
うに結合される。バラクタ・ダイオード１４および分路
接続されたコンデンサ１８は、可変インピーダンス変換
回路網として働く可変容量性分圧器を形成し、先に説明
した普通の“分割コンデンサ″構成の場合と幾らか似た
方法で、直列同調回路１５により与えられるインピーダ
ンスとＦＥＴのＲＦ増幅器２０により与えられるインピ
ーダンス間の関係をＵＨＦ領域を通して比較的−様にす
る。しかしながら、本発明による分割コンデンサによる
ＵＨＦのＲＦ信号入力回路は、以下に説明するように、
従来の分割コンデンサによるＵＨＦのＲＦ信号入力回路
に比べて相当な利点を与えるように特別に構成される。

ＦＥＴ増幅器２０および直列同調回路１５のインピーダ
ンスの抵抗性部分は、少なくとも、４／１の比であるが
、リアクタンス性部分はＵＨＦ領域に亘って一様に少な
くとも大きさがほぼ等しく、符号が反対であることが望
ましい。これにより、比較的良好な電力利得を持ちなが
ら、最適のノイズ機能が与えられる。

ＲＦ入力回路１０は、回路１０により比較的安価な可調
整のトリミング用コ／デンザ１９ａがバラクタ・ダイオ
ード１４間に（すなわち、並列に）直接接続されるとい
う点において、先に説明した従来の６分割コンデンサ”
構成と全く異なる。調整可能なトリミング・コンデンサ
１９ａは、第１のプレートとして可動タブおよび第２の
プレートとして接地されたシールド囲いの壁を含むだけ
であるから安価である。コンデンサ１９ａのキャパシタ
ンスはシールド壁に対してタブを移動させることにより
調整される。調整可能なコンデンサ１９ａは、同調回路
１５の中心周波数がＵＨＦ領域の上側周波数端に整合す
るように調整される。

インダクタ１３ｂ１イ／ダクタ１３ｂのインダクタンス
調整要素、コンデンサ１９ｂのキャパシタンス調整タブ
を一体化する好ましい単一の同調構成を第２図と第３図
を参照して詳細に説明する。

単一同調構成は第１図において破線の囲いで示される。

バラクタ・ダイオード１４とインダクタ１３ｂの位置が
逆であるならば、大地に接続される１つのプレートを有
する調整可能なコンデンサ１９ａは、バラクタ・ダイオ
ード間に直接接続されず、その代りにインダクタ１３ｂ
問お゛よびバラクタ・ダイオード１４とコンデンサ１８
の直列結合間に直接接続される。従って、後者の場合、
コンデンサ１９ａの調整は、直列同調回路のキヤ・９シ
タンスに直接影響を与えず、むしろ間接的でより複雑な
影響を与える。

第１図に示す本発明による分割コンデンサ構成は、バラ
クタ・ダイオード１４とインダクタ１３ｂの位置が反対
である従来の分割コンデンサ構成の場合に比べて、周波
数の関数としてより一様な、ＦＥＴ増幅器２０および直
列同調回路１５のインピーダンスの抵抗性部分の間の比
を発生することがテストによ部分った。第１図に示す本
発明による構成により発生される、より一様な比は、調
整可能なコンデンサ１９ａがバラクタ・ダイオード１４
間（インダクタ１３ｂ問およびバラクタ・ダイオード１
４とコンデンサ１８の直列結合間ではなくて）に直接接
続され、従って容量性電圧分圧器インピーダンス変換回
路網に直接影響を与えることによるものと考えられる。

この作用は、ＵＨＦ領域の上側周波数端において同調回
路１５とコンデンサ１７の組み合わせにより与えられる
等価な並列インピーダンスを増大させることである。バ
ラクタ・ダイオード１４とインダクタ１３ｂの位置が逆
であるならば、調整可能なトリミング・コンデンサ１９
ａは、バラクタ・ダイオード１４とコンデンサ１８の直
列結合間に在り、容量性分圧器インピーダンス変換回路
網に直接影響を及ぼさない。

従って、インダクタ１３ｂと信号接地との間のバラクタ
・ダイオード１４の位置は、接地されないインダクタ１
３ｂに漂遊キャパシタンスを発生させる傾向にあシ、こ
の漂遊キャノぐシタンスはＲＦ入力回路１０をチューナ
の囲いのカバーの位置および移動に影響され易くする。

しかしながら、この潜在的な問題は、調整可能なトリミ
ング・コンデンサ１９ａをバラクタ・ダイオード１４間
に直接接続することができる利点により補われる。

以下の理由により、バラクタ・ダイオード１４と並列に
固定のコンデンサ１９ｂ（例えば、０．５ピコフアラド
）を接続することの望ましいことが分っている。先に示
したように、調整可能なトリミング・コンデンサ１９ａ
の第２のプレートは接地された／−ルドの囲いの壁であ
る。従って、調整可能なコンデンサ１９ａはシールドの
囲いを介して信号接地に間接的に接続される。このよう
・な信号大地への間接的な接続は、いわゆる゛接地ルー
プ”電流がＲＦ入力回路１０に流れさせ、これは望まし
くない再生（すなわち、振動する）動作モードを設定さ
せる。このような再生動作モードを禁止するために、コ
ンデンサ１９ａがバラクタ・ダイオード１４とインダク
タ１３ｂの接合点と信号接地間に直接接続され、シール
ド接地ループ電流は信号接地に直接流れる。

ＲＦ増幅器２０は、第１のダート電極Ｇ１、第２のｆ−
）電極Ｇ２、ソース電極Ｓおよびドレイン電極りを有し
、“共通ソース”構成で接続されるデュアルｒ−トの配
化金属半導体（ＭＯＳ）電界効果トランジスタ（ＦＥＴ
　）　２１を含んでいる。

ＦＥＴ　２１はシーメンス（Ｓｉｅｍｅｎｓ　）がら入
手可能なりＦ９９６ＲＦＥＴでよい。ＲＦ入力回路１ｏ
により選択されるＲＦ倍信号第１のダート電極Ｇ１に結
合される。ＲＦ増幅器２０の出力信号は、ドレイン電極
りと正の供給電圧Ｂｊ（例えば、＋１２ボルト）の源と
の間に接続される負荷インダクタ２２（例えば、３６ナ
ノヘンリー）間に発生する。抵抗２３ａ（例えば、５６
＊ｏ、ｔ−ム）と抵抗２３ｂ（例えば、３３キロオーム
）を含む第１の分圧器は、正の供給電圧Ｂｔから第１の
ダート電極Ｇｌ用のバイアス電圧を発生する。抵抗２４
ａ（例えば、１５００オーム）と抵抗２４ｂ（例えば、
２７０オーム）を含む第２の分圧器は、ソース電極Ｓ用
のバイアス電圧を発生する。ソース電極Ｓは比較的大き
な値のコンデンサ２５（例えば、４７０ピコフアラド）
を介してＲＦ倍信号ついて有効に信号接地に接続される
。自動利得制御（ＡＧＣ）電圧は、直列抵抗２６（例え
ば、２．２メグオーム）、分路コンデンサ２７（例えば
、４７０ピコフアラド）および直列抵抗２８（例えば、
５１オーム）を含む低域通過フィルタを介して第２のダ
ート電極Ｇ２に結合される。ドレイン電極りに発生する
出力信号は、コンデンサ２９（例えば、１．５ピコフア
ラド）を介して同調ＲＦ出力回路３０に結合される。イ
ンダクタ２２およびコンデンサ２９の値は、先に参照し
たナイ）　（Ｋｎｉｇｈｔ　）氏の特許に詳細に説明さ
れているような方法で、ＲＦ増幅器２０のドレイン電極
りにおける出力と同調ＲＦ出力回路３０との間にインピ
ーダンス変換回路網を形成するように選択される。

同調ＲＦ出力回路３０は磁気的に結合される２つの並列
同調回路３１ａと３１ｂを含んでいる。

並列同調回路３１ａは、導体条片インダクタ３２ａ（例
えば、１６ナノヘンリー）とバラクタ・ダイオード３３
　ａヲ含んでいる。インダクタ３２ａは、信号接地とバ
ラクタ・ダイオード３３ａの陽極との間に接続され、バ
ラクタ・ダイオード３３ａの陰極はコンデンサ３４ａ（
例えば、１８ピコフアラド）を介して大地に接続される
。インダクタ３２ａは調整可能である。調整可能なトリ
ミング・コンデンサ３５ａは、インダクタ３２ａとバラ
クタ・ダイオード３３ａの接合点と信号接地との間に接
続され、従ってインダクタ３２ａど並列であり、またバ
ラクタ・ダイオード３３ａとコンデンサ３４ａとの直列
接続とも並列である。インダクタ３２ａ１インダクタ３
２ａの調整可能なインダクタンス要素およびコンデンサ
３５ａのキャパシタンス調整用タブは、以下に詳細に説
明するように、ＲＦ入力回路１０で使われたものと同様
な破線の囲いで示される単一同調構成の一部であること
が好ましい。ＲＦ増幅器２０の出力はコンデンサ２９を
介してインダクタ３２ａとバラクタ・ダイオード３３ａ
の接合点に接続される。

並列同調回路３２ｂは並列同調回路３２ａと同様のもの
であり、従って対応する同一の構成要素を有する並列同
調回路３１ａのインダクタ３２ａは並列同調回路３１ｂ
のインダクタ３２ｂに磁気的に結合される。インダクタ
３２ｂはインダクタ３２ａのインダクタンス（例えば、
１６ナノヘンリー）に比べてわずかに高いインダクタン
ス（例えば、１７ナノヘンリー）を有し、コンデンサ３
４ｂはコンデンサ３４ａのキャパシタンス（例えば、１
８ピコフアラド）に比べてわずかに低いキャノぐ／タン
ス（例えば、１５ピコフアラド）を有する。同調回路３
１ａに対応する要素のない低い値のコンデンサ３６（例
えば、１．５ピコフアラド）はバラクタ・ダイオード３
３ｂと並列に接続される。

同調電圧（ＴＶ）は、分路接続されたフィルタ・コンデ
ンサ３７ａ（例えば、４７０ピコフアラド）および直列
接続された分離抵抗３７ｂ（例えば、２２キロオーム）
を含む回路網を介してバラクタ・ダイオード３３ｂの陰
極に結合され、加えて大きな値のインダクタ３８（例え
ば、１５０ナノへ／リー）を介してバラクタ・ダイオー
ド３３ａの陰極に結合される。また、インダクタ３８は
、帯域の低周波端において同調回路３１ａ、！＝３１ｂ
間に二次的結合路を与えるように働く。

インダクタ３２ａと３２ｂに磁気的に結合されるインダ
クタ・ループ３９は、複同調回路３０によシ選択される
ＲＦ倍信号ミクサー５０に結合させるために設けられる
。インダクタ３２ｂ１インダクタ３２ｂのインダクタン
ス調整要素およびコンデンサ３５ｂのキャパシタンス調
整タブを含む同一構成の一部としてインダクタ・ループ
３９の望ましい構成は第４図を参照して以下に説明され
る。

インダクタ３２ｂとインダクタ３２ａに対するインダク
タ・ループ３９の位置は、複同調回路３０の周波数応答
に追従し、同調電圧に応答して周波数の関数として所望
のＲＦ倍信号選択する不要信号トラップを形成するよう
に調整することができる。基本的には、インダクタ・ル
ー７６３９がインダクタ３２ｂに磁気的に結合され、よ
り少ない程度においてインダクタ３２ｂに磁気的に結合
され、それによってバラクタ・ダイオード３３ｂと３３
ａおよびコンデンサ３４ｂと３４ａに結合されるからト
ラップが形成される。ループ３９の位置は、以下に説明
するように、インダクタ３２ａと３２ｂに対して調整す
ることができ、複同調回路３０の共振周波数より上の混
信周波数において同調回路３１ａと３１ｂから受は取ら
れる信号間の相殺を達成する。

いわゆる画像周波数信号が排除されるように１インダク
タ・ループ３９により利用可能なトラップを設定するこ
とが望ましい。画像周波数信号は、局部発振器の周波数
よシ高い約４５．７５　ＭＨｚ　（すなわち、ＩＦ画像
搬送波の公称周波数）の周波数を持ったＲＦ倍信号ある
。ミクサー５０が、選択チャンネルについて局部発振器
信号の周波数より低い４５．７５　ＭＨｚの周波数を有
する選択チャンネルに関する所望ＲＦ倍信号よび選択チ
ャンネルについて局部発振器信号の周波数より高い周波
数４５、７５　ＭＨｚを有する画像のＲＦ’信号の両方
からＩＦ画像搬送波に対応する差周波数成分を発生する
ことができるから、画像周波数信号は混信を発生するこ
とができる。

ＲＦ増幅器２０の出力と同調回路３０との間の所望のイ
ンピーダンス変換およびＲＦ出力回路３０の周波数選択
性応答とＲＦ入力回路１０の周波数応答性との間の所望
トラッキングの両方を実行するのに並列同調回路の方が
より容易であることが分ったので、直列同調回路ではな
くて並列同調回路がＲＦ出力回路３０で使われる。特に
、直列同調回路と分割コンデンサによるインピーダンス
変換構成が使用されると、ＲＦ入力回路１０の分路コン
デンサ１８に対応する分路；ンデンサが、第１のケ９−
ト電極Ｇ１に現われる入力インピーダンスに比べてドレ
インＤに現われるよシ高い出力インピーダンスを補償す
るように比較的低い値（例えば、ＲＦ入力回路１０で使
われている１０ピコフアラドに比べて６ピコフアラド）
をとらなければならない。分路コンデンサのキヤｉＪ？
シタンスを低くすると、バラクタ・ダイオードが分路キ
十パシタンス要素に直列であるから、同調回路の有効キ
ャパシタンス要素の同調領域が制限される。

その結果、トラッキングが悪くなる。

局部発振器４０の同調回路は、ＲＦ入力回路１０の直列
同調回路１．５と同様に、信号接地と増幅器の入力との
間に、バラクタ・ダイオードとインダクタがこの順序で
直列に接続されている直列同調回路を含んでいることが
望ましい。増幅器は直列同調回路に容量結合されるベー
ス電極を有する共通コレクタの増幅器で構成される。ミ
クサーの出力信号は同調回路のインダクタにコイルを磁
気的に結合させることにより得られる。例えば、位相固
定ループ用の別の出力信号はエミッタ回路から得られる
。同調回路のインダクタ、インダクタ用のイングクタン
ス調整要素、インダクタの両端間に直接接続される調整
可能なキヤ・やシタンスのキャパシタンス調整用タブを
含んでいる単一の同調構成は、第２図と第３図を参照し
ながら以下に説明するＲＦ入力回路１０およびＲＦ出力
回路３０の単一同調構成と同様に構成されることが望ま
しい。

次に第２図、第３図および第４図を参照しながら、先に
電気的結線により説明した種々の同調回路の好ましい物
理的構成について説明する。

第２図は、同調回路１５の物理的構成の一部を示す。同
調回路１５の要素は印刷回路基板２０１の上側表面（す
なわち、示される表面）上に取り付けられ、裏側面に形
成される導体（図示されず）により接続される。印刷回
路基板２０１上に取り付けられるノぐラクタ・ダイオー
ド１４、コンデンサ１８、固定のコンデンサ１９ｂ等の
要素は簡革化のために図から省かれている。４つの壁部
材２０３ａ、２０３ｂ、２０３ｃおよび２０４ｄを含ん
でいるシールドの囲い２０３は同調回路１５を囲む。チ
ューナの上部力・ぐ−と下部カバー（印刷回路基板２０
１の下にある）は図示されていない。チューナのハウジ
ング・シールド囲い２０３およびチュ〜すのカバーはシ
ート鋼で作られる。

平衡不平衡変成器１３の一部コイル１３ａは絶縁ワイヤ
の完全なループで構成される。コイル１３ｂは、互いに
垂直な長い脚部材２０５ａと短い脚部材２０５ｂを有す
るＬ字形のコイル支持体２０５に取ν付けられる。コイ
ル１３ａは、長い脚部材２０５ａから延びており、それ
に垂直なタブ２０５ｃに巻かれる。長い脚部材２０５ａ
、短い脚部材２０５ｂおよびタブ２０５Ｃは、コイル支
持体２０５を構成する単一のモールド形成されたプラス
チック構成の一部である。

チューナの組み立ての間、適所にコイル１３ａを有する
支持体２０５は、短い脚２０５ｂのタブ（上端のタブ２
０５ｄだけが見える）が図示のように長方形の開口部２
０７のエツジに達するまで長方形の開口部２０７を通っ
てシールド壁２０３ａに挿入される。ひとたび適所に定
められると、コイル支持体２０５は、両面に接着剤のあ
る弾力のあるパッド２０９から成る両面テープによりシ
ールド壁２０３ｂに取り付けられる。コイル１３ｂが形
成されるワイヤの端２１１ａと２１１ｂは、コイル支持
体２０５の短い脚部材２０５ｂ内の長方形の開口部２１
３、従って、シールド壁２０３ａの開口部２０７を通っ
て延びている。端２１１ａと２１１ｂは、チューナのハ
ウジングのシールド壁２０３ａに取り付けられるプラス
チックのアンテナ・ブロック（図示せず）に取り付けら
れる各アンテナ接続端子（第１図に示されるＩｌａと１
１ｂ）に接続される。絶縁抵抗１２ａと１２ｂはアンテ
ナ接続端子１１ｂとシールド壁２０３ａとの間に接続さ
れる。

コイル１３ａを形成するワイヤは、ポリ塩化ビニ／Ｉ／
　（ｐｏｌｙ−ｖｆｎｙｌ−ｃｈｌｏｒｉｄｅ　）　（
ＰＶＣ）で絶縁されることが望ましい。ポリ塩化ビニル
の絶縁によシ、ワイヤの導体およびチューナのハウジン
グ間の高電圧破壊が防止される。これはシャーシーがＡ
Ｃ電源帰線に直接接続される“電流の流れているシャー
シー”受像機において特に望ましい。というのは、ＡＣ
接地線が何らかの事故でＡＣ帰線から切り離されると、
高いＡＣ電圧がシャーシーに供給され、従ってチューナ
ーのハウジングに供給されることがあるからである。コ
イル１３ａがよシ普通の方法であるエナメルにより絶縁
されたワイヤで形成されているとすれば、高いＡＣ電圧
がコイル１３ａを形成するワイヤにおける絶縁破壊によ
りアンテナ端子１１ａおよびｌｌｂに達してしまう。エ
ナメルで絶縁されたワイヤが使われるならば、アンテナ
端子１１ａとｌｌｂの各々の間に接続される高電圧結合
コンデンサが必要である。この種のコンデンサは本発明
の構成では省かれる。ポリ塩化ビニルで絶縁されたワイ
ヤを使用すると、磁気的結合を減少させる傾向があるけ
れども、本発明による構成では、平衡不平衡変成器１３
の二次巻線１３ｂが接続されたπ部のチューナ用カバー
に対して水平に向いているというよりも垂直に向いてい
るから、十分な磁気的結合が得られる。２２ゲージのポ
リ塩化ビニルで絶縁されたワイヤが良い結果を与えるこ
とが分っている。

以上の通り、インダクタ１３ｂ１インダクタ１３ｂのイ
ンダクタンス調整要素、および調整可能なトリミング・
コンデンサ１．９　＆の１つのプレートを構成する調整
可能なタブが単一同調構成の要素であることが望ましい
。次に、第２図と第３図を参照して、この単一同調構成
について説明する。第２図において、構成はチューナで
用いられるように“折られた”形で示されている。第３
図においては、構成はチューナに組み込まれる前の“折
られない”形で示されている。

第３図を参照すると、単一構成がやわらかい銅のシート
メタル（例えば、厚さ０．０１５インチ）から打ち抜か
れる。インダクタ１３ｂは、主ループ３０１および本実
施例においては同様にループを構成する調整要素３０３
を含んでいる。インダクタのループ３０１とインダクタ
ンス調整ループ３０３は、第２図に示されるように、調
整ループ３０３が、ストラップ３０５ａ、３０５ｂ、３
０５ｃに垂直な軸３０７を軸にして主ループ３０１の面
に対して折り曲げられるように３つの曲げられるストラ
ップ３０５ａ、３０５ｂ、３０５ｃによりつながってい
る。

主ループ３０１は、長方形であり、左側の導体条片３０
１ａ、右側の導体条片３０１ｂ、および両側の導体条片
３０１ａと３０１ｂをつなぎ、且つそれらに垂直な上部
導体条片３０１Ｃを含んでいる。インダクタンス調整ル
ープ３０３も長方形であり、左側導体条片３０３ａ、右
側導体条片３０３ｂ、および導体条片３０３ａと３０３
ｂをつなぎ且つそれらに垂直な上部導体条片３０３Ｃお
よび導体条片３０３ａと３０３ｂをつなぎ且つそれらに
垂直な下部導体条片３０３ｄを含んでいる。主ルーフ３
０１と違って、調整ループ３０３は閉じている。ストラ
ンプ３０５　ａ　ｐ　３０５　ｂ　。

３０５Ｃは、主ループ３０１の上部３０１Ｃと調整ルー
プ３０３の下部３０３ｄとの間に延びており、またそれ
らに垂直である。

調整用トリミング・コンデンサ１９ａの可動プレートを
形成する長方形のタブ３０９は、主ループ３０１の右側
の導体条片３０１ｂに付いている。

タブ３０９が軸３１３の周りにループ３０１の面に対し
て折り曲げられ、シールド壁シールド（例えば、第２図
に示されるシールド壁２０３ｃ）に対し、て位置決めさ
れるようにストラップ３１１は折り曲げ可能である。調
整可能なインダクタ１３ｂに関連する軸３０７は調整可
能なコンデンサ１９ｂに関連する軸３１３に垂直である
。

両側の導体条片３０１ａと３０１ｂの延長部は、印刷回
路基板２０１の結合用スロットを通って挿入され、チュ
ーナを組み立てる間スロットを囲む印刷回路導体にはん
だ付けされる接続端子３１５ａと３１５ｂを形成する。

主ループ３０１の左側の導体条片３０１ａに垂直方向に
延びる一対のタブ３１７ａと３１７ｂおよび右側の導体
条片３０１ｂに直角に延びる一対のタブ３１７Ｃと３１
７ｄは、組み立てる際主ループ３０１面に対して逆方向
に曲げられる。曲げられたタブ３１７　ａ　、　３１７
　ｂ。

３１７ｃ　、３１７ｄは、第２図に示されるように主ル
ーフ’３０１の面が印刷回路基板２０１に垂直となるよ
うに単一同調構成を支持する。各端子３１５ａと３１５
ｂから横に延びる突起すなわちフック３１９ａと３１９
ｂが印刷回路基板の下部を保持し、それにより流動はん
だ付けの間スロットに単一構成が保持される。

曲げられたタブ３１７ａ、３１７ｂ、３１７ｃ。

３１７ａは望ましい。というのは、はんだ付けの間車−
構成が組み立てる人によって印刷回路基板２０１に垂直
に手で保持される必要がなく、従って流動はんだ付けに
よって印刷回路基板に容易に取り付けることができるか
らである。また、曲げられたタブ３１７ａ、３１７ｂ、
３１７ｃ、３１７ｄは、以下に説明するように、副ルー
プ３０３およびタブ３０９の角位置が調整されるとき、
主ループ３０１が余υじゃまにならないように主ループ
に剛性を与える。また、曲げられたタブ３１７　ａ。

３１７ｂ、３１７ｃ、３１７ｄは、同調回路の周波数応
答における対応する変動を発生する傾向のある単一構成
の機械的振動を抑制する傾向があるから望ましいもので
ある。このような作用は時に１マイクロフオニツクス（
ｍ１ｃｒｏ−ｐｈｏｎｉｃｓ　）”と呼ばれる。

再び第２図を参照しながら、コンデンサ１９ａのキャパ
シタンスおよびインダクタ１３ｂのインダクタンスにつ
いて詳細に説明する。

先に第１図に関連して示され、特に第２図に示されるよ
うに、調整可能なトリミング・コンデンサ１９ａは、第
１のプレートとしてのタブ３０９と第２のプレートとし
ての接地されたシールド壁２０３Ｃから成る。コンデン
サ１９ａのキャパシタンスはシールド壁２０３ｃＫ対す
るタブ３０９の角位置を変えることによシ調整される。

タブ３０９が、図示されるように大体平行な位置からシ
ールド壁２０３Ｃに近づけられるにつれて、コンデンサ
１９ａのキャパシタンスは増大する。以下に示す例示的
な寸法の場合、調整可能なコンデンサ１９ａは約０．１
ピコフアラドと０．５ピコフアラドの間のギヤ／４’シ
タンスを示し、これはＵＨＦ帯域の高域端（バラクタ・
ダイオードのキャパシタンスが最も小さい場合）で約５
チの周波数調整を与え、低域端（バラクタ・ダイオード
のキャパシタンスが最も大きい場合）で約０．５％の周
波数調整を与える。

インダクタ１３ｂのインダクタンスは主ループ３０１の
面に対して調整用ループ３０３の面の角位置を変えるこ
とにより調整される。調整用ループ３０３の面が主ルー
プ３０１の面に近づけられるにつれて、インダクタ１３
ｂのインダクタンスは減少する。最大のインダクタンス
は、調整用ループ３０３が主ループ３０１と同一の面に
ある（第３図に示されるように折り曲げられる前の状１
３ｂのインダクタンスはＵＨＦ’帯域に亘って約４チの
周波数調整を与えるように調整される。調整用ループ３
０３は、−次巻線として主ループ３０１を有する変成器
の短絡された二次巻線として動作するものと考えられる
。副ループ３０３が主ループ３０１に近づけられると、
両ループ間の磁気的結合は増大し、短絡された二次巻線
の影響が増大し、よってインダクタ１３ｂの実効インダ
クタンスが減少する。インダクタ１３ｂのインダクタン
スがどのように調整されるかを理解する別の方法は、調
整用ループ３０３が主ループ３０１に近づくほど主ルー
プ３０１の磁界により多く干渉することを考えるだけで
よい。

インダクタ１３ｂの調整用ループ３０３が示され、これ
まではループから成るものとして説明してきたが、イン
ダクタ１３ｂの電気的特性に関してはソリッド・タブで
もよいことが分っている。

しかしながら、ループの開口部により種々の位置から調
整用具の使用が行なえるから、第２図および第３図に示
すように、調整要素３０３はループであることが望まし
い。

インダクタ１３ｂの軸３０７およびコンデンサ１９ｂの
軸３１３の折り曲げ、すなわち調整が印刷回路基板２０
１の面に平行であることにより、従来の単一同調構成に
比べて成る利点が生ずる。

次にこれらの利点について説明する。

本実施例のものに幾らか似た従来の単一構成は、下端に
接続端子を有する２つの両側導体条片と長方形の形式で
構成された上部の導体条片を含んでいるインダクタ部、
つなぎ用導体条片によってインダクタ部の両側導体条片
の一方の下部に付けられた長方形のループを含んでいる
インダクタンス調整部、およびインダクタ部の他方の側
の導体条片に付けられたタブを含んでいるキャパシタン
ス調整部から成る。この構成は、チューナに最初に取シ
付けられるとき、つなぎ用導体条片が主のインダクタ・
ループの面に垂直となるように曲げられ、インダクタン
ス調整用ループの面が主のインダクタ・ループの面に平
行となるように（すなわち、上から見たとき、主のイン
ダクタ・ループ、つなぎ用導体条片およびインダクタン
ス調整用ループがＵ字形構成を形成する）インダクタン
ス調整用ループがつなぎ用導体条片に垂直となるように
曲げられるように折られる。インダクタンス調整部は、
最終の組み立てにおいて主ループと大体平行な関係に保
持するだめの下方に延びる接続端子ヲ有スる。キャパシ
タンス調整タブは、主のインダクタ・ループの面に垂直
な面にあるように曲げられる。最初の構成から、インダ
クタンス調整用ループの自由な角は、インダクタのイン
ダクタンスを調整するために主のインダクタ・ループの
面の方へまたは面から離れる方へ曲げられ、またキャパ
シタンスの調整用タブは、関連するコンデンサのキャパ
シタンスを調整するためにチューナのシールド壁の方へ
またはシールド壁から離れる方へ曲げられる。

従来の構成には幾つかの欠点がある。第１に、インダク
タンス調整要素が２つの直角ベンド（ｂｅｎｄ　）を必
要とする。第２に、主のインダクタ・ループの面に近い
印刷回路基板上の構成要素の位置がインダクタンス調整
用ループの平行構成により制限される。第３に、主のイ
ンダクタとインダクタンス調整用ループが単一構成の要
素から成るものであるけれども、振動の下では個別の構
成のように動作する傾向がある。これはマイクロッオニ
ツクを発生させ易い。

上記の欠点は本発明による単一同調構成により解決され
る。ただ１つのべ／ドがインダクタンス調整要素３０３
に対して必要であり、それは最後のインダクタンス調整
の間に実行される。インダクタンス調整要素３０３が主
のインダクタ・ループから上方向に延び、印刷回路基板
の面に平行な軸（印刷回路基板の面に垂直な軸ではない
）のまわりに曲げられるから、印刷回路基板上で場所を
必要とせず、また印刷回路基板上の要素を妨害すること
を心配することなく調整することができる。

インダクタンス調整要素３０３は、従来の構成のインダ
クタンス調整要素に比べて主のインダクタ・ループ３０
１に関連する振動に左右されず、従ってマイクロスオニ
ックスを発生する可能性が少ない。最後に、比較試験は
、本発明による構成が従ルーフ’３０１に比較的近い調
整要素３０３を曲げることができることによるものと考
えられる。

ＲＦ出力段３０の同調回路３１ａと３１ｂの単一同調構
成は、第２図および第３図に示すものと同じ方法で作る
ことができる。同調回路３１ａと３１ｂは磁気的に結合
するように意図されるから、各同調回路の主のインダク
タ３０１は、それらの面が平行となるように取シ付けら
れる。２つの同調回路の各調整要素３０３とタブ３０９
は、対向する単一同調構成が干渉することなく調整でき
るように、反対の方向に曲げられることが望ましい。

絶縁のために別個のシールド囲い内に同調回路３１ａと
３１ｂを配置することが望ましい場合、単一の同調回路
は共通のシールド壁内の開口部（すなわち、長方形の開
口部）の両側に取り付けることができる。２つの同調回
路は、結合を所望の程度に設定するために開口部に対し
て横向きに位置決めされる。

第４図は、第２図と第３図に示す単一同調構成の変形例
で、同調回路３０に関連づけられるような信号トラップ
を形成するものである。この変形例は、主のインダクタ
・ループ３０１内にモウ１つの長方形のインダクタ・ル
ープ４０１の追加を含んでいる。例えば、インダクタ・
ループ３０１はインダクタ３２ｂＫ対応し、インダクタ
・ループ４０１は第１図に示すチューナのループ３９（
・で対応する。追加のループ４０１は左側の導体条片４
０１　ａ、右側の導体条片４０１ｂおよび上部の導体条
片４０１ｃ（ｉ−含んでいる。右側の導体条片４０１ｂ
は、つなぎ用タブ３１７Ｃから上の方に延びている。左
側の導体条片４０１ａは、関連する印刷回路基板中のス
ロットを通９抜けるのに十分な長さのものであり、そこ
でＲＦ倍信号出力信号を発生するように印刷回路基板に
はんだ付けされる。左側の導体条片４０１ｍは、十分に
場所がないので３１７ａおよび３１７ｂのようなタブを
含んでいない。

組み立てられたチューナにおいて、トラップ・ループ４
０１の面は、トラップ周波数を調整するために、主のイ
ンダクタ・ループ３０１の両側導体条片３０１ａと３０
１ｂの両端を通シ抜ける軸のまわりに主のインダクタ・
ループ３０１の面から離れて角度の位置決めが行われる
。

出力結合およびトラップ・ループを含む第４図に示す単
一同調構成は、個別のワイヤループが使われた従来の構
成に比べて利点がある。その理由は次の通りである。個
別のループは、出力結合とトラップ・ループおよび主ル
ープ間に必要とされる近接性により困難性を増大させた
。また、個別ループの使用はユニットからユニットで変
動を生じ易く、従って組み立てコストがかかる。これら
の欠点は本発明の構成により避けられる。さらに、本発
明による単一構成は従来の構成に存在するマイクロッオ
ニツクの傾向を減少させる傾向にある。

第２図および第３図に示す単一同調構成についての例示
的寸法（単位はインチ）が次表に示される。

３０１ａと３０　ｌ　ｂ　　　　　　　　　　Ｏ，３２
５０，０８０３０１ｃ　　　　　　　　　　Ｏ，４４２
０，０６０３０３ａと３０３ｂ　　　　　　　　　　Ｏ
，２２５０，０５０３０３ｃ　　　　　　　　　　Ｏ，
４６２０，０６５３０３ｄ　　　　　　　　　　Ｏ，４
６２０，０６０３０５ａ、　３０５ｂ、　３０５ｃ　　
　　Ｏ，１０００，０５０３０９（同調回路１５と３１
ｂの場合）　０．２２５　　　０．２２５３０９（同調
回路３１ａの場合）　　　　０．１７５　　　０．１７
５３１１　　　　　　　　　　　　０．１１０　　０．
０５０４０１　ａ　　　　　　　　　　　　Ｏ，３３５
０，０６０４０ｌ　ｂ　　　　　　　　　　　　Ｏ，２
３５０，０６０４０１ｃ　　　　　　　　　　　　Ｏ，
１５００，０６０４０１ａと３０１ａ間のギャップ　　
　・・・　　　ｏ、ｏ　ｓ　。

４０１ｂと３０１ｂ間のギー？７プー０．０３０４０１
Ｃと３０１ｃ間のギャップ−０，０２０

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明を使うテレビジョン受像機のＵＨＦチ
ューナ部の電気的略図である。 第２図は、第１図に示すＵＨＦチューナ部の一部の等角
図である。 第３図は、第２図に示すＵＨＦチューナ部の一部に使わ
れる単一同調構成の平面図である。 第４図は、第１図に示すＵＨＦチューナ部に使われる別
の単一同調構成の平面図である。 １０−・・同調ＲＦ信号入力回路、ｌｌａ、ｌｌｂ・・
・ＵＨＦアンテナ入力、１３・・・平衡不平衡変成器、
１３ｂ・・・二次巻線、１４・・・バラクタ・ダイオー
ド、１８・・・コンデ／す、１９ａ・・・調整可能なト
リミング・コンデンサ、２０・・・ＲＦ増幅器。 特許出願人　　　アールシーエーライセンシンダコー？
レーション

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）ＵＨＦアンテナ入力と、 入力と出力を有するＲＦ増幅器と、 第１のインダクタンス要素を含み、前記ＵＨＦアンテナ
   入力を前記増幅器の入力に結合するアンテナ結合手段と
   、 基準電位点と前記増幅器の入力との間に、バラクタ・ダ
   イオードと前記第１のインダクタンス要素がこの順序で
   直列に接続されている直列同調回路と、 前記増幅器の入力と前記基準電位点との間に接続される
   第１のキャパシタンス要素と、 前記第１のインダクタンスと前記基準電位点との間に、
   前記バラクタ・ダイオードと並列に接続される第２のキ
   ャパシタンス要素とを含んでいる、ＵＨＦ同調装置。