JPH01279297A - 電子弦楽器 - Google Patents

電子弦楽器

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JPH01279297A
JPH01279297A JP63109625A JP10962588A JPH01279297A JP H01279297 A JPH01279297 A JP H01279297A JP 63109625 A JP63109625 A JP 63109625A JP 10962588 A JP10962588 A JP 10962588A JP H01279297 A JPH01279297 A JP H01279297A
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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、電子ギター等の電子弦楽器に係り、特に弦の
撥弦（ピンキング）に対する楽音の発音開始制御技術及
び音高制御技術に関する。
〔従来の技術〕
通常のギター等においては、弦が張設されている方向の
下部のネックと呼ばれる本体部の複数の位置に複数のフ
レットが設けられており、これらのフレット間のいずれ
かの位置で弦を本体部に押圧することにより、弦の有効
弦長をその押圧位置に応じて変化させることができる。
そして、このようなフレット操作により弦の有効弦長を
変化させながら弦を撥弦（ピッキング）し、それによる
弦ｊ辰動を例えば電磁ピンクアップ等で拾いアンプ等で
増幅することによりギター音を発音させることができる
。
最近、上記のようなギターに対するフレット操作及び撥
弦（ピンキング）操作により、デジタル回路等で構成さ
れた楽音発生回路を制御して楽音を合成し、発音させる
ようにした電子弦楽器が開発されている。
上記のような電子弦楽器の第１の従来例として、複数の
フレット間の各位置のネックの内部にフレットスイッチ
を埋設しておき、フレット操作により弦を押圧した位置
のフレットスイッチがオンとなることを検出して対応す
るフレット番号を出力し、また、弦のピッキング操作の
開始時点を別のセンサで検出することにより、楽音発生
回路に対してフレット番号に対応した音高で楽音の発音
をさ〔るようにしたものがある。
第２の従来例として、各フレットを導電性部材で構成し
、また、弦を電気抵抗を有する導電性部材で構成して弦
に電流を流すことにより、ピ・７キングをする側の弦の
支持部から弦の押圧により弦が接触しているフレットま
での弦の有効弦長をその抵抗値に対応する電圧として検
出することによりフレットの位置を検出し、楽音の音高
制御を行うものがある。
第３の従来例として、ピッキングをする側の弦の支持部
付近から弦に超音波を発信し、その超音波が弦の押圧に
より弦が接触しているフレットで反射して戻って（るま
での時間を検出することによりフレットの位置を検出し
、楽音の音高制御を行うものがある。
一方、上記第１〜第３の従来例とは異なり、弦振動その
ものを電磁ピックアップ等によって投出し、その弦振動
波形からピッチ周期をリアルタイムで抽出することによ
り、ピッチ周期に対応した音高で楽音の発音をさせるよ
うにしたものがある。
〔発明が解決しようとする課題〕
上記第１〜第３の従来例においては、フレット操作と同
時にフレットの位置を検出でき、また、一般にフレット
操作は弦のピッキングの操作より早いタイミングで行わ
れるため、フレット位置に対応する音高制御を速いレス
ポンスで行うことができる。しかし、いずれもフレット
位置に対応した音高しか得られないため、一般のギター
特有のチョーキング操作（弦を押圧しなから張設方向と
垂直な方向にずらして弦の張力を増加させる操作）を行
った場合等においても、押圧しているフレット位置が変
わらない限り音高情報は変更できないため、表現力に乏
しい演奏効果しか得られないという問題点を有していた
。
一方、第４の従来例では、弦振動波形からリアルタイム
で抽出したピッチ周期に基づいて音高を制御するため、
チョーキング操作等に対しても忠実に対応し、弦振動の
細かいニュアンスを反映できるため、表現力に冨んだ演
奏効果が得られる。
しかし、一般に弦振Ｆ）Ｊ波形から正確なピッチ周期を
抽出できるまでには、弦がピンキングされて弦振動波形
が入力し始めてから早くても１周期分の波形データが入
力されるまで待つ必要があり、楽音の発音開始もその後
になる。従って、弦の振動周期が短い場合には問題はな
いが、低音弦のように振動周期が長くなる場合には、弦
がピンキングされてから発音が開始されるまでに１０ｍ
５ｅｃ以上の遅れを生じ、ピンキング１榮作に対するレ
スポンスが悪くなり、楽音の発音に不自然さを生じてし
まうという問題点を有していた。
本発明の課題は、弦のピンキングに対するレスポンスが
良好で、かつ、ピンキング後の音高側？＋１１１１は弦
の振動に忠実に行うことができ、豊かな演奏表現を可能
にすることにある。
〔課題を解決するための手段〕
本発明は、本体に張設される少なくとも１本の弦を有す
る電子弦楽器に通用され、弦の張設方向の下部本体部の
複数の位置に複数のフレンドが設けられ、それらフレッ
ト位置間のいずれかにおいて弦を本体部に押圧すること
により対応するフレットが接触し、弦の有効弦長を押圧
位置に応じて変化させるフレット操作を行うことができ
る。
そして、そのときのフレット操作においてどのフレット
位置で弦が押圧されたかを示す弦押圧情報が弦押圧情報
検出手段において検出される。同手段は例えば、各フレ
ット位置の本体内に埋設され押圧位置を）支出するフレ
ット位置・インチによって実現される。または、弦に電
気抵抗をもたせ、弦端から押圧されたフレット位置まで
の抵抗値を検出することによって有効弦長を検出し、押
圧位置を検出する有効弦長検出手段によって実現される
。
あるいは、弦端から押圧されたフレンド位置に向けて超
音波送受信手段から超音波を発信し、そこで反射されて
戻ってくる超音波を再び同手段で受信してその往復時間
を計測することにより押圧位置を検出する手段によって
実現される。その他各種の方式に基づ（弦押圧情報検出
手段が採用できる。
次に、上記押圧状態で弦が撥弦（ピンキング）等される
と、それによる弦振動は弦振動波形検出手段により弦振
動波形として検出される。同手段は例えば、電磁ピンク
アンプによって実現される。
又は、前記弦押圧情報検出手段の一実現例である超音波
送受信手段と兼用させることによっても実現される。あ
るいは、光学的センサや圧電センサによっても弦振動波
形検出手段は実現できる。
また、上記弦振動の有無即ち楽音の立上りタイミングは
、弦振動有無検出手段により）支出される。
同手段は例えば、前記弦振動波形検出手段の後段に、そ
の出力の弦振動波形をデジタル化しそのデジタル波形か
ら有効なピーク値とその直後のゼロクロス時刻を順次検
出する弦押圧情報検出手段を設け、楽音が消音中に同手
段から検出される有効なピーク値が最初に所定しきい値
以上となった時に弦振動の発生を検出する手段として実
現される。
続い′ζ、ピッチ抽出手段においては、前記弦１辰動波
形検出手段より検出される弦振動波形からピッチ情報が
抽出される。同手段は例えば、前記弦押圧情報検出手段
から順次検出される有効なピーク値とその直後あるいは
その直前のゼロクロス時刻の組を判定することにより、
各ゼロクロス時刻の間隔としてピッチ情報即ちピッチ周
期を抽出する手段として実現される。あるいはピーク点
間の時間長からピッチ周期を求めてもよい。
一方、楽音は楽音発生手段から発音される。同手段はデ
ジタル音源手段、アナログ音源手段等各種方式のものが
採用できる。例えば、デジタル回路による場合、デジタ
ル楽音波形を記憶するメモリと、後述する楽音制御手段
からの発音開始の指示及び音高制御に基づいて、該音高
に対応するアドレス間隔で前記メモリからデジタル楽音
波形を読み出す波形読み出し手段と、読み出されたデジ
タル楽音波形をアナログ波形に変換し増幅した後放音す
る手段等によって実現される。
更に、上記楽音発生手段を制御する楽音制御手段を有す
る。
以上の手段において、弦は楽器本体に張力を変えて複数
本平行に張設するようにして一般のギターと同形式にす
ることができる。この場合、前記弦押圧情報検出手段及
び前記弦振動波形検出手段は複数の弦毎に個別に設けら
れる。そして、前記弦押圧情報検出手段、前記弦振動有
無検出°ト段、前記ピッチ抽出手段、前記楽音発生手段
及び前記楽音制御子段は、前記複数本の弦に対する９１
作を時分割処理によって行うように構成される。
この発明は、更にフレットをもつ電子弦楽器のみならず
、フレソ１−をもたない電子弦楽器にも同様に採用でき
る。要するに、発音開始時には、有リノ弦長を弦押圧情
報検出手段にて検出して音高を決定し、その後は弦振動
のビソヂに従って発生音高を決定するものであればよい
。
Ｃ作　　　用） 本発明の作用は次の通りである。
まず、演奏者が弦のピンキング操作をすることにより弦
振動有無検出手段から弦振動の発生が検出された場合、
演奏者が上記操作の直前又は同時に行った弦１１ｐ圧操
作、例えばフレット操作により、弦押圧情報検出手段か
ら検出される弦押圧情報（押圧されたフレット位置に対
応する）に応じた音高で、前記楽音制御手段が楽音発生
手段に楽音の発生を開始させる。
ここで、弦振動の有無と弦押圧情報は、一般に市記した
ような実現例によれば非常に早いタイミングでの検出が
可能である。従って、上記動作により、弦のピッキング
操作に対してレスポンスの良好な楽音の発音を開始させ
ることができる。
」１記動作の後は、楽音制御手段は、ピッチ抽出手段か
ら抽出されるピッチ情報に応じて、楽音発生手段に現在
発音中の楽音の音高を変更させる。
この動作により、演奏者が弦をピッキングした後、チョ
ーキング操作又はトレモロアーム等を操作して弦の張力
を変化させたような場合でも、それに応じたピッチ情報
が抽出でき音高を制御できるため、表現力に富んだ演奏
効果を得ることができる。
以上のように、発音開始時の情報は弦振動有無検出手段
及び弦押圧情（・旧仝出手段から、その後の情報はピッ
チ抽出手段から得ることにより、各々の特徴を生かした
楽音制御を行うことができ、全体として自然性に冨み演
奏者の意志を良く反映でき楽音の発音が可能となる。
更に、以上の動作を複数の弦に対して時分割処理等で行
うことにより、演奏効果をより高めることができる。
Ｃ実　　施　　例〕 以下、本発明の実施例につき詳細に説明を行う。
なお、以下の説明においては、記号（）、（）、（）、
く　〉で囲まれ、アンダーラインを付した見出しの順に
、順次項目分けを行う。
（本実旅回による電子弦楽器の外観＋ｉ邦り一第１図は
本実施例に係る電子弦楽器の平面図である。
この電子弦楽器は、フィンガーボード１θ４を有するネ
ック１０２と胴部１０１とからなっている。フィンガー
ボード１０４上には、非伸縮性材料からなる６本の弦１
０５が張設されており、各弦１０５はその一端がヘッド
１０６に設けられたブリ・７ジ１０７ａに支持され、各
弦１０５毎に設けられた糸５１０８によって各弦の張力
が調整可能である。また、他の一端は胴部１０１上に設
けられた固定板１０９上のブリッジ１０７ｂ内の軸（特
には図示しない）に支持される。そして、ブリッジ１０
７ｂ内の軸は、］・レモロアーム１１１によって回転可
能であり、演奏中にトレモロアーム１１１を操作するご
とにより、６弦同時に張力を任意に可変可能である。
また、胴部１０１上の弦１０５の下部の固定板１０９上
には、各弦の振動を検出して６種類の電気信号として出
力する各弦独立のへキサビックアンプ１１０が設けられ
ている。
一方、フィンガーボード１０４は音高指定用のフレット
１０３によって区切られ、これらによって区切られた各
フィンガーボード１０４の下部のネック内には、後述す
るように各弦の位置にフレノＩ・スイッチが埋設されて
おり、隣接するフレット１０３間の各フィンガーボード
１０４の部分で弦１０５を押圧することにより、対応す
るフレットスイッチがオンし、各弦１０５及び各フレッ
ト位置に対応した音高を指定することができる。
次に、第１図のネック１０２内に設けられるフレットス
イッチの構成を第２図に示す。同図は、第１図のネック
１０２の１・・・■で示される部分の断面図である。
図示のように、ネック１０２の上面に形成された凹部２
０１内に、プリント基板２０３とゴムシー）２０２がは
め込まれて固定されている。ゴムシー１−２０２はプリ
ント基板２０３の上に積層接着され、ゴムシート２０２
の両端はプリント基板２０３を包み込んでプリント基板
２０３を固定するようにコ字状に折り曲げられている。
プリント基板２０３の上面と接合するゴムシート２０２
の下面の、各弦１０５と対応した位置には、ネック１０
２の長手方向に沿って６列の接点凹部２０４が形成され
ている。
そして、隣接する各フレット１０３間（第１図参照）に
おいて、各接点凹部２０４の上底面には可動電極２０５
ｂがパターン形成され、一方、各町りノミ極２０５ｂと
り］向するプリント基板２０３上には固定電極２０５ａ
がパターン形成されている。この固定電極２０５ａと上
記可動電極２０５ｂとで、所定の音高を指定するための
フレットスイッチ２０５が構成されている。
従っ′ζ、弦１０５の上からフィンガーボート１０４の
表面であるゴムシート２０２を、隣接するフレット１０
３間で押さえると、可動電極２０５ｂと固定電極２０５
ａが接触導通して、フレットスイッチ２０５がオンする
ようになっている。
（本実施例による電子弦楽器の全体ブロック図）第３図
は、本実施例に係る電子弦楽器の全体ブロック図である
。この回路は、第１図の胴部１０１内に設けられるが、
第３図の楽音発生回路３０５、Ｄ／Ａ変換器３０６、ア
ンプ３０７、及びスピーカ３０８は、第１図の電子弦楽
器本体の外部に別に設けてもよい。
第３図において、フレット番号検出部３０２は、第２図
に示したフレットスイッチ２０５　（各フレンド間、各
弦に対応して複数閲ある）のうちどれが押されているの
かを検出する特には図示しないデコーダ回路であり、中
央制御装置（ＭＣＰ、以下同じ）３０１からの特には図
示しないフレットスキャン信号に基づいて各フレットス
イッチ２０５をスキャンし、現在オンとなっているフレ
ットスイッチに対応するフレット番号をＭＣＰ３０１に
出力する。
一方、ピッチ抽出アナログ部３０３は、第１図のヘキ号
ピックアンプ１１０から出力される各弦（６弦）対応の
波形信号から、各種デジタル信号（後述する）を生成す
る回路である。
ピッチ抽出デジタル部３０４は、ピッチ抽出アナログ部
３０３からの各信号に基づいて、ピッチｔｉｌｌ出のた
めのピーク値、ゼロクロス時刻等の各種パラメータ（後
述する）を生成し、ＭＣＰ３０１に割り込み信号ＩＮＴ
で割り込みをかけることにより、バスＢＵＳを介して上
記各種パラメータをＭＣＰ　３０１に出力する。
次に、第３図のＭＣＰ３０１は、フレット番号検出部３
０２及びピッチ抽出デジタル部３０４からの各種情報に
基づいて、第１図の弦１０５のうちどの弦がピンキング
されたかを検出すると共に、ピンキングされた弦につい
てのフレット番号（どのフレットスイッチ２０５がオン
になついるか）を検出して、そのフレット番号に対応す
る音高による発音開始の情報を楽音発生回路３０５に出
力する。
また、発音開始後、演奏者がチョーキング操作（フィン
ガーボード１０４（第１図）上で弦１０５を押さえなが
らネック１０２の短手方向にずらす操作）を行うか、又
は第１図のトレモロアーム１１１を操作すること等によ
り、ピッキングされた弦の張力を変化させたような場合
、ピッチ抽出デジタル部３０４からの情報に基づいて、
ピンキングれた弦振動のピッチ周期の変化を抽出し、こ
れに基づ（音高の変更を支持する情報を楽音発生回路３
０５に出力する。
以上の制御動作は、ＭＣＰ３０１内の特には図示しない
ＲＯＭ　（リードオンリーメモリー）等に記憶された制
御プログラムに基づいて行われる。
続いて、第３図の楽音発生回路３０５は、ＭＣＰ３から
の各種楽音制御情報に基づいて、特には図示しない波形
ＲＯＭに記１、αされているデジタル楽音波形を読み出
して出力する。この場合、特には図示しない波形読み出
し手段が、ＭＣＰ３０１から指示される音高に応じたア
ドレス間隔で前記波形ＲＯＭからデジタル楽音波形を読
み出すことにより、楽音の音高制御を行う。
Ｄ／Ａ変換器３０６は、楽音発生回路３０５から出力さ
れるデジタル楽音波形をアナログ楽音波形に変換し、こ
の波形はアンプ３０７で増幅された後、スピーカ３０８
から放音される。
なお、始めに述べたように、楽音発生回路３０５、Ｄ／
Ａ変換器３０６、アンプ３０７、及びスピーカ３０８等
を、第１図の電子弦楽器本体の外部に別音源として設け
るような場合、ＭＣＰ３０１と楽音発生回路３０５は、
第３図にかっこ付で示すように楽音制御情報転送用の専
用ハスＭＩＤＩ　−Ｂ　ＵＳ　（Ｍ　Ｉ　Ｄ　Ｉ　：　
Ｍｕｓｉｃａｌ　ＩｎｓｔｒｕｍｅｎｔＤｉｇｉｔａｌ
　Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ）によって接続することができる
ように構成されている。
（本実施例による電子弦楽器の概略動作）」二記第３図
に示したブ１コック構成の概略動作につき、以下に説明
しておく。
まず、第４図のＤｌは、第３図のピッチ抽出アナログ部
３０３からピッチ抽出デジタル部３０４に出力されるデ
ジタル波形信号Ｄ１の１弦分についてアナログ的に示し
たものである。この波形は、第１図の電子弦楽器の各弦
１０５のうち１弦をピンキングすることにより、対応す
るー・キザビソクアップ１１０から検出される電気信号
をローパスフィルタでろ波したｌ（後述する）、デジタ
ル信号として出力したものであり、当該弦を第１図の各
フレフｌ−１０３にはさまれたフィンガーボード１０４
上で押圧しながらピンキングすることにより第４図Ｔ　
ｏ　”　Ｔ　５等に示すようなピッチ周期を有する振動
波形が発生する。
次に、本実施例では、第３図のピッチ抽出デジタル部３
０４が、第４図のデジタル波形信号Ｄ１から、ピーク値
ａ　Ｏ”　ａ　３又はｂ　ｏ　−ｂ　４等を抽出し、同
時にピーク値の直後のゼロクロス時刻ｔｌ〜ｔ７等を抽
出する。そして、これらのデータを、第３図のＭＣＩ”
３０１に割込み信号ＩＮＴを出力して割込みをかけるこ
とによりバスＢＵＳを介してＭＣＰ３０１に順次転送す
る。
上記動作により、ＭＣＰ３０１は始めのデータの組（ｂ
ｏ、ｔｏ）が入力した時点において、対応する弦１０５
　（第１図）がピンキングされたと判断し、即座にフレ
ット番号検出部３０２にフレットスイッチ２０５（第２
図）の走査信号を出力し、どのフレットスイッチ２０５
が押圧されているかを表わすフレット番弯を入力するフ
レットスキャン処理を行う（第４図■）。
これにより、フレット番号が検出されたら、それに対応
する音高情報を生成し、キーオン（発音開始）情報と共
に第３図の楽音発生回路３０５に出力するノートオン処
理を行う　（第４図■）。
これに従って、楽音発生回路３０５が指定された音高で
楽音の発生を開始し、Ｄ／Ａ変換器３０６でアナログ信
号に変換された後、アンプ３０７、スピーカ３０８を介
して発音される。
続い”ζ、第３図のＭＣＰ３０１は、ピッチ抽出デジタ
ル部３０４から割込み信号ＩＮＴが入力して割り込みが
かかる毎に入力するデータの組（ａ＋１．ｔｌ）　　　
、　　　（ｂ＋　　、　　ｔ　　２　）　　　、　　　
（ａ　　＋　　Ｘ　　、Ｌ　　３　　）　　　、・・・
等から、第４図の各ピッチ周期Ｔｏ〜Ｔ５等をリアルタ
イムで抽出する。そして、第４図の■、■、■等におい
て、最も新しく得られたピッチ周期ＴＩ、Ｔ３、Ｔう等
に基づいた音高情報を生成し、楽音発生回路３０５に供
給することにより、発音されている楽音の音高を上記各
音高情報に基づい°ζ変更してゆくピッチ変更処理を行
う。
従って、発音開始後、演奏者が前記チョーキング操作を
行うか、又は第１図のトレモロアーム１１１を操作する
こと等により、ピンキングされた弦の張力を変化させた
ような場合、それに従って第４図のデジタル波形信号Ｄ
Ｉの各ピッチ周期Ｔ。
〜Ｔ５等が変化するため、音高情報もそれに従ってリア
ルタイムで変化し、楽音に豊かな表現を付加することが
できる。
一方、第４図のデジタル波形信号Ｄ１のみから音高情報
を得て発音を開始しようとすると、波形立ち上り時付近
のピッチ周期Ｔ　ｏ　、　Ｔ　＋等を得るまでに、同図
に示すように最低でも１．５ピッチ周期程度待たなけれ
ばならない。このため、特にピッチ周期の長い低音弦を
ピッキングしたような場合には、発音開始が遅れ、レス
ポンスの悪い楽器になってしまう。
そこで、本実施例では、演奏者が弦を押さえたフレット
１０３の位置で弦振動の基本的なピッチ周期が定まるこ
とに着目し、発音開始時の音高情報のみは、第４図■の
フレットスキャン処理によってフレット番号検出部３０
２（第３図）より得られるフレット番号から生成するよ
うにして、ノートオン（発音開始）を極めて速いタイミ
ングで行うことのできる電子弦楽器を実現している。な
お、第１図の各弦１０５の張力は、各フレット１０３位
置から得られる音高情報と対応するように、予め糸巻１
０８　（第１図）によってチューニングしておくことが
できる。
上記動作は、ギターの６弦分のヘキサピックアンプ１１
０　（第１図）の各出力について時分割処理されるため
（従って、後述するようにデジタル信謬波形ＤＩは６弦
分の時分割信号となる）、楽音発生回路３０５からは６
弦分の楽音を聴覚的に同時に発音させることができる。
そし°ζ、これらの楽音は、自由な音量・音色に設定で
き、電子的に各種の効果を付加できるため、極めて大き
な演奏効果が得られる。
（ピッチ抽出アナログ部の説明） 上記動作を実現するための本実施例の動作につき、以下
に詳細に説明を行ってゆく。
（概略説明） まず、第３図のピッチ抽出アナログ部３０３について説
明を行う。ここでは、第１図のへキサピンクアンプ１１
０からの６種類（各弦対応）の出力を、ローパスフィル
タに通して高調波成分を除去することにより、６種類の
各波形信号Ｗｉ（ｉ−１〜６）を得る。更に、各波形信
号Ｗｉの振幅の符号が正又は負に変化する毎に、ハイレ
ベル又はローレベルとなるパルス状のゼロクロス信号Ｚ
ｉ　　（ｉ＝１〜６）を発生する。そして、これら６種
類の波形信号Ｗｉ及びゼロクロス信号Ｚｉを、各々ゲー
ト回路又はＡ／Ｄ変換器等により、時分割のデジタル波
形信号ＤＩ及び時分割のシリアルゼロクロス信号ＺＣＲ
に変換し、上記Ｚｉと共に出力する。
ＩＬ−戊と 第５図は、第３図のピッチ抽出アナログ部３０３の詳細
を示す回路図であり、第１図のへキサピンクアンプ１１
０からの各弦に対応した入力波形信号は各々ローパスフ
ィルタ（ＬＰＦ）５０１〜５０６の各入力端子５３４〜
５３９に入力し、ここで増幅されると共に、高周波成分
が除去されて基本波形Ｗ１〜Ｗ６が抽出される。このロ
ーパスフィルタ５０１〜５０６としては各弦の出力音の
周波数が２オクターブ範囲内であることを考慮し、各弦
毎にそれぞれ異なるカットオフ周波数に設定されたもの
を用いる。
１′ｌ−バスフィルタ５０１〜５０６の出力即ち、波形
信号（波高値）Ｗｌ〜Ｗ６はそのまま出力され、また波
形信号（波高値）Ｗｌ−Ｗ６は夫々ゼロクロスコンパレ
ーク５０７〜５１２に入力され、ここで基準信号である
アース電位と比較されて、ゼロクロス信号Ｚｌ−２６が
生成される。
このゼロクロス信号２１〜Ｚ６は、アンドゲート５１３
〜５１８とオアゲート５２５からなるゼロクロスパラレ
ル−シリアル変換部の入力、即ちアンドゲート５１３〜
５１８に与えられ、後述する順次パルスΦ１〜Φ６にそ
れぞれ対応して入力され、ここでシリアルゼロクロス信
号ＺＣＲに変換される。そして、ここでは、ゼロクロス
信号７１〜Ｚ６が正のときシリアルゼロクロス信号ＺＣ
Ｒとして論理「１」を出力し、またゼロクロス信４ｚｔ
〜Ｚ６が負のときシリアルゼロクロス信号ＺＣＲとして
論理「０」を出力する。
一方、ローパスフィルタ５０１〜５０６からの波形信号
Ｗ１〜Ｗ６は、アナログゲーｔ・５１９〜５２４などか
らなるアナログパラレルーシリアル変換部の入力、即ち
アナログゲート５１９〜５２４に辱えられ、後述する順
次パルス（Ｉ）１〜〔■〕６にそれぞれ対応して入力さ
れ、ここでアナログのシリアル信号に変換される。そし
てここでは、順次パルスΦ１〜φ６が正のときり］応す
るアナログゲート５１９〜５２４はオーブン状態となり
、また順次パルスΦ１〜Φ６が負のときアナ１コグゲー
ト５１９〜５２４はクローズ状態となる。これらの出力
は抵抗５３０．５３１が接続された反転アンプ５２９に
人力され、ここで正側および負側の波形がずべて正側に
反転される。叩ち、オアゲート５２５からのシリアルゼ
ロクロス信号ＺＣＲは直接アナログゲー）・５２７のゲ
ート端子へ入力すると共に、インバータ５２６を介して
アナログゲート５２８のゲート端子に入力する。そして
、アナｌコグゲート５２８の入力端子に反転アンプ５２
９の出力が入力され、アナｌコグゲート５２８の出力は
、必ず正の値となっている。一方、アナログゲ−ｔ・５
２７は、シリアルゼロクロス信ｑ　Ｚ　ＣＲカ論理「１
」のときにオンとなることで、アナログゲート５１９〜
５２４をその出力端子へ送出する結果、必ず正の値の出
力となる。
そして、このアナログゲート５２７．５２８の出力は、
■１ＮとしてログＮ！ｏｇ）変換回路５３２に入力され
、ここでデータがログ変換されることにより対数圧縮さ
れ、必要なメモリビ・ノ１が削減される。１コグ変換回
路５３２の出力Ｖｃｘｎは、アナ１：ｊグデジタル変換
器Ａ／Ｄ　（以下、Ａ／Ｄ変換器と称す）５３３におい
て、ＡＤ変換り１コンク信号ＡＤＣＫの状態に応じて時
分割のデジタル波形信号Ｄ１に変換される。
（詳ぶ［１’Ａｒ　ｆＦ　） 第６図は、第５図のピッチ抽出アナログ部３０３　（第
３図も参照）の動作を説明するための動作タイミングチ
ャートである。まず、順次パルスφ１〜Φ６は、後述す
るタイミングジェネレータ９０５　（第９図参照）から
出力される各弦（６弦）対応のサンプリングクロックで
あり、各々、上記と同じタイミングジェネレータ９０５
から発生されるＡ／Ｄ変換器５３３を動作させるための
八り変換クロック信号Ａ　Ｄ　ＣＫの６倍の周期ををし
、各順次パルスΦ１〜Φ６はＡＤ変換クりック信号ＡＤ
ＣＫの１周期分ずつ位相がずれて発生する。
従って、上記各順次パルスΦ１〜Φ６がアントゲ−１５
１３〜５１８を順次制御することにより、６弦分の波形
信号Ｗ１〜Ｗ６に対応する各ゼロクロス信号Ｚ１〜Ｚ６
カはンブリングされた後オアゲート５２５によって時分
割多重化されて、第６図に示すシリアルゼロクロス信号
ＺＣＲとして出力される。
第７図は、第５図の構成において、第１弦が弾かれた場
合の順次パルスΦｌと、波形信号Ｗ１と、ログ変換回路
５３２の入力電圧Ｖ　Ｉ　Ｎと、出力電圧Ｖｏｕｖと、
シリアルゼロクロス信号ＺＣＲのタイミングチャートで
ある。この図から明らかなように、ログ変換回路５３２
によりデータがグ・！数圧縮され、これにより、Ａ／Ｄ
変換器５３３において量子化を行うときのビット数を減
らすことができる（これについては後述する）。
なお、他の弦に対応する波形信号Ｗ２〜Ｗ６についても
、各順次クロックΦ２〜Φ６に従って時う）割で処理さ
れる。この場合、■、Ｈ１ＶＯＬＩＹ、ＺＣＲの各信号
は、第７図の斜線部分に時分割多重化される。
そして、これら時分割多重化された信号Ｖｃｘｙ＋は、
Ａ／Ｄ変換器５３３（第５図）において、ＡＤ変換クり
ック信号ＡＤＣＫに基づいて８ビ・ノド（２５６レベル
）に量子化され、前記のように、上記６弦分が時分割多
重化された８ビツトのデジタル波形信号Ｄ１として出力
される。
第８図（ａｌ、（ｂｌは、各々第５図のログ変換回路５
３２・＼の入力Ｖ　Ｉ　Ｎと、同回路５３２の出力Ｖ（
ＫＩ７（共に、第７図参照）の各信号の振幅値のエンベ
ロープ（包絡）を示すものである。ここで、Ｖ　Ｉ　Ｎ
、ＶＯＬＩＴは、共にヘキサピンクアンプ１１０から得
られる各波形信号Ｗ１〜Ｗ６のいづれかに基づく信号で
あるため、結局、上記エンベロープは第１図の各弦１０
５の弦振動のエンベロープを示している。
ここで注目すべき点は、ノー］・オン時間である。
本実施例では、後に詳述するように、弦振動の立ち上が
り時の振幅値が所定のしきい値以上となることを検出し
て楽音をノートオン（発音開始）し、その後、弦振動が
減衰して振幅値が前記しきい値以下となることを検出し
てノートオフ（消音）する。そして、ノートオンからノ
ートオフまでのノートオン時間内に、ピッチ抽出に基づ
く音高制御等を行う。ここで、弦をピッキングしたこと
による弦１辰動の細かいニュアンスを楽音の発音に反映
させるためには、上記しきい値（以下、ノートオフしき
い値と呼ぶ）をなるべく低い振幅値に設定することが望
ましい。
一方、上記ノー１−オン、ノートオフの処理は、安定し
た動作を保障するために、第５図のへ／Ｄ変換″５５３
３の出力デジタル波形信号ＤＩに対して、デジタル値の
ノー１オフしきい値を設定して行われる。
従って、Ａ／Ｄ変換５５３３において、入力するＶ−ｖ
の振幅値の量子化を行う場合、その振幅値の（Ｅｒ、い
範囲がなるべく３ｍかいレベルで量子化されるようにし
た方が、ノートオフしきい値を低い振幅レベルに設定す
ることが容易になる。
上記動作を実現するためには、量子化ビット数の多い（
例えば１０ビツト　（＝１０２４レベル）以上の）Ａ／
Ｄ変換器５３３を使用すればよいが、そのようなＡ／Ｄ
変ＩｉＡ器は高価であるため、実際にはコストを低く抑
えるため、８ピノ１−（＝２５６レベル）程度のＡ／Ｄ
変換器しか使用できない。
そこで、本実施例ではＡ／Ｄ変換器５３３の前段に安価
なログ変換回路５３２を設け、入力Ｖ１．。
を、その低い振幅値の範囲が予め対数関数的に増幅され
た出力Ｖｏｍに変換してＡ／Ｄ変換器５３３に入力する
ことにより、上記４３作を実現している。
これにより、第８図（ｂ）に示すように、同図（，１）
と同じノートオフしきい値（デジタル値）でも、もとの
弦１辰動波形に対してはずっと低い振幅値でしきい値設
定が行えたことになり、実質的なノートオン時間を第８
図（ｉｌ）の場合に比較して長くとることができ、より
／１１１１かな楽音制御が行える。
以上、第３図又は第５図のと、チ抽出アナログ部３０３
によって、ヘキサピ・ツクアップ１１０（第１図）の６
弦分の出力を時分割多重化した８ピントのデジタル波形
信号ＤＩ（第７図のＶＯＬＩＴの各振幅値を量子化した
信号）、同様に時分割多重化したｌビットのシリアルゼ
ロクロス信号ＺＣＲ（第７図参照）、及び６弦分のゼ１
コクロス信号Ｚ１〜Ｚ６が生成され、第３図のピッチ抽
出デジタル部３０４に供給される。
−（ビ／チ抽出デジタル部の説明） 第９図は、第３図のビ、チ抽出デジタル部３０４の概略
構成を示すブロック図であり、シリアルゼロクロス信号
ＺＣＲを入力してＭΔＸ１〜６又はＭＩＮＩ〜６の各弦
対応のピーク点を検出する信号を出力するピーク検出回
路９０１と、このピーク検出回路９０１の時定数を変換
する時定数変換制御回路９０４と、ゼロクロス時刻取込
み回路９０２と、波高値取込み回路９０３と、種々のタ
イミング信号すなわちＪＩｉＴ次パルスφ１〜Φ６、タ
イミング信号ΔＤＣＫ、Ｑ５、Ｍ　Ｏ５、ＭＣを生成す
るタイミングジェネレータ９０５とからなっており、以
下これらについて’ａ’Ｉｌ−細に説明する。
（ピーク検出回路の説明） まず、第９図のピーク検出回路９０１について説明を行
う。
（概略説明） ここでは、第３図又は第５図のピッチ抽出アナログ部３
０３からの６弦分を時分割多重化したデジタル波形信号
ＤＩ及びシリアルゼロクロス信号ＺＣＲに基づいて、デ
ジタル波形信号Ｄ１の各弦対応の時分割信号の最大ピー
ク点（正振幅側のピーク点）及び最小ピーク点（負振幅
側のピーク点）のタイミングを時分割処理により検出し
、６弦対応の最大ピーク値検出信号ＭへＸ１〜ＭＡＸ６
及び最小ピーク値検出信号ＭＩＮＩ〜ＭＩＮ６を出力す
る。
そのために、ピーク検出回路の内部に、後述するように
各弦毎の過去のピーク値を減算しく減衰さＵ）ながら記
１．αする回路を有しており、各弦毎に前回のピーク（
ａ検出後、上記回路から出力される各弦毎の出力信号を
しきい値として、次にデジタル波形信号Ｄ１の各弦毎の
時分割信号がこのしきい値を越えた時点直後のピーク値
の入力タイミングとして、各弦毎のピーク値のタイミン
グを検出する。
このとき、第７図において既に説明したように、元の波
形信号Ｗ１〜Ｗ６　（第５図参照）の負側の部分は、正
側に極性が反転されてデジタル波形信号ＤＩとして入力
してくるため、ピーク検出回路９０１ではシリアルゼロ
クロス信号ＺＣＲを判定することにより、上記ピーク検
出は正側と負側の各々について個別に行われる。
そして、前記各弦毎のピーク値の検出タイミングで、正
側の場合は最大ピーク値検出信号ＭＡＸｉ　　（ｉ−”
１〜６）、負側の場合は最小ピーク値検出信号ＭＩＮｉ
（ｉ−１〜６）を出力する。
（構　　成） 第１０図に、第９図のピーク検出回路９０１の詳細な回
路図を示す。この回路は、前記したようにデジタル波形
信号Ｄ１の６弦毎の正側と負側の各々について時分割処
理を行い、最大ピーク値検出信号ＭＡＸＩ〜ＭΔｘ６及
び最小ピーク値検出信号ＭＩＮＩ〜ＭＩＮ６を出力する
。従って、全体では１２時分割処理を行う。
同図において、まずシフトレジスタ１０１は１２ビット
構成で１２時分割処理、即ち１２ビット×１２段のシフ
ｌ−レジスタとなっている。なお、各１２ビツトのうち
、上位８ビ・ノｌ−は整数部、下位４ビツトは小数部で
あり、小数部を設けたのは後述する減算処理の精度を確
保するためである。上記シフトレジスタ１００１のクロ
ック端子ＣＫには、第９図のタイミングジェネレータ９
０５からのタイミング信号ＭＯ５（ＡＤ変換クりック信
号八へＣＫの１／２の周期を有する）が入力され、この
立ち上がりエツジで右回転する。
シフトレジスタ１００１に記憶されている記（７１値１
２２７の上位８ピッ１−はゲー）１０１３に入力し、同
ゲー１−１０１３はゲート制御回路１０１４からの制御
信号ＰＲにより開閉側御される。
ゲート制御回路１０１４は、２ビツトのカウンタ１０１
５、オアゲート１０１６〜１０１８．１０２１、アンド
ゲート１０１７．１０２０とからなる。まず、オアゲー
１−１０１６に入力される順次パルスΦ１、Φ２は、そ
のままオアゲート１０２１を介して制御信号ＰＲとして
出力される。−方、オアゲート１０１７に入力される順
次パルス中３、Φ４は、アントゲ−１・１０１９を介し
て出力されるため、カウンタ１０１５の下位ビット出力
端子ＱＡが論理「１」である周期のみ出力される。また
、オアゲート１０１８に入力される順次パルスΦ５、（
Ｉ）６は、アントゲート１０２０を介して出力されるた
め、カウンタ１０１５の上位ビット出力端子Ｑ８及び下
位ピノ［・出力端子ＱＡが共に論理「１」である周期の
み出力される。ここで、カウンタ１０１５の各出力Ｑ　
Ａ、　Ｑ　ｅは、順次パルスΦ１に同期して（０，０）
（０，１）（１，０）　（１，１）　（０、Ｏ）・・・
とサイクリックに変化する。以上のようにして出力され
る制御信号ＰＲがハイレベルとなるタイミングで、ゲー
ト１０１３がオンとなる。
ゲート１０１３の出力即ちシフトレジスタ１００１の読
み出し出力は、シフタ１００３に入力される。ここでは
入力信号を８ビ・ノドシフト又は４ビツトシフト の除算を実行する。なお、上記２種類のシフトの切替え
は、後に詳述する第９図の時定数変換制御回路９０４か
ら端子ＳＥＬに入力する時定数チェンジ信号ＧＸにより
行われる。
シフター１００３の４ビ・７トの出力は、減算器１００
２の第２の入力端子Ｂに入力する。減算器１００２の第
１の入力端千人にはシフトレジスタ１００１からの１２
ビツトの記憶値１０２７が入力する。ここでは後述する
ように、Ａ入カーＢ入力を計算し、１２ビツトの出力端
子Ｓから出力するが、このときキャリインの入力端子Ｃ
ＩＮに論理「１」を入力させている。これについては後
述する。
次に、オアゲー１−　１　０　１　１から論理「１」が
出力されたとき、上記減算器１００２の出力端子Ｓから
の１２ビットの出力のうち、上位８ビツト（整数部）が
データ切替スイッチ１００５を介してシフｌ−レジスタ
１００１へ入力され、下位４ビ、１・（小数部）はアン
トゲ−１１００６〜１００９を介してシフトレジスタ１
００１に入力される。また、オアゲー）１０１１の出力
が論理「０」のとき、第３図のピッチ抽出アナログ部３
０３内のＡ／Ｄ変換器５３３　（第５図参照）から８ピ
ッ１−の新たなデジタル波形信号１）　Ｉが、データ切
替スイッチ１００５を介してシフトレジスタ１００１へ
入力される。このとき、アントゲ−１−１００６〜１０
０９がオフとなるため、下位４ビ、ト、即ち、小数部は
ゼロ入力となる。
一方、比較器１００４の第１の入力品）子Ａには８ビツ
トのデジタル波形信号ＤＩが入力し、また、第２の入力
端子Ｂにはシフトレジスタ１００１の記憶値１０２７の
上位８ビツト（整数部）が入力する。この比較器１００
４の出力は、インハーク１０１０を介してオアゲート１
０１１の第１の入力端子に入力され、オアゲー１−１０
１１の第２の入力端子には排他論理和回路１０１２から
の出力が入力される。そして、この排他論理和回路１Ｏ
１２の入力ｈ１１１子には前記ピッチ抽出アナログ部３
０３　（第３図又は第５図）からのシリアルゼぞコク１
コス信号ＺＣＲと、タイミングジェネレータ９０５　（
第９図）からの八り変換クロック信号ＡＤＣＩくとが入
力される。
次に、シリアルゼロクロス信号Ｚ　ＣＲは、比較ｚ＋ｏ
ｏ４の出力、第９図のタイミングジェネレータ９０５か
らのタイミング信号Ｑ５、ＡＤ変換りｌコック信号ΔＤ
ＣＫと共に、シリアル／パラレル変換回路１０２２内の
アントゲ−１・１０２３〜１０２６に各々入力される。
そして、アントゲ＝１・１０２３〜１０２６の各出力は
、前記タイミングジェネレータ９０５からの各順次パル
スΦ１〜Φ６と共にアンドゲートΔＮＤ　ｉ　ａ”ＡＮ
Ｄ　ｉ　ｄ（ｉ−１〜６）に入力され、当該各アン１−
“ゲー１の出力は、フリソプフ１コ・７プＦＦ１ａ、Ｆ
Ｆ１ｂ（ｉ−１〜６）に入力される。これにより、６弦
分のパラレルの最大ピーク値検出信号ＭＡＸｉ（ｉ−１
〜６）、及び最小ピーク値検出信号ＭＩＮｉ　　（ｉ＝
１〜６）が出力される。
（動　　作） 上記構成の第９図又は第１０図のピーク検出回路９０１
の動作につき以下に説明を行う。
まず、第３図のピッチ抽出アナログ部３０３内のＡ／Ｄ
変換器５３３（第５図）から出力されるデジタル波形信
号ＤＩには、第１１図に示すようにＡＤ変換クりック信
号ＡＤＣＫに同期した６種類の順次パルスΦ１〜Φ６が
論理ｒｌＪとなるのに同期して、６弦分の波形信号Ｗｌ
−Ｗ６（第５図参照）をデジタル化したものが時分割多
重化されている。ただし、前記第６図と同様に、順次パ
ルスΦ１〜Φ６に対して、ＡＤ変換器５３３　（第５図
）の変換時間Δｔだけ遅延があるが、これについては後
述する。
これに対して、第１０図のシフトレジスタ１００１は、
八り変換り１コンク信号ＡＤＣＫの１／２の周期を有す
るタイミング信号ＭＯ５の立ち上がりで動作する。従っ
て、シフトレジスタ１００１の記憶値１０２７が出力さ
れる夕・イミング及び減算器１００２、シフタ１００３
、比較器１００５その他のデー１−等の動作タイミング
は、前記デジタル波形信号ＤＩの各弦対応の時分割信号
が入力するタイミングの２倍の速度で動作する。そこで
、第１１図に示すように、各弦対応の時分割タイミング
の前半では、その弦にり１応する時分割信号の正側に対
する処理を行い、間しく後半では負側に対する処理を行
う。
〈第１弦に対する処理〉 今、順次パルスΦＩに同期する第１弦に対する処理のみ
に注目する。第１弦に対応する波形信号Ｗ１は、第３図
又は第５図のピッチ抽出アナログ部３０３において「ピ
ッチ抽出アナログ部の説明」の「詳細動作」の項で第７
図に示したように、シト１次パルスΦＩに同期してデジ
タル化されるが、波形信号Ｗ１の負側の部分は正側に極
性が反転されて出力される。そして、波形信号Ｗ１の正
側のとき論理「１」、負側のとき論理「０」となるシリ
アルゼロクロス信号ＺＣＲが同時に出力される。
なお、これも当然６弦分が時分割多重比されており、順
次パルスΦ１に同期する部分が第１弦に対応する。
そこで、第９図又は第１０図のピーク検出回路９０１で
は、上記のように正副と負側か共に正側の極性として混
在して入力してくるデジタル波形信号Ｄ１に対して、シ
リアルゼロクロス信号ＺＣＲを判定するごとにより、正
側と負側で第１１図に示した別々のタイミングで個別に
処理を行う。
このために、第１２図に示すように、まず、順次パルス
Φ１の立ち上がりに同期したｌずつ増加する整数値ｎ−
ｒｌ＋、ｎ２、ｎ３、・・・で表わされる離散的な時刻
を考える。なお、実際の時刻は、上記整数値に順次パル
スΦ１の周Ｎ′ｊ：ｃ乗じた値となる。
そして、デジタル波形信号Ｄ１のうち上記離散時刻ｎ毎
に入力する第１弦に対応する時分割信号Ｑｘ　（ｎ）と
し、これを便宜上第１２図に示すように正（■１１処理
波形と負側処理波形に分けて表わす。
なお、同図では代表的にｘ（ｎｚ）（正側）、Ｘ（ｎｅ
）（負側）のみ記入しであるが他の棒グラフ的に示した
部分も同様である。また、順次パルス（Ｉ）１に同門す
る１弦に対応するシリアルゼロクロス信号をｚ　　（ｎ
）とする。同図では代表的に２（ｎ　２）　、Ｚ　　Ｃ
ｎ　７）のみ記入しであるが他の棒グラフ的に示した部
分も同様である。
更に、上記離散時刻ｎ毎にシフトレジスタ１００１から
出力される第１弦に対応する記ｉ、Ｑ値１０２７のうち
、順次パルスφ１が論理ｒｌＪとなる前半部分に同期し
て出力される正側に対応する記１．α値をｐ　（ｎ）　
、同じく後半部分に同期して出力される負側に対応する
記１．α値をｑ　（ｎ）とする。同図では代表的にｐ（
ｒｚ）（正側）、ｑ（ｎ１１）（負側）のみ記入しであ
るが、他のプロット「・」で示した部分も同様である。
ふ第１弦正（刊ｐ襲四月り一 上記築１２図を用いて、まず、デジタル波形信号ｘ　（
ｎ）の正１！ＩＱに対する処理について説明を行う。こ
の処理は、第１１図に既に示したようにＢ１次パルスφ
１が論理「１」となるタイミングの前半部分で行われる
。以下、特記しない限り全てこのタイミングでの処理で
あるとする。
今、第１０図のシフトレジスタ１００１の記１．α埴１
０２７は、始めは全てＯであるとし、離散時刻ｒｌ　ｌ
において第１２図に示すような正のデジタル波形信号ｘ
（ｎ＋）が入力したとする。これにより、第１０図の比
較’！５１００４では、へ入力〉８人力となるため、そ
の出力は論理「１」を出力し、インバータ１０１０の出
力は論理「０」となる。また、このときシリアルゼロク
ロス信号Ｚ（ｎｌ）は論理「１」となっており、順次パ
ルスΦ１が論理「１」となるタイミングの前半部分は、
第１１図に示すようにＡＤ変換りｌコックＡ　Ｄ　ＣＫ
も論理「１」であるため、第１０図の排他論理和回路１
０１２の出力は論理「０」となる。
これにより、オアゲート１０１１の出力は論理「０」と
なって、データ切替スイッチ１００５が端子Ｂ側に接続
され、アントゲ−）１００６〜１００９がオフとなる。
従って、同スイッチ１００５を介して、第１２図のｎＩ
におけるデジタル波形信号ｘ、（ｎ＋）が、シフトレジ
スタ１２０１の上位８ビツト（整数部分）に記↑、αさ
れる。
なお、この記憶動作は、第１１図の順次パルスΦ１が論
理「１」となるタイミングの前半部分と後半部分の境界
で、タイミング信号ＭＯ５が立ち上がるのに同期して行
われるため、第１１図のようにデジタル波形信号ＤＩ＝
ｘ（ｒｚ）が、ＡＤ変換器５３３　（第５図）の変換時
間ΔＬだけ遅廷して入力しても問題はない。
ごれと同時に、比較器１００４の出力及びシリアルゼロ
クロス信号ｚ　　（ｎ＋）（ＺＣＲ）が共に論理「１」
となることにより、第１１図に示すＡＤ変換クりック信
号Ａ、　Ｄ　ＣＫとタイミング信号Ｑ５が同時に論理「
１」となるタイミングでアントゲ−）１０２４がオンと
なり、更に、順次パルスΦ１が論理「１」となっている
ことより第１１図に示すようにアンドゲートＡＮＤｌｂ
の出力が論理「１」となって、フリップフロップＦＦ１
ａがセントされる。これにより、離散時刻ｎ＋の順次パ
ルスφ１が論理「１」となる前半部分のｍＤのタイミン
グで、フリップフロップＦＦ１ａの出力である第１弦に
りｌ応する最大ピーク（ｉｉ’ｊ検出信冗ＭＡＸＩが第
１２図に示すように論理ｒｌＪに立ち上がる。
続いて、シフｌ−レジスタ１００１がタイミング化％Ｍ
ｏｓの１２クロック分シフトされ、第１２図の離散時刻
ｎ２において、同図に示すような前回（離散時刻ｎｌ）
より大きな値のデジタル波形信号ｘ（ｎｌ）が入力した
とする。これと同時に、シフトレジスタ１００１から出
力される記憶値ｐ（ｎｌ）は、前回におけるデジタル波
形信号ｘ　（ｎｌ）に等しい。叩ち、ｐ（ｎｌ）−ｘ（
ｎｌ）である。従って、この場合も第１０図の比較器１
００’４は論理「１」を出力し、排他論理和回路１０１
２の出力も前回と同じ（論理「０」を出力する。これに
より、前回と同様にデータ切替スイッチ１００５を介し
てデジタル波形信号Ｘ（ｎｌ）がシフトレジスタ１００
１に記）、αされる。
」二記動作は離散時刻Ω３においても同様であり、デジ
タル波形信号ｘ（ｎ３）がシフトレジスタ１００１に記
憶される。
続いて、：’Ａ　Ｉ！＆時刻ｎ４にｙジクル波形信号ｘ
（ｎ＝）が入力し、ごれと同１．ＩＨにシフｌ−レジス
タ１００１から記ｉ、α値ｐ　（ｎ　ａ）　＝ｘ　（ｎ
　３）　−；ＩＯが出力される。この場合には、ｘ（ｒ
ｌａ）＜ｐ（ｒ１４）となるため、比較器１００４の出
力は論理「０」となる。そして、この出力はアンドゲー
ト１０２３に負論理で入力し、同時にシリアルゼロクロ
ス信号Ｚ　　（ｎ＋）（ＺＣＲ）の論理「１」がアント
ゲ−１１０２３に入力することにより、ＡＤ変換クりッ
ク信号ＡＤＣＫと第１１図に示すタイミング信号Ｑ５が
同時に論理「１」となるタイミングでアントゲ−１−１
０２３がオンとなり、更に、順次パルスΦ１が論理「１
」となりいることによりアンドゲートＡＮＤ　ｌ　ａの
出力が論理「１」となって、フリップフロップＦＦ１ａ
かりセントされる。これにより、離散時刻ｎ４の順次パ
ルスΦ１が論理ｒｌＪとなる前半部分の最後のタイミン
グで、フリップフロップＦＦ１ａの出力である第１弦に
対応する最大ピーク値検出信号ＭΔＸ１が論理ｒＯＪに
立ち下がる。
上記のように、第１弦のデジタル波形信号ｘ　（ｎ）と
して第１２図に示すごとく最大ピーク値ｘ　（ｎ３）＝
ａｏが入力した１ｉｉＳ１敗時刻後の０４に、第１弦の
最大ピーク値検出信号ＭＡＸ　１が論理「０」に立ち下
がることにより、最大ピーク値ａｏの入力タイミングを
検出できる。なお、検出タイミングが１離散時刻だけ遅
れるのは、第９図の波高値取込回路９０３において、上
記最大ピーク値ａｏを取り込む場合に必要となるもので
あり、これについては「波高値取込回路の説明」の項に
おいて後述する。
一方、上記動作と同時に、第１２図の離散時刻ｎ４にお
いて比較器１００４の出力が論理「０」となることによ
り、インバータ１０１０を介してオアゲー１−１０１１
が論理「１」を出力するため、データ切替スイッチ１０
０５が端子Ａ側に接続され、アンドゲート１００７〜１
００９がオンとなる。従って、シフトレジスタ１００１
には減算器１００２の出力端子Ｓからの１２ビツトの出
力が記憶される。
今、ある離散時刻ｎにおいてシフトレジスタ１００１か
ら出力される記憶値ｐ　　（ｎ）に対して、減算器１０
０２の入力端子への入力値はｐ　　（ｎ）である。また
、シフタ１００３で１／２５６の除算が行われるとすれ
ば（１／１６の場合については後述する）、減算器１０
０２の入力端子Ｂの人力値はｐ（ｔ）／２５６となるた
め、出力端子Ｓからの出力値は、 ｐ　（ｎ）　　ｐ　（ｎ）　／　２５６−（１−１／　
２５６　）　　・ｐ　（ｎ）・・・・（１） となる。なお、減算器１００２のキャリー入力端子ＣＩ
Ｎに常時″１＃が与えられ、入力端子への値から入力端
子Ｂの値を引き、更に１を引くことが減算器１００２で
実際には行われる。これは、入力端子Ｂへの値がＯとな
った以降もシフｌ−レジスタ１００１の値を減少してゆ
かねぼらず、そのため、常時１を引くようにして、解決
している。
従って、上式（１）ならびに以下に示す式は、−１”の
分だけ違ってくるが、値が小さいので、無視して説明す
るごとにする。前記減算器１００２の出力値はデークリ
Ｊ計；（・ｆフチ１００５及びアントゲ−１−１００Ｇ
〜１００９を介してシフトレジスタ１００１に入力し、
１離散時刻後のｎ（−１にその出力（則に出力値ｐ（ｎ
＋−１）として現われるため、前記（１）式より、 ｐ　（ｎ＋１）　−（１−１／２５６）　　・ｐ　（ｎ
）・・・・（２） の関係が成り立つ。
ここで、前記したように、離散時刻ｎ４において減算器
１００２の出力端子Ｓからの１２ビツトの出力がシフト
レジスタ１００１に記１．αされるとすれば、その記憶
値は前記（１）式にｐ（ｎ＊）＝ｘ　　（ｎ　３）　＝
ａ　ｏを代入することにより、（１−１／２５６）　　
・ａｕとなる。従って、ｎ４以降の各離散時刻ｎ毎に、
減算器１００２及びシフタ１００３による上記動作が繰
り返されるとすれば、そのときのシフトレジスタ１００
１の各出力値ｐ（ｎ）は前記（２）式より、 ρ−／１３ ｐ　　（ｎ）＝　（１−］、　／　２５６　）　　　　
・ａＯ・・・・（３） と表わされる。
なお、このときゲート１０１３は、ゲート制御回路１０
１４内のオアゲート１０１６．１０２１を介して、順次
パルスΦ１が論理「１」となる毎にシ１チ理「１」とな
る制御信号ＰＲによって、各離散時間ｒ１毎にシフトレ
ジスタ１００１の出力ｘ　（ｎ）をシフタ１００３に入
力させており、これにより上記（３）式の計算が成立す
る。このゲート１０１３及びゲート制御回路１０１４の
働きについては後に詳述する。
前記（３）式で求まる出力値ｐ　（ｎ）は、第１２図の
各離散時刻ｎ４、ｎ５、ｎ５毎にｐ（ｎａ）、ｐ　（ｎ
ｑ）、ｐ　（ｎｂ）として、比較器１００４の入力端子
Ｂに順次入力することにより、入力端千人に順次入力す
るデジタル波形信号ｘ（ｎ４）、ｘ　（ｎ５）　、ｘ　
（ｎｂ）と比較される。そして、これらのデジタル波形
信号が第１２図のようにシフトレジスタ１００１からの
上記各出力値より小さければ、比較器１００４の出力は
各離散時刻毎に論理「０」を出力し、データ切替スイッ
チ１００５及びアンドゲート１００６〜１００９を介し
“ζ減算”Ａ　１００２の出力がシフトレジスタ１００
１に入力される動作が繰り返される。これにより、ンフ
［・レジスタ１００１の出力値ｐ（ｎ）は、上記（３）
式に従って変化し、第１２図に示すように最大ピーク値
ａｏから１ｈ数関数的に減衰する特性を有する。
上記のように離散時間ｎ４以後、指数関数的に減衰する
特性を有するシフトレジスタ１００１の出力値ｐ　（ｎ
）が第１弦に対応する正側のデジタル波形信号ｘ　（ｎ
）の最大ピーク値を検出するためのしきい値信号となる
。
涜いて、第１２図に示すように離散時間０７〜ｎｏ２に
おいて、第１弦の元の波形信号Ｗ１が負となる場合には
、入力するデジタル波形信号ｘ（ｎ７）〜ｘ（ｎ＋２）
としては、同図に示すように負側の信号を正側に折り返
した形の正極性の信号が入力してくる。そして、このよ
うな負側の波形は、後述するように順次パルスΦｌが論
理「１」となる後半部分において処理される（第１１図
参照）。従って、離散時間０７〜ｎ１２の順次パルスΦ
１が論理「１」となる前半部分において、シフトレジス
タ１００１から出力される正側のしきい値信号ｐ　（ｎ
）は、デジタル波形信号Ｘ（ｎ）と比較されることなく
、減算器１００２及びシフタ１００２で前記した減衰動
作のみが行われて、シフトレジスタ１００１への記憶が
繰り返される必要がある。こごで、ｇｔｔｂ時刻ｎ７〜
ｎ１２の順次パルスφｌが論理「１」となる前半部分に
おいては、第１弦対応のシリアルゼロクロス信号ｚ（ｎ
７）〜ｚ（ｎ＋２）は、負側であることを示す論理「０
」となり、また、ＡＤ変換クりック信号ＡＤＣＫが論理
「１」　（第１１図参照）となることより、排他論理和
回路１０１２の出力ひいてはオアゲート１０１１の出力
が論理「１」となる。これにより、データ切替スイッチ
１００５が端子Ａ側に接続され、アントゲ−ｔ・ｉ　ｏ
　０６〜１００９がオンとなって、減算器１００２の出
力がシフトレジスタ１００１に記憶される。
上記のように、負側のデジタル波形信号ｘ（ｎｌ）〜ｘ
　　（ｎ　ｌ　２）が入力してくる間も、シフトレジス
タ１００１から出力される正側のしきい値信号ｐ（ｎｌ
）〜ｐ（ｎ＋２）は減衰を続け、その後離散時刻１’ｌ
＋３から再び正側のデジタル波形信号ｘ（ｎ＋ｉ）、・
・・が入力する。
そして、第１２図の離散時刻ｎ＋ａにおいて、デジタル
波形信号ｘ（ｎ＋ａ）がシフ１−レジスタ１００１から
のしきい値信号ｐ（ｎ＋ａ）より大きくなると、比較器
１００４の出力が論理「１」に変化し、前記な散時刻ｎ
１の場合と同様にして、デジタル波形信号ｘ　（ｎ　ｌ
　４）がデータ切替スイッチ１００５を介してシフトレ
ジスタ１００１に入力され次の離散時刻ｎ　ｌ　５の記
憶値ｐ（ｎ＋５）となる。これと同時に、離散時刻ｎ１
の場合と同様にしてフリップフロップＦＦ１ａが七ソト
され、第１弦の最大ピーク値検出信号ＭＡＸ４が第１２
図に示すように論理「１」に立ち上がる。
その後、第１２図において離散時間ｎ＋ｆｆｉでも同様
に新たなデジタル波形信号ｘ、（ｎ１ａ）がシフトレジ
スタ１ＯＯ１への記憶値ｐ（ｒｚｂ）となる。
そして、第１２図の離散時間ｎ＋６になると、デジタル
波形信号ｘ（ｎ＋６）がシフトレジスタ１００１の出力
値ｐ　（ｒｚ　［＋）　−Ｘ　（ｎ＋　５）＝ａｌを下
まわるため、比較器１００４の出力が論理「０」に変化
し、前記離散時刻ｎ感の場合と同様にして、減算器１０
０２からの出力がシフトレジスタ１００１への記憶値と
なる。これと同時に、離散時刻ｎ４の場合と同様にして
フリップフロップＦＦ１ａがリセットされ、第１弦の最
大ピーク値検出信号ＭＡＸＩが第１２図に示すように論
理「０」に立ち下がる。これにより、最大ピーク値ａ１
の入力タイミングを検出できる。
そして、第１２図の離散時刻ｎｉｂの以後、最大ピーク
値ａ１から再び指数的に減衰するしきい値信号ｐ　（ｒ
ｚ７）、ｐ　（ｎ＋ｅ）、・＋＋がシフトレジスタｌ０
０１から得られる。この場合、ｐ（ｎ）は前記（３）式
に準じて、 ｎ−ｎｌｒ ｐ　（ｎ）　＝　（１２５６）　　　　　・ａ＋　・・
・（４１となる。
以上の動作を順次パルスΦ１が論理ｒｌＪとなる前半部
分（第１１図参照）で繰り返すことにより、第１弦に対
応する正側のデジタル波形信号ｘ　（ｎ）から、最大ピ
ーク値ａ　Ｏ％　ａ　ｌ、・・・の入力タイミングを最
大ピーク値検出信号ＭＡＸ１が論理ｒｌＪから論理「０
」に立ち下がるタイミングとして検出することができる
。
く第１弦負側の処理〉 次に、第１２図の第１弦のデジタル波形信号ｘ　（ｎ）
の負側の最小ピーク値の入力タイミングを検出する処理
について説明を行う。この処理は、第１１図に既に示し
たように、順次パルスΦ１が論理ｒｌＪとなるタイミン
グの後半部分で行われる。以下、特記しない限り全ての
このタイミングでの処理であるとする。
まず、第１２図の離散時刻ｎ１〜ｎ６においては、正側
のデジタル波形信号ｘ（ｎ＋）〜ｘ（ｎ６）が入力して
いるため、シリアルゼロクロス信号ｚ（ｎｌ）〜ｚ（ｎ
ａ）は論理「１」であり、順次パルスΦ１が論理「１」
となる後半部分は、第１１図に示すようにＡＤ変変換ク
ロック信号　Ａ　Ｄ　ＣＫは論理ｒＯＪである。従って
、排他論理和回路１０１２の出力ひいてはオアゲート１
Ｏ１１の出力は論理「１」となり、データ切替スイッチ
１００５は端子Ａ側に接続され、アンドゲート１００１
〜１００９はオンとなるため、減算器１００２の出力が
シフトレジスタ１００１に入力する。ここで、シフトレ
ジスタ１００１の記憶値ｐ　（ｎ）は始め０であるとす
れば、減算器１００２の出力もＯであり、従って、離散
時刻ｎ１〜１１６のシフトレジスタ１００１からの負側
の出力値ｑ（ｎ＋）〜ｑ（ｎ６）は、第１２図に示すよ
うにＯである。
続いて、離散時刻ｎ７において負側のデジタル波形信号
ｘ（ｎｌ）が入力する。これにより、第１０図の比較器
１００４ではＡ入力〉Ｂ入力となるため、その出力は論
理「１」を出力し、インバータ１０１０の出力は論理ｒ
ＯＪとなる。また、このときシリアルゼロクロス信号ｚ
（ｎ＋）は論理「０」となっており、順次パルス中１が
論理「１」となるタイミングの後半部分は、第１１図に
示すようにＡＤ変換クりックＡＤＣＫも論理「０」であ
るため、第１０図の排他論理和回路１０１２の出力は論
理「０」となる。
これにより、オアゲー１−１０１１の出力は論理「０」
となって、データ切替スイッチ１００５が端子Ｂ側に接
続され、アンドゲート１００６〜１００９がオフとなる
。従って、同スイッチ１００５を介して、第１２図の０
７におけるデジタル波形信号ｘ（ｎｌ）が、シフトレジ
スタ１００１の」三位８ビット（整数部分）に記憶され
る。
なお、この記憶は、第１１図の順次パルスΦＩが論理ｒ
ｌＪから論理「０」に変化する境界で、タイミング信号
ＭＯ５が立ち上がるのに同期して行われるが、このタイ
ミングにおいては第１１図のようにデジタル波形信号Ｄ
Ｉ−Ｘ（ｎｌ）が、ＡＩ〕変換器５３３（ｆｆｉ５図）
の変換時間Δｔだけ遅延して入力しているため、順次パ
ルスΦ１の境界においても充分に余裕をもってシフトレ
ジスタ１００１への記憶を行うことができる。
これと同時に、比較器１００４の論理「１」の出力及び
第１１図のタイミング信号Ｑ５の論理「１」がアン１°
ゲート１０２６に正論理で入力し、シリアルゼロクロス
信号ｚ　　（ｎ　７）（ＺＣＲ）の論理「０」の出力及
び第１１図のＡＤ変換クりック信号ＡＤＣＫの論理「０
」がアンドゲート１０２６に負論理で入力するタイミン
グでアントゲ−１・１０２６がオンとなり、更に、順次
パルスφ１が論理「１」となっていることより第１１図
に示すようにアントゲ−１−ＡＮＤｌｄの出力が論理「
１」となって、フリップフロップＦＦ１ｂがセソ［・さ
れる。これにより、離散時刻ｎ７の順次パルスΦｌが論
理「１」となる後半部分の最後のタイミングで、フリッ
プフロップＦＦ１ｂの出力である第１弦に対応する最小
ピーク値検出信号ＭＩＮ１が第１２図に示すように論理
「１」に立ち上がる。
続いて、離散時刻ｎａにおいて、同図に示すような前回
（離散時刻ｎ・？）より大きな値のデジタル波形信号ｘ
（ｎａ）が入力したとする。これと同時に、シフトレジ
スタ１００１から出力される記憶値ｑ（ｎｅ）は、前回
におけるデジタル波形信号ｘ（ｎｙ）に等しい。即ち、
ｑ（ｎ［＋）＝ｘ（ｎｌ）である。従って、この場合も
第１０図の比較器１００４は論理「１」を出力し、排他
論理和回路１０１２の出力も前回と同じく論理「０」を
出力する。これにより、６４回と同様にデータ切替スイ
ッチ１００５を介して、デジタル波形信号ｘ（ｎａ）が
シフトレジスタ１００１に記憶される。
上記動作は離散時刻ｎ９においても同様であり、デジタ
ル波形信号ｘ（ｎｑ）がシフトレジスタ１００１に記憶
される。
続いて、離散時刻ｎｌ［＋にデジタル波形信号ｘ（ｎ＋
ｏ）が入力し、これと同時に、シフトレジスタ１００１
から記憶値ｑ（ｎ＋θ）−ｘ（ｎｅ）＝ｂｏが出力され
る。この場合には、Ｘ（ｎ＋　ａ）＜ｑ　（ｎｌ（１）
となるため、比較器１００４の出力は論理「０」となる
。そして、この出力とシリアルゼロクロス信号ｚ　（ｎ
ｌθ）（ＺＣＲ）の論理「０」の出力及び第１１図のＡ
Ｄ変換クりック信号Ａ　Ｄ　ＣＫの論理「０」の３つの
信号がアントゲ−１・１０２５に負論理で入力し、第１
１図のタイミング信号Ｑ５の論理「１」がアンドゲート
１０２６に負論理で入力するタイミングでアントゲ−１
−１０２５がオンとなり、更に、順次パルスΦ１が論理
「１」となっていることよりアンドゲートＡＮＤ１ｃの
出力が論理ｒｌＪとなって、フリップフロップＦＦ１ｂ
がリセソ１−される。これにより、離散時刻１ｏの順次
パルスΦｌが論理「１」となる後半部分の最後のタイミ
ングで、フリップフロップＦＦ１ｂの出力である第１弦
に対応する最小ピーク値検出信号ＭＩＮＩが論理「０」
に立ち下がる。
上記のように、第１弦のデジタル波形信号Ｘ（ｒｌ）と
して第１２図に示すごとく最小ピーク値ｘ　（ｎｅ）＝
ｂｏが入力したｌ離散時刻後のｎ１ｃｌに、第１弦の最
小ピーク値検出信号ＭＩＮＩが論理ｒＯＪに立ち下がる
ことにより、最小ピーク値ｂθの入力タイミングを検出
できる。なお、検出タイミングが１離１及時刻だけ遅れ
るのは、ｉｉＩ記最大ピーク値検出信号ＭＡＸＩの場合
と同様の理由によるものであり、これについては「波高
値取込回路の説明」の項において後述する。
一方、上記動作と同時に第１２図の離散時刻ｎｌＯにお
いて比較器１００４の出力が論理「０」となることによ
り、インバータ１０１０を介してオアゲルト１０１１が
論理「１」を出力するため、データ切替スイッチ１００
５が端子Ａ側に接続され、アンドゲート１００７〜１０
０９がオンとなる。従って、シフトレジスタ１ｏｏｉに
は減算器１００２の出力端子Ｓからの１２ピノ１−の出
力が記憶される。
次に、第１２図の離数時間ｒ１１Ｏ以後のｒｉ　ｌ　ｌ
、ｎ１２では、減算器１００２及びシフトレジスタ１０
０３において前記正側の場合と全く同様の動作が行われ
、最小ピーク値ｂｕから指数的に減衰するしきい値信号
Ｑ　　（ｎ＋　＋）、ｑ　（ｎ１２）がシフトレジスタ
１００１から得られる。この場合、ｑ（ｎ）は前記（３
）弐又は（４）式に準じて、となる。
更に、第１２図に示すように離散時間ｒｌ＋３〜ｎ’ｓ
において、第１弦の元の波形信号Ｗ１が正となる場合に
は、前記正側の処理において波形信号Ｗ１が負となる場
合と全く逆である。従って、Ｎ数時間ｎ’＋　３〜ｎ１
８の順次パルスφ１が論理「１」となる後半部分におい
て、シフトレジスタ１００１から出力される負側のしき
い値信号ｑ　　（ｎ）は、デジタル波形信号ｘ　（ｎ）
と比較されることなく、減算Ｄ　１００２及びシフタ１
００２で前記した減衰動作のみが行われて、シフトレジ
スタ１００１への記憶が繰り返される必要がある。ここ
で、離散時刻ｎ１３〜ｎ１θの順次パルスΦ１が論理「
１」となる後半部分においては、第１弦対応のシリアル
ゼロクロス信号２（ｎ１３）〜ｚ（ｎ＋ａ）は、正側で
あることを示す論理「１」となり、また、ＡＤ変換クり
ック信号ＡＤＣＫが論理「０」　（第１１図参照）とな
ることより、排他論理和回路１０１２の出力ひいてはオ
アゲート１０１１の出力が論理「１」となる。これによ
りデータ切替スイッチ１００５が端子Ａ側に接続され、
アントゲート１００６〜１００９がオンとなって、減算
器１００２の出力がシフｌ−レジスタ１００１に記１．
αされる。
上記のように、正側のデジタル波形信号ｘ（ｎ＋：＋）
〜ｘ（ｎ＋ｓ）が入力してくる間も、シフトレジスタ１
００１から出力される負側のしきい値信号ｑ（ｎ＋　３
）〜ｑ（ｎ＋ｓ）は減衰を続け、その後、離散時刻ｎ＋
ｑから再び負側のデジタル波形信号ｘ（ｎ１９）、・・
・が入力する。
そして、第１２図の離散時刻ｒｌ　２０において、デジ
タル波形信号ｘ（ｎ２ｏ）がシフトレジスタ１００１か
らのしきい値信号ｑ　（ｎ２ｏ）より大きくなると、比
較器１００４の出力が論理「１」に変化し、前記離散時
刻ｎ７の場合と同様にして、デジタル波形信号ｘ（ｎ２
ｏ）がデータ切替スイッチ１００５を介してシフｌ−レ
ジスタ１００１に入力され次の！１ｉＩｔ敗時刻ｎ２１
の記憶値ｑ（ｎ２＋）となる。これと同時に、離散時刻
ｎ７の場合と同様にしてフリップフロップＦＦ１ｂがセ
ットされ、第１弦の最小ピーク値検出信号ＭＩＮＩが第
１２図に示すように論理「１」に立ち上がる。
その後、第１２図において離散時間ｎ２＋でも同様に新
たなデジタル波形信号ｘ（ｎ２１）がシフトレジスタ１
００１への記憶値ｑ（ｎ２２）となる。
そして、第１２図の離散時間ｎ２２になると、デジタル
波形信号ｘ（ｎ２２）がシフトレジスタ　□１００１の
出力値をｑ　　（ｎ２２）＝Ｘ　（ｎ２＋）＝ｂ＋を下
まわるため、比較３１００４の出力が論理「０」に変化
し、前記離散時刻ｎｅｏの場合と同様にして、減算器１
００２からの出力がシフトレジスタ１００１への記憶値
となる。これと同時に、離散時刻ｎｅｏの場合と同様に
してフリップフロップＦＦ１ｂがリセットされ、第１弦
の最小ピーク値検出信号ＭＩＮＩが第１２図に示すよう
に論理「Ｏ」に立ち下がる。これにより、最小ピーク値
ｂ＋の入力タイミングを検出する検出できる。
そして、第１２図の８ｕ敗時刻ｎ２２の以後は、特には
図示しないが最小ピーク値ｂ１から再び指数的に減衰す
るしきい値信号Ｑ　　（ｎ）がシフトレジスタ１００１
から得られる。この場合、ｑ　（ｎ）はＯ１ｊ記（３）
〜（５）式に準じて、−ｎＺＩ ｑ　　（ｎ）　＝　（１１／２５６）　　　　　・ｂ　
＋・　・　・　・　（６） となる。
以上の動作を順次パルスΦ１が論理「１」となる後半部
分（第１１図参照）で繰り返すことにより、第１弦に対
応する負側のデジタル波形信号ｘ　（ｎ）から、最小ピ
ーク値ｂｏ、ｂＩの入力タイミングを最小ピーク値検出
信号ＭＩＮＩが論理「１」から論理「０」に立ち下がる
タイミングとして検出することができる。
以上のようにして、第１弦の正側及び負側か正極性とし
て混在して入力するデジタル波形信号ｘ　（ｎ）に対し
て、順次パルスΦ１が論理「１」となる前半部分と後半
部分で個別に処理を行うことにより、第１２図に示す正
側のピーク値である最大ピーク値ａ　Ｏ−、ａ　ｌ、・
・・の各入力タイミング及び負側のピーク値である最小
ピーク値ｂｏ、ｂｌ、・・・の各入力タイミングを、第
１弦の最大ピーク値検出信号ＭＡＸＩ及び１弦の最小ピ
ーク値検出信号Ｍ　Ｉ　Ｉ’Ｊ　１として検出すること
ができる。
ここで、第１３図（ａｌに示すように、第１弦に対応す
るデジタル波形信号ＤＩ＝ｘ　（ｎ）（同図では、便宜
上連続的な波形として示しである）には、同図の斜線の
ハツチで示すように２倍音のピーク成分が含まれている
。このような場合でも、シフトレジスタ１００１の出力
１０２７である第１弦正側のしきい値ｐ　　（ｎ）及び
負側のしきい値ｑ（ｎ）がゆっくりと指数関数的に減衰
するため、上記のような擬似的なピーク成分のタイミン
グを抽出しないで、各周期のピークタイミングのみを正
確に抽出することができる。
また、第１３図（ｂ）のようにデジタル波形信号ＤＩ＝
Ｘ（ｎ）の振幅が小さい場合でも、前記（１）〜（６）
式に準じて各自の振幅値に基づい°ζしきい値ｐ　　（
ｎ）　、ｑ　（ｎ）が決定できるため、各ピッチ周期の
ピークタイミングを正確に抽出することができる。
く他の弦に対する処理〉 上記のように、デジタル波形信号Ｄｉのうち第１弦に対
応するものは、第１１図に示したように順次パルスΦｌ
が論理「１」となるタイミングで処理され、更に、その
前半部分では正側に対する処理、後半部分では負側に対
する処理が行われる。
一方、デジタル波形信号Ｄ１の他の第２弦〜第６弦に対
応するものについては、各順次パルスΦ２〜Φ６が論理
「１」となる各タイミングで時分割処理され、その詳細
な処理タイミングが異なるだけで第１弦の場合と全く同
様であり、第１１図に示すように、各時分割タイミング
の前半部分では各弦対応のデジタル波形信号の正側に対
する処理、後半部分では同じく負側に対する処理が行わ
れる。
この場合、第２弦〜第６弦に対応する各最大ピーク値検
出信号ＭＡＸ２〜ＭＡＸ６の検出動作は、ｉ＝２〜６と
して各フリップフロップＦＦ１ａ、リセット用アンドゲ
ートＡＮＤ　ｉ　ａ及びセット用アントゲ−）ＡＮＤ　
ｉ　ｂが、第１弦に対応するドＦｌａＸＡＮＤ１ａ、Ａ
ＮＤ１ｂと金（同様に動作することにより実現される。
同様に、各最小ピーク値検出信号ＭＩＮ２〜ＭＩＮ６の
検出動作も、各フリップフロップＦＦ１ｂ、リセット用
アントゲートＡＮＤ　ｉ　ｃ及びセット用アンドゲート
ＡＮＤｉｄが、第１弦に対応するＦＦ　１　ａ、ＡＮＤ
　ｌ　ｃ、。
ΔＮＤ１ｄと全く同様に動作することにより実現される
。
ただし、上記動作において、第１０図の減算器１００２
及びシフタ１００３における前記（１）。
（６）式に示したような減算動作は、各弦毎に多少異な
った動作をする。これは、ゲート１０１３及びゲート制
御回路１０１４の働きによるものであり、以下にこれら
の動作につき説明を行う。
今、第１０図のゲート制御回路１０１４において、各順
次パルスφ１、Φ２はオアゲート１０１６．１０２１を
介してそのまま制御信号ＰＲとしてゲート１ｏ１３を制
御する。ごれにより、ゲート１０１３をオンにする制御
信号ＰＲの第１弦及び第２弦に対する各タイミングＰＲ
（１弦）及びＰＲ（２弦）は、第１４図のように各順次
パルスΦ１、φ２が論理「１」となるサイクルと同じで
ある。
一方、オアゲート１０１７に入力される各順次パルスΦ
３、Φ４は、アントゲ−ｔ−１０１９を介して出力され
るため、カウンタ１０１５の下位ビット出力端子ＱＡか
らの出力が論理「１」である周期のみ出力される。今、
カウンタ１０１５の各出力端子ＱＡ、Ｑ、からの各出力
の論理は、順次パルスΦ１の立ち上がりのタイミングに
同期してその周期幅で（０，Ｏ）、（Ｏｌｌ）、（１、
Ｏ）、（１、■）　（０，０）、・・・とサイクリック
に変化する。従って、ゲート１０１３をオンにする１ν
Ｉ御信号ＰＲの第３弦及び第４弦に対する各タイミング
ＰＲ（３弦）及びＰＲ（４弦）は、第１４図のように各
順次パルスΦ３、φ４が論理「１」となるサイクルに対
して、２サイクルに１回となる。
更に、オアゲート１０１Ｂに入力される各順次パルスΦ
５、Φ６は、アンドゲート１０２０を介して出力される
ため、カンウタ１０１５の上位ビット出力端子Ｑ、及び
下位ビット出力端子ＱＡからの各出力が共に論理「１」
である周期のみ出力される。従って、ゲート１０１３を
オンにする制御信号ＰＲの第５弦及び第６弦に対する各
タイミングＰＲ（５弦）及びＰＲ（６弦）は、第１４図
のように各順次パルスφ５、Φ６が論理「１」となるサ
イクルに対して、４サイクルに１回となる。
上記動作により、第１弦と第２弦については、各順次パ
ルスΦ１、Φ２に同期した各サイクル毎に、シフタ１０
０３による除算動作及び減算器１００２による減算動作
１００２がなされて、前記＋１１〜（６）式に準じたし
きい値計算が行われる。また、′Ｐ、３弦と第４弦につ
いては、各順次パルスΦ３、Φ４に同期したサイクルの
２サイクルに１回上記しきい値計算が行われる。そして
、ゲート１０１３がオフとなるサイクルでは、シック１
００３の出力が０となるため、シフトレジスタ１００１
からの出力１０２７は減算器１００２を素通りして、し
きい値の値は変化しない。更に、第５弦と第６弦につい
ては、各順次パルスφ５、Φ６に同期したサイクルの４
サイクルに１回上記しきい値計算が行われ、ゲート１０
１３がオフとなるサイクルでは、上記と同様しきい値の
値は変化しない。
従って、第１２図のｐ　（ｎ）　、ｑ　（ｎ）等として
示したシック１００１の出力値１０２７であるしきい値
信号の減衰率は、第１弦・第２弦に対しては大、第３弦
・第４弦に対しては中、第５弦・第６弦に対しては小と
なる。これは、高音側即ち第１弦側の弦振動周期は短く
、低音側部ぢ第６弦側の弦振動周期は長いため、各弦振
動周期に合わせて上記しきい値信号が減衰するようにし
たものである。
（時定数変換制御回路の説明） 次に、第３図のピッチ抽出デジタル部３０４を構成する
第９図の時定数変換制御回路９０４について説明を行う
。
（機略説明） ここでは、第９図のピーク検出口！１９０ｉ内の第１０
図で説明したシフタ１００３での除算率を変更するため
の時定数チェンジ信号ＧＸを生成し、これにより第１２
図、第１３図等において説明したしきい値信号ｐ　（ｎ
）　、ｑ　　（ｎ）の減衰率（時定数）を変更する。即
ち、しきい値信号ｐ　（ｎ）、ｑ　（ｎ）の減衰率を、
後述するように状況に応じて変更することにより、第９
図のピーク検出回路９０１における最大・最小ピークの
タイミングを正確に抽出できるように働く。
（構　　成） 第１５図は、第９図の時定数変換制御回路９０４の具体
的な回路構成図であり、同図では第１弦に対応する一回
路分のみ示されているが、実際にはこれと同じものが全
部で６回路分ある。
レジスタ１５０１には、第３図のＭＣＰ３０１から特に
は図示しない制御線を介して書き込み信号ＷＲＩが入力
することにより、同じ（ＭＣＰ３０１からバスＢＬＩＳ
　（第３図又は第９図参照）を介して、後述する周期デ
ータが書き込まれる。
一方、ピーク検出回路９０１　（第９図及び第１０図参
照）からの最大ピーク値検出信号ＭＡＸ１及び最小ピー
ク値検出信号ＭＩＮＩは、各々インバータ１５０６及び
１５０７を介してラッチ１５０８及び１５０９並びにタ
イマー１５０２及び１５０４の各クリア端子ＣＬに入力
し、ＭＡＸｌ及びＭＩＮＩが各々論理ｒｌＪから「０」
に変化するときにクリアされる。
タイマー１５０２及び１５０４の各々８ビツトの計時出
力は、コンパレーター１５０５及び１５０３の端子Ａに
入力される。ここでは、端子Ｂにレジスタ１５０１から
の周期データが入力されることにより、各端子の入力値
が比較され、端子Ａと端子Ｂの再入力が一致したときに
論理「１」を出力し、これらが各々Ｄフリップフロップ
１５０８及び１５０９の各クロック端子ＣＫに入力する
。
Ｄフリップフロップ１５０８及び１５０９の各り入力端
子には論理「１」のレベルの電圧Ｖｏ。
が印加されており、ここでは、各クロック端子ＣＫへの
上記入力が論理「１」となるタイミングで、各出力Ｑが
論理ｒｌＪとなる。
そして、Ｄフリップフロップ１５０８の出力Ｑは、アン
ドゲート１５１０に入力し、第９図のタイミングジェネ
レータ９０５からの順次パルスΦ１が論理ｒｌＪとなる
前半部分即ち同じくタイミングジェネレータ９０５から
のＡＤ変換クりック信号八へＣＫが論理ｒｌＪとなるタ
イミング（第１１図参照）で、その出力が論理「１」と
なり、オアゲート１５１２．１５１３を介して時定数ナ
エンジ信号ＧＸとして、第１Ｏ図のシフター１００３に
与えられる。
一方、Ｄフリップフロ・ノブ１５０９の出力Ｑはアント
ゲ−１〜１５１１に入力し、順次パルスΦ１が論理「１
」となる後半部分即ちＡＤ変換クりック信号ΔＤＣＫが
論理ｒＯＪとなるタイミング（第１１図参照、アンドゲ
ート１５１１には負論理で入力する）で、その出力が論
理「１」となり、オアゲート１５１２．１５１３を介し
て前記と同様時定数チェンジ信号ＧＸとして、第１０図
のシフタ１００３に与えられる。
なお、第１５図で特には図示しない第２弦〜第６弦に対
応する回路では、第１５図のφｌの代わりに第９図のタ
イミングジェネレータ９０５からΦ２〜Φ６が各々入力
し、ＭＡＸＩ、ＭＩＮＩの代わりに第９図又は第１０図
のピーク検出回路９０１からＭＡＸ２〜ＭＡＸ６、ＭＩ
Ｎ２〜ＭＩＮ６が各々入力し、ＷＲＩの代わりに第３図
のＭＣＰ３０１から特には図示しない制御線を介してＷ
Ｒ２〜ＷＲ６が入力する。
（動　　作） 上記構成の第９図又は第１５図の時定数変換制御回路９
０４の動作につき以下に説明を行う。
前記［ピーク検出回路の説明」の「第１弦正側の処理」
又は「第１弦負側の処理」の項において説明したように
、第９図又は第１０図のピーク検出回路９０１では、第
１２図又は第１３図に示したごとく、第１弦の前回の最
大・最小ピーク値から１／２５６の割合でゆっくりと減
衰する第１弦対応のしきい値信号ｐ　　（ｎ）又はｑ（
ｎ）（前記（１）〜（６）式参照）と、第１弦のデジタ
ル波形信号ＤＩ＝ｘ（ｎ）とを比較することにより、ｘ
　（ｎ）が次にｐ　　（ｎ）又はｑ　　（ｎ）を越えた
時点で、第１弦の今回の最大・最小ピーク値を含む波形
の山のタイミングを検出していた。この動作は、他の弦
についても時分割で同様に処理されていた。
しかし、デジタル波形信号ＤＩの各弦に対応する波形の
立ち上がり時には、その波形の振動を速やかに検知すべ
く、各弦の発生しうる最高音の周期時間（最高音に対応
する第１図のフレット１０３上で各弦を押圧したことに
対応する周期）が経過した後は前記各弦対応のしきい値
信号が急速に減衰するように各弦対応のしきい値信号の
減衰率を設定し、その直後は、各ピッチ周期（各弦毎の
デジタル波形信号の振動周期）の倍音を拾わないように
、各弦の開放弦に対応する周期（最低音周期）時間が経
過した後に前記各弦対応のしきい値信号が急速減衰する
ように設定し、更に、第３図のＭＣＰ３０１において後
述する動作により各弦毎のピッチ周期（リアルタイムに
変化しうる）が有効に抽出された後は、当該ピッチ周期
時間が経過した後に前記各弦対応のしきい値信号が急速
減衰するように設定すると、各弦対応のデジタル波形信
号Ｄ１から各ピッチ周期毎の最大・最小ピーク値のタイ
ミングを最も正確に検出できることが実験的にわかって
いる。
く最高音周期時間での第１弦正側の処理〉そこで、上記
各動作を実現するために、まず、前記第１２図等で説明
した動作に従って、第１６図の離散時刻ｎａにおいて第
１弦正側の最大ピーク値検出信号ＭＡＸＩが論理「０」
に立ち下がって、第１弦のデジタル波形信号ｘ　（ｎ）
から最初の最大ピーク値のタイミングが検出されると、
第３図のＭＣＰ３０１が後述する動作（第２１図のＭｌ
の説明参照）によりこれを認識した後、ＭＣＰ３０１は
第１５図のレジスタ１５０１に特には図示しない制御線
を介して書き込み信号ＷＲＩを供給することにより、バ
スＢＵＳ　（第３図又は第９図参照）を介して第１弦に
対応する最高音周期時間をセントする。これと同時に、
第１弦の最大ピーク値検出信号が論理「０」に立ち下が
るタイミングで、第１５図のインバータ１５０６を介し
てタイマー１５０２がクリアされ、計時がスタートする
。
上記離散時刻ｎａ以後、第９図又は第１０図のピーク検
出回路９０１では、第１６図に示すように１／２５６の
割合でゆっくりと減衰する第１弦正側対応のしきい値信
号ｐ　（ｎ）が生成され、第１弦正側のデジタル波形信
号ｘ　（ｎ）との比較が行われるが、これと並行して第
１５図のコンパレータ１５０３において、端子Ａに入力
するタイマー１５０２のｉｉ！ｉ敗時刻ｎａ　　（第１
６図）からの計時出力と、端子Ｂに入力するレジスタ１
５０１からの第１弦対応の最高音周期時間とが比較され
る。
そして、第１６図において、離散時刻ｎａから第１弦対
応の最高音周期時間だけ経過した離散時刻ｎｃになると
、第１５図のコンパレータ１５０３が端子Ａと端子Ｂの
各入力の一致を検出し、その出力が論理「１」に立ち上
がる。そしてこのタイミングで、第１５図のＤフリップ
フロップ１５０８にＤ入力端子の論理「１」のレベルが
セットされ、その出力Ｑが第１６図に示すように論理「
１」に立ち上がる。
続いて、この直後の第１６図に示す離散時刻ｎｄにおい
て、順次パルスΦＩｆＪ＜論理「１」となる前半部分即
ちＡＤ変換クりック信号ＡＤＣＫが論理「１」となるタ
イミングで、アントゲ−１・１５１０がオンとなり、オ
アゲート１５１２．１５１３を介して出力される時定数
チェンジ信号ＧＸが第１６図に示すように論理ｒｌＪに
立ち上がる。
上記時定数チェンジ信号ＧＸは、第９図のピーク検出回
路９０１内のシフタ１００３　　（第１０図）に入力す
るが、上記に示したタイミングは第１１図に示したよう
に、ピーク検出回路９０１がちょうど第１弦の正側の処
理をする時分割タイミングに一致する。従って、上記動
作により第１０図のシフタ１００３での１／２５６の除
算動作が１／１６の除算動作に切り替えられ、これによ
り、第１０図の減算器１００２の出力端子Ｓから出力さ
れる第１弦正側対応のしきい値信号ｐ　（ｎ）の減衰率
が大きくなる。そして、この状態は、離散時刻ｎｄ以後
順次パルスΦｌが論理「１」となりその前半でＡＤ変換
クりフク信号ＡＤＣＫが論理「１」となるタイミング毎
に繰り返され、その都度時定数チェンジ信号ＧＸが論理
ｒｌＪとなる（第１６図では省略しである）。従って、
第１弦正側対応のしきい値信号ｐ　（ｎ）の減衰率は、
離散時刻ｎｄ以後大きくなり、第１６図に示すように急
速に減衰する。これは、前記「ピーク検出回路の説明」
の「第１弦正側の処理」の項において示した（１）〜（
４）式等の１／２５６の項が１／１６に変更されたこと
より明らかである。
上記の動作により、離散時刻ｎｄ以後、第９図又は第１
０図のピーク検出回路９０】では、第１６図に示すよう
に、ｌ／１６の割合で急速に減衰する第１弦正側対応の
しきい値信号ｐ　（ｎ）と、第１弦正側のデジタル波形
信号ｘ　（ｎ）との比較が行われ、離散時刻ｎｅにおい
て同図に示すように、次の第１弦対応の最大ピーク値を
含む波形の山のタイミングが確実に検出され、第１弦対
応の最大ピーク値検出信号ＭＡＸＩが論理「１」に立ち
上がる。そして、続く離散時刻ｎｆにおいて上記ＭＡＸ
Ｉが論理「０」に立ち下がるタイミングとして、次の第
１弦対応の最大ピーク値のタイミングを抽出できる′。
なお、上記ＭＡＸＩが論理「０」に立ち下がるのと同時
に、第１５図のインバータ１５０６を介してタイマー１
５０２及びＤフリップフロップ１５０８がクリアされ、
Ｄフリップフロップ１５０８の出力Ｑは第１６図に示す
ように論理「０」に立ぢ下がる。
〈最高音周期時間での第１弦負側の処理〉上記動作は、
第１弦のデジタル波形信号ｘ　（ｎ）の負側に対しても
全（同様に動作する。
即ち、前記第１２図等で説明した動作に従って、第１６
図の離散時刻ｎｂにおいて第１弦負側の最小ピーク値検
出信号ＭＩＮＩが論理ｒＯＪに立ち下がって、第１弦の
デジタル波形信号ｘ　（ｎ）から最初の最小ピーク値の
タイミングが検出されると、このタイミングで第１５図
のインバータ１５０７を介してタイマー１５０４がクリ
アされ、計時がスタートする。
−Ｆ記離敗時刻ｎｂ以後、第１６図に示すように１／２
５６の割合でゆっくり減衰する第１弦負側対応のしきい
値信号ｑ　　（ｎ）と、第１弦負側のデジタル波形信号
ｘ　（ｎ）との比較が行われ、これと並行して第１５図
のコンパレータ１５０５において、端千人に入力するタ
イマー１５０４の離散時刻ｎｂ　　（第１６図）からの
計時出力と、端子Ｂに入力するレジスタ１５０１からの
第１弦対応の最高音周期時間（これは既に、離散時刻ｎ
ａでセットされている）とが比較される。
そして、第１６図において、離散時刻ｎｂから第１弦対
応の最高音周期時間だけ経過した離散時刻ｎｇになると
、第１５図のコンパレータ１５０５が端子Ａと端子Ｂの
各入力の一致を検出し、その出力が論理ｒｌＪに立ち上
がる。そしてこのタイミングで、第１５図のＤフリップ
フロップ１５０９にＤ入力端子の論理「１」のレベルが
セットされ、その出力Ｑが第１６図に示すように論理ｒ
ｌＪに立ち上がる。
続い°ζ、この直後の第１６図に示す離散時刻ｎｈにお
いて、順次パルスΦｌが論理ｒｌＪとなる後半部分即ち
ＡＤ変換クりック信号ＡＤＣＫが論理「０」となるタイ
ミングで、アンドゲート１５１１がオンとなり、オアゲ
ート１５１２．１５１３を介して出力される時定数チェ
ンジ信号ＧＸが第１６図に示すように論理「１」に立ち
上がる。
上記に示したタイミングは第１１図に示したように、ピ
ーク検出回路９０１がちょうど第１弦の負側の処理をす
る時分割タイミングに一致する。
そして、この状態は、離散時刻ｎｈ以後順次パルスΦｌ
が論理「１」となりその後半でＡＤ変換クりック信号Ａ
ＤＣＫが論理「０」となるタイミング毎に繰り返され、
その時定数チェンジ信号ＧＸが論理「１」となる（第１
６図では省略しである）。
従って、第１弦負側対応のしきい値信号ｑ　（ｎ）の減
衰率は、離散時刻ｎｈ以後大きくなり、第１６図に示す
ように急速に減衰する。これは、前記「ピーク検出回路
の説明」の「第１弦負側の処理」の項において示した（
５）又は（６）式等の１／２５６の項がｌ／１６に変更
されたことより明らかである。
上記の動作により、乱散時刻ｎｈ以後、第１６図に示す
ように、１／１６の割合で急速に減衰する第１弦負側対
応のしきい値信号ｑ　（ｎ）と、第１弦負側のデジタル
波形信号ｘ　（ｎ）との比較が行われ、離散時刻ｎｌに
おいて同図に示すように、次の第１弦対応の最小ピーク
値を含む波形の山のタイミングが確実に検出され、第１
弦対応の最小ピーク値検出信号ＭＩＮＩが論理ｒｌＪに
立ち上がる。そして、続く離散時刻ｎｊにおいて上記Ｍ
ＩＮＩが論理「０」に立ち下がるタイミングとして、次
の第１弦対応の最小ピーク値のタイミングを抽出できる
。
なお、上記ＭＩＮＩが論理「０」に立ち下がるのと同時
に、第１５図のインバータ１５０７を介してタイマー１
５０４及びＤフリソプフロンブ１５０９がクリアされ、
Ｄフリップフロップ１５０９の出力Ｑは第１６図に示す
ように論理「０」に立ち下がる。
く開放弦周期時間での第１弦の処理） 以上のように、最高音周期時間経過後に急速減衰する第
１弦対応のしいき値信号ｐ　（ｎ）又はｑ　（ｎ）によ
り、離散時刻ｎｆ又はｎｊにおいて第１弦対応のデジタ
ル波形信号ｘ　（ｎ）の立ち上がり時直後の最大・最小
ピーク値が検出されると、その後、第３図のＭＣＰ３０
１が後述する動作（第２４図３２１の説明参照）により
、第１５図のレジスタ１５０１に書き込み信号ＷＲＩを
供給することにより、パスＢＵＳを介して第１弦に対応
する開放弦周期時間をセントする。
それ以後、第９図又は第１５図の時定数変換制御回路９
０４では、第１６図で説明したのと全く同様に動作する
。この結果、開放弦周期時間経過後に急速減衰する第１
弦対応のしきい値信号ｐ　（ｎ）又はｑ　（ｎ）により
、そのときのピッチ周期の倍音を拾わないようにして、
第１弦対応のデジタル波形信号ｘ　（ｎ）の最大・最小
ピーク値のタイミングが検出される。
く各ピッチ周期時間での第１弦の処理〉更に、上記動作
の後は、第３図のＭＣＰ３０１が後述する動作（第２５
図、第２６図等参照）により、第１弦のデジタル波形信
号ｘ　（ｎ）からリアルタイムでピッチ周期を検出でき
るため、その都度第３図のＭＣＰ３０１が後述する動作
（第２６図、Ｓ６２の説明参照）により、第１５図のレ
ジスタ５０１に書き込み信号ＷＲＩを供給して、バスＢ
ＵＳを介して第１弦に対応して抽出される各ピッチ周期
時間をセントする。
従って、第９図又は第１５図の時定数変換制御回路９０
４では、上記各ピッチ周期時間が経過した後に急速減衰
する第１弦対応のしきい値信号ｐ（ｎ）又はｑ　　（ｎ
）により、第１弦対応のデジタル波形信号ｘ　（ｎ）の
最大・最小ピーク値が検出される。
く他の弦の処理〉 以上、デジタル波形信号ＤＩの第１弦に対応する時分割
信号ｘ　（ｎ）に対する処理について説明を行なったが
、他の第２弦〜第６弦に対しても第１５図の特には図示
しない対応回路が、第９図のタイミングジェネレータ９
０５がらの順次パルスΦ２〜Φ６、第９図又は第１０図
のピーク検出回路９０１からの最大ピーク値検出信号Ｍ
ＡＸ２〜ＭへＸ６と最小ピーク値検出信号ＭＩＮＩ−Ｍ
ＩＮ６、及び第３図のＭＣＰ３０１からの書き込み（’
Ｒ号Ｗ　Ｒ’ｌ〜ＷＲ６に基づいて動作することにより
、第９図又は第１０図のピーク検出回路９０１が、第１
１図に示したように時分割で各弦に対応する処理を行な
うのに同期して、前記第１弦の場合と同様の処理を行う
。
このように本実施例では、第９図のピーク検出回路９０
１というハードウェアによって検出されたデジタル波形
信号Ｄ１のピーク値のタイミング等から、後述するよう
に、第３図のＭＣＰ３０１がソフトウェアによってピッ
チ周期を抽出して楽音制御を行うが、このピッチ抽出結
果を第９図の時定数変換回路９０４を介して再びピーク
検出回路９０１のハードウェアにフィードバンクするこ
とにより、より正確なピーク値のタイミング抽出を実現
している。
（ゼロクロス時刻取込回路の説明） 続いて、第３のピッチ抽出デジタル部３０４を構成する
第９図のゼロクロス時刻取込回路９０２について説明を
行う。
（概略説明） 本実施例においては、「本発明による電子弦楽器の概略
動作」の項で第４図を用いて説明したように、第３図又
は第５図のピッチ抽出アナログ部３０３から出力される
デジタル波形信号Ｄ１について、各弦毎にピーク値ａθ
〜ａ３又はｂｏ〜ｂ３等（第４図）を抽出し、同時に各
ピーク値直後のゼロクロス時刻ｔ　Ｉ−ｔ　７等（第４
図）を抽出して、これらのデータを第３図のＭＣＰ３０
１に送ることにより、ＭＣＰ３０１が後に詳述する動作
に従って各弦毎のピッチ周期をＴ　ｏ　＝　７５等（第
４図）を抽出する。
そこで、第９図又は第１７図のゼロクロス時刻取込回路
９０２では、第３図又は第５図のピッチ抽出アナログ部
３０３から出力される各弦対応のゼロクロス信号７１〜
Ｚ６、及び第９図又は第１０図のピーク検出回路９０１
から出力される各弦対応の最大ピーク値検出信号ＭＡＸ
Ｉ〜ＭＡＸ６、最小ピーク値検出信号ＭＩＮＩ−ＭＩＮ
６に基づいて、各弦毎の最大ピーク値又は最小ピーク値
直後のゼロクロス時刻を取り込んで、第３図のＭＣＰ３
０１へ出力する。
（構　　成） 第１７図は、第９図のゼロクロス時刻取込回路９０２の
具体的な回路構成図であり、同図では第１弦に対応する
一回路分のみ示されているが、実際にはこれと同じもの
が全部で６回路分ある。
第３図又は第５図のピーク検出回路９０１からの第１弦
対応の最大ピーク値検出信号ＭＡＸＩはＲ−Ｓフリップ
フロップ１７０２のＲ（リセット）入力端子に人力され
、このＳ（セント）入力端子には第３図又は第５図のピ
ッチ抽出アナログ部３０３からの第１弦対応のゼロクロ
ス信号Ｚ１がインハーク１７０１を介して入力され、Ｒ
−Ｓフリップフロップ１７０２のＱ出力端子からの出力
は、Ｄフリップフロップ１７０３のＤ入力端子に入力さ
れる。
また、ピーク検出回路９０１からの第１弦対応の最小ピ
ーク値検出信号ＭＩＮＩはＲ−Ｓフリップフロップ１７
０５のＲ（リセット）入力端子に入力され、このＳ（セ
・／ト）入力端子には第１弦対応の前記ゼロクロス信号
Ｚ１が入力され、Ｒ−Ｓフリップフロップ１７０５のＱ
出力端子からの出力は、Ｄフリップフロップ１７０６の
Ｄ入力端子に入力される。
Ｄフリップフロップ１７０３．１７０６の各ＣＫ（クロ
ック）端子には、第９図のタイミングジェネレータ９０
５からのメインクロック信号ＭＣが各々入力され、この
立ち上がりエツジで各り入力端子からの信号が取り込ま
れ、これらは各Ｑ出力端子から出力されて、アンドゲー
ト１７０４．１７０７の各第１の入力端子に入力される
。アンドゲート１７０４．１７０７の各第２の入力端子
には、Ｒ−Ｓフリップフロップ１７０２．１７０５の各
出力端子Ｑからの出力が入力される。
前記アンドゲート１７０４．１７０７の各出力は、各々
ノアゲート１７０８に入力されるとともに、Ｒ−Ｓフリ
ップフロップ１７１０のＳ（セント）、Ｒ（リセット）
入力端子に入力され、ノアゲート１７０８の出力は、Ｄ
フリソプフロンプ１７０９及び多入力多出力型のＤフリ
ップフロップ１７１１の各ＣＫ（クロック）端子に入力
される。
Ｒ−Ｓフリップフロップ１７１０のＱ出力端子からの出
力は、Ｄフリップフロップ１７１１の第０ビツト入力端
子Ｄｏに入力される。また、同じく第１〜第１５ビツト
入力端子Ｄ１〜Ｄ１５には、メインクロック信号ＭＣに
従って動作するタイムヘースカウンタ９０２１からの計
時出力が入力される。これらの記憶値は、出力端子ＱＯ
−Ｑ１５を介してバスＢＵＳに出力される。
一方、Ｄフリップフロップ１５０８のＤ入力端子には、
論理ｒｌＪのレベルの電圧ＶＣＩＤが印加されている。
また、Ｄフリップフロップ１７０９のＣＬ（クリア）端
子及びＤフリップフロップ１７１１のＯＥ（アウトプッ
トイネーブル）端子には、第３図のＭＣＰ３からの第１
弦対応の時刻読み込み信号ＲＤＴＩＭＩが入力される。
一方、ゲート１７１３の入力端子には、Ｄフリップフロ
ップ１７０９　（第１弦に対応する回路）のＱ出力端子
からの出力と、他の第２弦〜第６弦に対応する各Ｄフリ
ップフロ・ノブ（特には図示しない）の出力が各々入力
され、ゲート１７１３のＯＥ（アウトプットイネーブル
）端子には、第３図のＭＣＰ３０１からの弦番号読み込
み信号ＲＤＮＵＭが入力され、ゲー）１７１３の出力は
、バスＢＵＳを介して第３図のＭＣＰ３０１に出力され
る。
アンドゲート１７１２の入力端子には、前記第１弦に対
応するノアゲー）１７１Ｂの出力及び第２〜第６弦に対
応するノアゲート（特には図示しない）の出力が入力さ
れ、これによりアンドゲー１・１７１２から全ての弦に
つい”ζ共通の割り込め１ｄ号ＩＮＴが第３図のＭＣＰ
３０１に出力される。
なお、第１７図で特には図示しない第２弦〜第６弦に対
応する回路では、第１７図の２１、ＭＡＸｌ、ＭＩＮＩ
の代わりにＺ２〜Ｚ６、ＭＡＸ２〜ＭＡＸ６、ＭＩＮ２
〜ＭＩＮ６が各々入力し、ＲＤＴＩＭＩの代わりにＲＤ
ＴＩＭ２〜ＲＤＴＩＭ６が各々入力する。
（動　　作） 上記構成の第９図又は第１７図のゼロクロス時刻取込回
路９０２の動作につき以下に説明を行う。
まず、第９図又は第１０図のピーク検出回路９０１から
出力される第１弦対応の最大ピーク値検出信号ＭＡＸＩ
及び最小ピーク値検出信号ＭＩＮｌは、第１８図に示す
ように第１弦対応のデジタル波形信号ＤＩ＝ｘ（ｎ）の
最大ピーク値ａｋ、ａ　ｋ＋１及び最小ピーク値ｂｋ、
、ｂｋ＋１の入力タイミングの前後で論理「１」となる
信号である。これらは第１０図において説明したように
、デジタル波形信号Ｄ１＝ｘ（ｎ）と正側及び負側のし
きい値信号ｐ　（ｎ）及びｑ　　（ｎ）とが比較される
ごとにより生成される。なお、第１弦対応のデジタル波
形信号Ｄｌ＝ｘ（ｎ）は、実際には第１２図に示したよ
うに時分割信号であり、かつ、負側は正側に極性が反転
されているが、第１８図では便宜上通常の波形として示
しである。
一方、第３図又は第５図のピッチ抽出アナログ部３０３
から出力されるゼロクロス信号Ｚ１は、第１８図に示す
ように第１弦対応のデジタル波形信号Ｄｌ＝ｘ（ｎ）の
正側の部分で論理ｒｌＪ、負側の部分で論理「０」とな
る信号である。
〈正側ゼロクロス時刻の取り込み〉 今、最大ピーク値ａｋの人力タイミングの前後において
、第１弦対応の最大ピーク値検出信号ＭＡＸＩが論理ｒ
ｌＪとなると、まず、同信号が論理「１」に立ち上がる
タイミングでＲ−Ｓフリップフロップ１７０２がクリア
され、その出力が第１８図のように論理「０」に立ち下
がる。
続いて、上記最大ピーク値ａｋの人力直後の離散ｕ、テ
刻ｎｘにおいて、デジタル波形信号ＤＩ−ｘ　（ｎ）が
正側から負側にゼロクロスするタイミングで、ゼロクロ
ス信号Ｚｌが論理「１」から「０」に立ち下がると、こ
れに合わせてＲ−Ｓフリップフロップ１７０２がセット
され、その出力が第１８図のように論理「１」に立ち上
がる。
これにより、Ｄフリップフロップ１７０３とアントゲ−
）１７０４とによって構成されるワンショットパルス生
成回路において、上記離散時刻ΩＫにＲ−Ｓフリップフ
ロップ１７０２の出力が論理ｒＯＪから１１」に立ち上
がるのと、はぼ同じタイミングで（実際にはメインクロ
ック信号ＭＣに同期する分だけわずかにずれる）、第１
８図のようにアンドゲート１７０４からメインクロック
信号ＭＣの幅の論理「１」となるワンショットパルスが
出力される。この動作により、ゼロクロスタイミングが
検出される。
次に、上記アンドゲート１７０４からのワンショットパ
ルスが論理「０」からｒｌＪに変化するタイミングで、
Ｒ−Ｓフリップフロップ１７１０がセントされ、その出
力が第１８図のように論理「１」に立ち上がる。この出
力が論理ｒｌＪとなることにより、最大ピーク値ａｋ即
ち正側のピーク値の入力直後のゼロクロスが発生したこ
とが記憶される。逆に、上記出力が論理「０」ならば、
後述するように最小ピーク値即ち負側のピーク値の直後
のゼロクロスが発生したことになる。このように、Ｒ−
Ｓフリ・ノブフロンプ１７１０の出力は、ゼロクロスタ
イミングの直前のピーク値が最大（正側の）ピーク値で
あるか最小（負側の）ピーク値であるかを示しており、
以下この出力を正負フラグと呼ぶ。
続いて、前記アントゲート１７０４からのワンショット
パルスはノアゲート１７０８において反転され、論理「
０」から論理ｒｌＪに変化するタイミングでＤフリップ
フロ・ノブ１７０９が動作し、第１８図に示すようにそ
の出力が論理「１」に変化する。この出力が論理「１」
となることにより、第１弦にピーク値入力直後のゼロク
ロスが発生したことが記憶される。
上記タイミングと同時に、Ｄフリフプフ口フプ１７１１
も動作し、その直前にＲ−Ｓフリップフロップ１７１０
にセットされた論理ｒｌＪの正負フラグがＯビット入力
端子ＤＯを介してセットされ、また、その時点即ちゼロ
クロス発生時点におけるクイムベースカウンタ９０２１
の計時出力が、第１〜第１５ビツト入力端子Ｄ１〜Ｄ１
５を介してセントされる。即ち、Ｄフリップフロップ１
７１１には、第１８図に示すように最大ピーク値ａｋの
入力直後のゼロクロス時刻Ｌｘ　　（離散時刻ｎｘにほ
ぼ等しい）と、その直前のピーク値が最大ピーク値であ
ることを示す論理「１」の正負フラグが記憶される。な
お、ゼロクロス時刻ｔｘは、タイムベースカウンク９０
２１の計数出力であるため、現実の時刻とは異なるが、
便宜上現実の時刻としても問題はないため、これ以後は
現実の時刻として説明を進める。
上記動作により、Ｄフリップフロップ１７０９及び１７
１１がセントされると共に、第１８図に示すノアゲート
１７０８からのワンショットパルスの出力は、アンドゲ
ート１７１２を介して割り込み信号ＩＮＴとして第３図
のＭＣＰ３０１に出力される。なお、上記ワンショット
パルスはローレベルごアクティブになるため、アンド回
路１７１２は第１弦以外の第２弦〜第６弦に対応する第
１７図には特には図示しない回路のいずれか１つからの
上記と同様のワンショットパルスにより、ローアクティ
ブの割り込み信号が出力される。
第１８図に示した上記割り込み信号ＩＮＴを受けてＭＣ
Ｐ３０１は、まず特には図示しない制御線を介して第１
７図のゲート１７１３に、第１８図のように弦番号読み
込み信号ＲＤＮＵＭを出力する。これによりゲート１７
１３がオンとなり、第１弦〜第６弦に対応するＤフリッ
プフロップ１７０９の６ビノトの出力が、ゲート１７１
３からバスＢＵＳに出力される。今、第１８図の例では
、第１弦のデジタル波形信号Ｄ１＝Ｘ（ｎ）にゼロクロ
スが発生したため、前記したように第１弦対応のＤフリ
ソブフロンブ１７０９の出力が論理ｒｌＪとなっている
。従って、第３図のＭＣＰ３は、これを検出することに
より第１弦にゼロクロスが発生したことを認識できる。
そこで、ＭＣＰ３０１は、続いて特には図示しない制御
線を介して第１７図の第１弦対応のＤフリップフロップ
１７１１に、第１８図のように第１弦対応の時刻読み込
み信号ＲＤＴＩＭＩを出力する。これにより、第１弦対
応のＤフリソプフ１コツプ１７１１のＱＯ−Ｑ１５の１
６ビツトの出力端子からの出力が出力可能となり、その
記憶内容がバスＢＵＳを介して第３図のＭＣＰ３０１に
出力される。この動作により、ＭＣＰ３０１は、第１８
図の第１弦に関する最大ピーク値ａｋの入力直後のゼロ
クロス時刻ｔｘと、その直前のピーク値が最大ピークで
あることを示す論理「１」の正負フラグを取り込むこと
かできる。なお、第１弦対応の時刻読み込み信号ＲＤＴ
ＩＭＩが論理「０」から「１」に変化するタイミングで
、第１弦対応のＤフリップフロップ１７０９が第１８図
のようにクリアされる。
く第１弦負側のゼロクロス時刻の取り込み〉次に、第１
８図の第１弦のデジタル波形信号Ｄ１＝Ｘ（ｎ）につい
て、正側の最大ピーク値ａｋが入力した後、負側の最小
ピーク値ｂｋが入力した場合について説明する。
まず、最小ピーク値ｂｋのタイミングの前後において、
第１弦対応の最小ピーク値検出信号ＭＩＮｌが論理「１
」となると、まず、同信号が論理ｒｌＪに立ち上がるタ
イミングでＲ−Ｓフリップフロップ１７０５がクリアさ
れ、その出力が第１８図のように論理ｒＯＪに立ち下が
る。
続いて、上記最小ピーク値ｂｋの入力直後の池数時刻ｎ
ｙにおいて、デジタル波形信号ＤＩ＝ｘ　（ｎ）が負側
から正側にゼロクロスするタイミングで、ゼロクロス信
号Ｚｌが論理ｒＯＪから「１」に立ち上がると、これに
合わせてＲ−Ｓフリップフロップ１７０５がセントされ
、その出力が第１８図のように論理「１」に立ち上がる
。
これにより、Ｄフリップフロップ１７０６とアンドゲー
ト１７０７とによって構成されるワンショットパルス生
成回路において、上記離散時刻ｎｙにおいてＲ−Ｓフリ
ップフロップ１７０５の出力が論理ｒＯＪからｒｌＪに
立ち上がるのとほぼ同じタイミングで、第１８図のよう
にアンドゲート１７０７からメインクロック信号ＭＣの
幅の論理ｒｌＪとなるフンショットパルスが出力される
。この動作により、再びゼロクロスタイミングが検出さ
れる。
次に、上記アンドゲート１７０７からのワンショトパル
スが論理「０」から「１」に変化するタイミングで、Ｒ
−Ｓフリップフロップ１７１０が前記正側の場合とは逆
にリセットされ、その出力が第１８図のように論理ｒＯ
Ｊに立ち下がる。この出力が論理「０」となることより
、最小ピーク値ｂｋ部ち負側のピーク値の入力直後のゼ
ロク１コスが発生したことが正負フラグとして記憶され
る。
続いて、前記アンドゲート１７０７からのワンショット
パルスはノアゲート１７０８において反転され、論理「
０」から論理「１」に変化するタイミングでＤフリップ
フロップ１７０９が前記正側の場合と同様に動作し、第
１８図に示すようにその出力が論理「１」に変化する。
この出力が論理ｒｌＪとなることにより、第１弦にピー
ク値入力直後のゼロクロスが再び発生したことが記憶さ
れる。
上記タイミングと同時に、Ｄフリップフロップ１７１１
も動作し、その直前にＲ−Ｓフリソプフロンプ１７１Ｏ
にセットされた論理「０」の正負フラグが第Ｏピント入
力端子ＤＯを介してセントされ、また、その時点即ちゼ
ロクロス発生時点におけるタイムヘースカウンタ９０２
１の計時出力が、第１〜第１５ビット入力端子ＤＩ−Ｄ
１５を介してセントされる。即ち、Ｄフリップフロップ
１７１１には、第１８図に示すように最小ピーク値ｂｋ
の入力直後のゼロクロス時刻ｔｙ（Ｍ敗時刻ｎｙにほぼ
等しい）と、その直前のピーク値が最小ピーク値である
ことを示す論理ｒＯＪの正負フラグが記憶される。
上記動作により、Ｄフリップフロ・ノブ１７０９及び１
７１１がセットされると共に、第１８図に示すノアゲー
ト１７０８からのワンショットパルスの出力は、アンド
ゲート１７１２を介して割り込み信号ＩＮＴとして第３
図のＭＣＰ３０１に出力される。
上記割り込み信号ＩＮＴを受けてＭＣＰ３０１は、前記
正側の場合と同様に、まず第１７図のゲ−）１７１３に
、第１８図のように弦番号読み込み信号ＲＤＮＵＭを出
力する。これによりゲート１７１３がオンとなり、第１
弦〜第６弦に対応するＤフリップフロップ１７０９の６
ビントの出力が、ゲート１７１３からバスＢＵＳに出力
される。
そして、第３図のＭＣＰ３は、これを検出することによ
り第１弦に再度ゼロクロスが発生したことを認識できる
。
続いて、ＭＣＰ３０１は、第１７図の第１弦対応のＤフ
リップフロップ１７１１に、第１８図のように第１弦対
応の時刻読み込み信号ＲＤＴＩＭ１を出力する。これに
より、第１弦対応のＤフリップフロップ１７１１のＱＯ
〜Ｑ１５の１６ビツトの出力端子からの出力が出力可能
となり、その記憶内容がバスＢＵＳを介して第３図のＭ
ＣＰ３０１に出力される。この動作により、ＭＣＰ３０
１は、第１８図の第１弦に関する最小ピーク値ｂｋの入
力直後のゼロクロス時刻ｔｙと、その直前のピーク値が
最小ピーク値であることを示す論理「０」の正負フラグ
を取り込むことができる。
そして、第１弦対応の時刻読み込み信号ＲＤＴＩＭ１が
論理ｒＯＪ力）ら「１」に変化するタイミングで、第１
弦対応のＤフリップフロップ１７０９が第１８図のよう
にクリアされる。
以下、第１８図の最大ピーク値ａｋ＋１及び最小ピーク
値ｂ　ｋ＋１の入力直後の各ゼロクロス時刻Ｌｚ　（ｊ
１ｉ１時刻１１　ｚ　ニ対応）、ｔｈ（Ｍｌ散時刻ｎｗ
に対応）及び各正負フラグも、全（同様にし°ζ第３図
のＭＣＰ３０１に出力することができる。
なお、第１８図の斜線部のピークは倍音のピークであり
、この場合もゼロクロス信号Ｚｌは変化するが、第９図
又は第１０図のピーク検出回路９０１では前記したよう
にピーク検出が行われない（第１３図等参照）。従って
、最大ピーク値検出信号ＭＡＸＩ及び最小ピーク値検出
信号Ｍ　Ｉ　Ｎｌは変化しないため、第１７図のＲ−Ｓ
フリンプフロップ１７０２及び１７０５の状態は変化せ
ず、この部分のゼロクロス時刻等が誤って検出されでし
まうことはない。
く他の弦の処理〉 以上、デジタル波形信号Ｄ１の第１弦に対応する時分割
信号ｘ　（ｎ）に対する処理について説明を行なったが
、他の第２弦〜第６弦に対しても第１７図の特には図示
しない対応回路が、第３図又は第５図のピッチ抽出アナ
ログ部３０３からのゼロクロス信号７２〜Ｚ６、第９図
又は第１０図のピーク検出回路９０１からの最大ピーク
値検出信号ＭＡＸ２〜ＭＡＸ６と最小ピーク値検出信号
ＭＩＮ２〜ＭＩＮ６、及び第３図のＭＣＰ３０１Ｍ６に
基づいて動作することにより、第１弦の場合と同様にし
てゼロクロス時刻と正負フラグを第３図のＭＣＰ３０１
に出力することができる。
この場合、第１７図において、ＭＣＰ３０１がゲート１
７１３から各弦毎のＤフリップフロップ１７０９の出力
を読み込んだときに、同時に複数の弦でゼロクロスの発
生が検出された場合には、ＭＣＰ３０１が対応する弦の
時刻読み込み信号ＲＤＴＩＭＩ−ＲＤＴＩＭ６を順次出
力するように（同時に出力しないように）制御すること
にり、ハスＢＵＳ上でのデータの衝突を避けることがで
きる。
（波高値取込回路の説明） 次に、第３図のピッチ抽出デジタル３０４を構成する第
９図の波形値取込回路９０３について説明を行なう。
（楯１叱説明） 本実施例においては、「本発明による電子弦楽器の楯略
動作」の項で第４図を用いて説明したように、第３図又
は第５図のデジタル波形信号ＤＩについて、各弦毎にピ
ーク値ａＯ”ａ３又はす。
〜ｂ３等（第４図）を抽出して第３図のＭＣＰ３０１に
送ることにより、ＭＣＰ３０１が後に詳述する動作に従
って各弦毎のピッチ周期Ｔｏ〜Ｔ５等（第４図）の抽出
のための制御に用いる。
また、ＭＣＰ３０１は後述するように、いずれがの弦に
ついである瞬間のデジタル波形信号Ｄ１の瞬時値が必要
になる場合もある。
そこで、第９図又は第１９図の波高値取込回路９０３で
は、第９図又は第１０図のピーク検出回路９０１から出
力される各弦対応の最大ピーク値検出信号ＭＡＸＩ−Ｍ
ＡＸ６、最小ピーク値検出信号ＭＩＮＩ−ＭＩＮ６、及
び第９図のタイミングジェネレータ９０５からの順次パ
ルスΦ１〜Φ６に基づいて、第３図又第５図のピッチ抽
出アナログ部３０３からのデジタル波形信号Ｄ１の各弦
毎の最大ピーク値又は最小ピーク値、及び瞬時値を取り
込んで、第３図のＭＣＰ３０１へ出力する。
−（構　　成） 第１９図は、第９図の波高値取込回路９０３の具体的な
回路構成図であり、同図では第１弦に対応する一回路分
のみ示されているが、実際にはこれと同じものが全部で
６回路分ある。
第３図又は第５図のピッチ抽出アナログ部３０３からの
８ビツトのデジタル波形信号Ｄ１は、８人力８出力型の
Ｄフリップフロップ１９０２のＤ入力端子に入力され、
第９図のタイミングジェネレータ９０５からインバータ
１９０１を介して入力する順次パルス中１が論理「１」
からｒＯＪに立ち下がるタイミングで、第１弦に対応す
る時分割信号が読み込まれる。
Ｄフリップフロップ１９０２のＱ出力端子からの８ビツ
トの出力は、８人力８出力型のＤフリップフロップ１９
０４．１９０７の各り入力端子に各々入力されると共に
、８人力８出力型のゲート１９０９に入力される。この
ゲート１９０９のＯＥ（アウトプットイネーブル）端子
には、第３図のＭＣＰ３０１から特には図示しない制御
線を介して波形読み込み信号ＲＤＡ１３が入力し、ＭＣ
Ｐ３０１の処理に合わせてデジタル波型信号ＤＩの第１
弦分についてその時点の瞬時値を、バスＢｕｓを介して
ＭＣＰ３０１へ出力する。
一方、Ｄフリップフロップ１９０２の第１弦対応の８ビ
ツト出力を最大ピーク時点又は最小ピーク時点で読み込
むための８人力８出力型のＤフリノブフロップ１９０４
．１９０７は、イＳ９図又は第１０図のピーク検出回路
９０１からインパーク１９０３又は１９０６を介して入
力する第１弦対応の最大ピーク値検出信号ＭへＸＩ又は
最小ピーク値検出信号ＭＩＮＩが論理「１」から「０」
に立ち下がるタイミングで動作する。
Ｄフリップフロップ１９０４．１９０７の各Ｑ出力端子
からの８ビツトの出力は、各々８人力８出力型のゲート
１９０５．１９０８に入力される。
これらのゲート１９０５．１９０８の各０Ｅ（７ウトプ
ソトイネーブル）端子には、第３図のＭＣＰ３０１から
特には図示しない制御線を介して波形読み込み信号ＲＤ
Ａｉ　ＲＤＡ２が各々入力し、ゲート１９０５．１９０
８からの最大ピーク値又は最小ピーク値が、バスＢＵＳ
を介してＭＣＰ３０１へ出力される。
なお、第１９図で特には図示しない第２弦〜第６弦に対
応する回路では、第１９図のφ１、ＭＡＸｌ、ＭＩＮＩ
の代わりにΦ２〜Φ６、ＭＡＸ２〜ＭＡＸ６、ＭＩＮ２
〜ＭＩＮ６が各々人力し、ＲＤＡｉＲＤＡ２の代わりに
ＲＤＡ３．５．７、Δ１８が各々入力する。
（動　　作） 上記構成の第９図又は第１９図の波高値取込回路９０３
の動作につき以下に説明を行う。
まず、第３図のピッチ抽出アナログ部３０３内のＡＤ変
換器５３３（第５図）から出力されるデジタル波形信号
Ｄ１には、第６図又は第１１図に既に示したように、Ａ
Ｄ変換クりック信号ＡＤＣＫに同期した６種類の順次パ
ルスΦ１〜Φ６が論理「ｌ」となるのに同期して、６弦
分の波形信号Ｗ１〜Ｗ６　（第５図参照）をデジタル化
したものが時分割多重化されている。そして、この場合
、順次パルス中１〜ΦＧに対して、ＡＤ変換器５３３　
（第５図）の変換時間Δｔだけの遅延が存在する。
く第１弦対応の最大ピーク値の取り込み〉上記の関係よ
り、第１９図のＤフリップフロップ１９０２が、インハ
ーク１９０１を介して入力する順次パルスΦｌの論理「
１」から「０」への立ち下がりタイミングで動作した場
合、同回路には、第１１図等かられかるようにデジタル
波形信号Ｄ１の第１弦に対応する時分割信号値が読み込
まれる。
続いて、第９図又は第１０図のピーク検出回路９０１か
ら入力する第１弦対応の最大ピーク値検出信号ＭへＸ１
は、第１１図において既に示したように、順次パルスΦ
１が論理「１」となる前半部分の最後にタイミング信号
Ｑ５が論理「０」からｒｌＪに立ち上がるタイミングで
論理「０」から「ｌ」又は「１」から「０」に変化する
。
従って、第１９図のＤフリップフロップ１９０４が、イ
ンバータ１９０３を介して入力する第１弦対応の最大ピ
ーク値検出信号ＭＡＸＩの論理「１」からｒＯＪへの立
ち下がりタイミングで動作した場合、同回路には、それ
より前に順次パルスφ１が論理「１」から「０」へ立ち
下がったタイミングでＤフリップフロップ１９０２にセ
ントされた第１弦対応の時分割信号値、即ち１離敗時刻
前の時分割信号値が読み込まれる。
ところで、第１弦対応の最大ピーク値検出信号ＭＡＸＩ
が論理「１」から「０」へ立ち下がるタイミングは、第
１２図において既に示したように、第１弦の最大ピーク
値（（第１２図ａｏ、ａ＋等）が入力した１離散時刻後
である。このため、Ｄフリップフロップ１９０４に読み
込まれる第１弦対応の時分割信号値は、第１弦の最大ピ
ーク値に一致する。
一方、既に説明したように第１弦の時分割信号について
、最大ピーク値が入力した直後に、波形がゼロクロスす
るタイミングにおいて、第９図のゼロクロス時刻取込回
路９０２内のノアゲート１７０Ｂ　（第１７図）から、
第１８図に示すような割り込み信号ＩＮＴが第３図のＭ
ＣＰ３０１に出力され、これによりＭＣＰ３０１が弦番
号読み込み信号ＲＤＮＬＩＭ、続いて第１弦対応の時刻
読み込み信号ＲＤＴＩＴＭＩを第１８図のように第１７
図のゼロクロス時刻取込回路９０２に与えるごとにより
、Ｍ　ＣＰ　３０１は第１弦に関する最大ピーク値の入
力直後のゼロクロス時刻とその直前のピーク値が最大ピ
ーク値であることを示す論理ｒｌＪの正負フラグを取り
込むことができる。
従って、第３図のＭＣＰ３０１は、上記動作により第１
弦の最大ピーク値が入力したことを判別できるため、第
１弦の最大ピーク値に対応するゲ−）１９０５に波形読
み込み信号ＲＤＡＩを与えることが可能となる。これに
よりゲート１９０５がオンとなり、前記した動作により
Ｄフリップフロップ１９０４に既に読み込まれている第
１弦の最大ピーク値が、バスＢＵＳを介して第３図のＭ
ＣＰ３０１に取り込まれる。
〈第１弦対応の最小ピーク値の取り込み〉次に、第９図
又は第１０図のピーク検出回路９０１から入力する第１
弦対応の最小ピーク値検出信号ＭＩＮＩは、第１１図に
おいて既に示したように順次パルスΦ１が論理「１」と
なる後半部分の最後にΦ１が論理ｒｌＪから「０」に立
ち下がる直前にタイミング信号Ｑ５が論理「０」から「
１」に立ち上がるタイミングで論理「０」から「１」又
は「１」から「０」に変化する。
従って、第１９図のＤフリソプフロフブ１９０７が、イ
ンバータ１９０６を介して入力する第１弦対応の最小ピ
ーク値検出信号ＭＩＮＩの論理ｒｌＪから「０」への立
ち下がりタイミングで動作した場合、同回路には、前記
最大ピーク値の場合と同様にそれより前に順次パルスφ
１が論理「１」からｒＯＪへ立ち下がったタイミングで
Ｄフリップフロ・ノブ１９０２にセ・ノドされた第１弦
対応の時分割信号値、即ち１離敗時刻前の時分割信号値
が読み込まれる。
ところで、第１弦対応の最小ピーク値検出信号ＭＩＮＩ
が論理「１」から「０」へ立ち下がるタイミングは、第
１２図において既に示したように、前記最大ピーク値検
出信号ＭＡＸＩの場合と同様に第１弦の最小ピーク値（
第１２図ｂｏ、ｂ＋等）が入力したＩ離数時刻後である
。このため、Ｄフリソプフロフプ１９０７に読み込まれ
る第１弦対応の時分割信号値は、第１弦の最小ピーク値
に一致する。
一方、既に説明したように第１弦の時分割信号について
最小ピーク値が入力した直後に波形がゼロクロスするタ
イミングにおいても、前記最大ピーク値が入力した場合
と同様に、第３図のＭＣＰ３０１は第１弦に関する最小
ピーク値の入力直後のゼロクロス時刻とその直前のピー
ク値が最小ピーク値であることを示す論理「０」の正負
フラグを取り込むことができる。
従って、第３図のＭＣＰ３０１は上記動作により第１弦
の最小ピーク値が入力したとこを判別できるため、第１
弦の最小ピーク値に対応するゲー１−１９０８に波形読
み込み信号ＲＤＡ２を与えることが可能となる。これに
より、ゲート１９０８がオンとなり、前記した動作によ
りＤフリップフロップ１９０７に既に読み込まれている
第１弦の最小ピーク値が、バスＢＵＳを介して第３図の
ＭＣＰ３０１に取り込まれる。
−く第１弦対応の瞬時値の取りｉ　ｂ　）−上記のよう
に、第９図又は第１９図の波高値取込回路は、第１弦対
応の最大ピーク値又は最小ピーク値を出力できるほか、
ＭＣＰ３０１からの要求によりその要求タイミングでの
デジタル波形信号ＤＩの第１弦対応の時分割信号の瞬時
値を出力できる。
即ち、第３図のＭＣＰ３０１が後に詳述する楽音制御の
途中において第１弦の瞬時値が必要になった場合（第２
１図Ｍｌｌの説明等参照）、波形読み込み信号ＲＤＡ１
３を第１９図のゲート１９０９に与える。これによりゲ
ート１９０９がオンとなり、そのタイミングにおいて前
記した動作によりＤフリップフロップ１９０２に既に読
み込まれている第１弦の瞬時値が、バスＢＵＳを介して
第３図のＭＣＰ３０１に取り込まれる。
−く他の弦の処理〉 以上、デジタル波形信号Ｄ１の第１弦に対応する時分割
信号に対する処理について説明を行なったが、他の第２
弦〜第６弦に対しても第１９図の特には図示しない対応
回路が第９図のタイミングジェネレータ９０５からの順
次パルスΦ２〜Φ６、第９図又は第１０図のピーク検出
回路９０１からの最大ピーク値検出信号ＭＡＸ２〜Ｍへ
ｘ６、最小ピーク値（食出信号ＭＩＮ２〜ＭＩＮ６、及
び第３図のＭＣＰ３０１からの波形読み込み信号ＲＤＡ
３〜ＩマＤＡ１２、ＲＤＡ１４〜ＲＤＡ１８に基づいて
動作することにより、第１弦の場合と同様にして最大ピ
ーク値、最小ピーク値、又は瞬時値を第３図のＭＣＰ３
０１に出力することができるＭＣＰ３０１は波形読み込
み信号ＲＤＡＩ−ＲＤ八１８を同時には出力しないよう
に制御することにより、バスＢＩＪＳ上でのデータの衝
突を避けることができる。
（中央制御装置（ＭＣＰ）の動作） 以上の動作により、第３図又は第９図のピッチ抽出デジ
タル部３０４から、最大又は最小ピーク値、ゼロクロス
時刻、及びピーク値の正負を示す正負フラグが第３図の
ＭＣＰ３０１に入力される。
これによりＭＣＰ３０１は、前記「本実施例による電子
弦楽器の概略動作」の項で簡単に説明したように、まず
、フレット番号検出部３０２に対するフレットスキャン
処理を行ってノートオンの処理を行い、続いて、ピッチ
抽出及び音量等に関するパラメータの抽出を行うことに
より、第３図の楽音発生回１２３３０５を制御するため
の楽音制御情報を発生する。なお、ＭＣＰ３０１は特に
は図示しないメモリ等に記ｔαされたプログラムに従っ
て、以下に詳細に説明するように第２０図〜第２６図に
示す動作フローチャートを実行する。
（変数の説明） はじめに、後述する第２０図〜第２６図の動作フローチ
ャートで示される制御プログラムにおいて用いられる各
変数について、以下に列挙しておく。
ΔＤ・・・第３図のピッチ抽出ディジタル部３０４への
デジタル波形信号ＤＩ を直接読んだ入力波高値（瞬時値） ＡＭＰ　（０，１）−・−正又は負の前回（ｏｌｄ　）
の波高値（ピーク値） ＡＭＲＬＩ・・・振幅レジスタで記憶されているりラテ
ィプ（ｒｅｌａＬｉｖｅ）オフ（ｏｆｆ　）のチエ・ツ
クのための前回の振幅値（ピーク値）である。こ こで、前記リラティブオフとは波 高値が急激に減衰してきたことに 基づき消音することで、フレット 操作をやめて開放弦へ移ったとき の消音処理に相当する。
ＡＭＲＬ２・・・振幅レジスタで記憶されている前記リ
ラティブオフのための 前々回の振幅値（ピーク値）で、 これにはＡＭＲＬＩの値が入力さ れる。
ＣＨＴＩＭ・・・最高音フレット（２２フレツト目）に
対応する周期 ＣＲＴＩＯ・・・開放弦フレットに対応する周期 ＣＲＴＲＲ・・・時定数変換レジスタで、第９図の時定
数変換制御回路９０４ の内部に設けられているレジスタ １５０１　　（第１５図）と同一のレ ジスタ。
Ｌ）ＵＢ・・・波形が続けて同一方向にきたことを示す
フラグ、 ＦＯＦＲ・・・リラティブオフカウンタ、ＨＮＣ・・・
波形ナンバーカウンタ ＭＴ・・・これからピッチ抽出を行う側のフラグ（正＝
１、負−〇） ＮＣＨＬＶ・・・ノーチェンジレベル（ｆ［）ＯＦＴＩ
Ｍ・・・オフタイム（例えば当該弦の開放弦周期に相当
） ＯＦＰＴ・・・通常オフチエツク開始フラグＯＮＦ・・
・ノートオンフラグ ＲＩＶ・・・後述のステップ（ＳＴＥＰ）４での処理ル
ートの切替を行うため のフラグ ＲＯＦＣＴ・・・リラティブオフのヂエノク回数を定め
る定数 ５ＴＥＰ・・・ＭＣＰ３０１のフロー動作を措定するレ
ジスタ　（１〜５の値を とる） Ｔ　Ｆ・・・有効となった前回のゼ１コクロス時刻デー
タ ＴＦＮ　（０，１）　　・・・正または負のピーク値直
後の前回のゼロクロス時刻デ ータ ＴＦＲ・・・時刻記憶レジスタ ＴＨＬＩＭ・・・周波数上限（定数） ＴＬＬｒＭ・・・周波数下限（定数） ’Ｔ”ｌ）　（０，１）　　・・・正または負の前回の
周期データ ＴＲＬＡＢ　（０，１）　　・・・正または負の絶対ト
リガレベル（ノートオンしき い値） ＴＲＬＲＬ・・・リラティブオン（再発音開始）のしき
い値 ＴＲＬＲ３・・・共振除去しきい値 ＴＴＬＩＭ・・・トリガ時の周波数下限ＴＴＰ・・・前
回抽出された周期データＴＴＲ・・・周期レジスタ、 Ｔ　Ｔ　Ｕ・・・定数（１７／３２と今回の周期情報１
１の積） ’ＦＴＷ・・・定数（３１／１６と今回の周期情報１１
の禎） Ｘ・・・異常または正常状態を示すフラグｂ・・・ワー
キングレジスタＢに記憶されている今回正負フラグ（正
ピークの 次のゼロ点のとき１、負ピークの 次のゼロ点のとき０） Ｃ・・・ワーキングレジスタＣに記憶されている今回波
高値（ピーク値） ｅ・・・ワーキングレジスタＥに記憶されている前々回
波高値（ピーク値） ｈ・・・ワーキングレジスタＨに記憶され°ζいる前々
回抽出された周期データ ｔ・・・ワーキングレジスタＴＯに記憶されている今回
のゼロクロス時刻 １１・・・ワーキングレジスタＴＯＴＯに記憶されてい
る今回の周期情報 次に、第２０図は、第３図のＭＣＰ３０１ヘビソチ抽出
デジタ抽出デジタル部上０４内ス時刻取込回路９０２（
第９図又は第１７図）から、割り込み信号ＩＮＴにより
割り込みがかけられたときの処理を示す割り込み処理ル
ーチンの動作フローチャートを示した図である。
前記したように、ゼロクロス時刻取込回路９０２から割
り込み信号ＩＮＴが出力される時点においては、第９図
又は第１９図の波高値取込回路９０３には最大又は最小
ピーク値（絶対値）がホールドされ、ゼロクロス時刻取
込回路９０２には当該ピーク値発生直後のゼロクロス時
刻、及び直前のピーク値が最大（正の）ピーク値である
場合論理「ｌ」、最小（負の）ピーク値である場合論理
「０」を示す正負フラグがランチされている。
そこで、ＭＣＰ３０Ｌはまず第２０図の１１において、
第９図又は第１７図のゼロクロス時刻取込回路９０２に
対して、弦番号読み込み信号ＲＤマπマを出力する。こ
れにより、既に説明したように同回路９０２からは、ま
ずどの弦番号について上記割り込みが発生したのかを示
す弦番号が、ハスＢＵＳを介してＭＣＰ３０１に出力さ
れる。
続いて、ＭＣＰ３０１はゼロクロス時刻取込回路９０２
に対して、時刻読み込み信号ＲＤＴＩＭＩ〜ＲＤＴＩＭ
６のうち上記弦番号に対応する信号を出力する。これに
より、既に説明したように同回路９０２からは、上記時
刻読み込み信号ＲＤＴＩＭｉ　　（ｉ＝１〜６のうちい
ずれか）で指定される弦番号対応のランチ（第１７図の
Ｄフリップフロップ１７１１に等しい）にセントされて
いるゼロクロス時刻情報が、バスＢＵＳを介してＭＣＰ
３０１に出力される。これを第２０図■１に示すように
今回のゼロクロス時刻ｔとする。
続いて、第２０図のＩ２において、ゼロクロス時刻情報
の最下位ビットに付加されている正負フラグ（第１７図
の説明参照）を取り出しこれを今回正負フラグｂとする
。
その後、第２０図のＩ３において、ＭＣＰ３０１は既に
説明したように第９図又は第１９図の波高値取込回路９
０３に対して、波形読み込み信号ＲＤΔｊ（ｊ＝１−１
２のうしいずれか）を出力させる。ここで、同回路９０
３内には第１９図に示したように、６弦分の最大ピーク
値及び最小ピーク値をホールドする１２個のランチ（第
１９図のＤフリップフロップ１９０４．１９０７）があ
るため、ＭＣＰ３０１は前記弦番号及び正負フラグｂに
基づいて、上記波形読み込み信号ＲＤＡｊを選択して出
力させる。これにより同回路９０３からは、当該波形読
み込み信号ＲＤＡｊで指定されるラッチにセットされて
いる最大ピーク値または最小ピーク値（絶対値）が、バ
スＢＵＳを介してＭＣＰ３０１に出力される。これを第
２０図■３に示すように、今回ピーク値Ｃとする。
以上の動作の後、第２０図の１４において、上記のよう
にして得たｔ、Ｃ，ｂの値をＭＣＰ３０１内の特には図
示しないレジスタＴｏ、Ｃ，Ｂにセットする。このレジ
スタには、上記割り込み処理がなされる都度、このよう
なゼロクロス時刻情報、ピーク値情報（絶対値）、ピー
クの種類を示す正負フラグの情報がワンセントとして書
込まれ′（いき、後述するメインルーチンで、各弦毎に
関する情報に対する処理がなされる。
なお、上記レジスタＴＯ，Ｃ，Ｂは、６弦に対応して６
個ずつあり、以下第２１図〜第２６図に説明する楽音制
御の処理は、６弦分について全て時分割で行われるが、
これ以後は簡単のため１弦分の処理について述べてゆく
。
バスインルーチンの動作） 第２１図は、メインルーチンの処理を示す動作フローチ
ャー１・である。ここでは、パワーＯＮ後の初期化（イ
ニシャライズ）、楽音のノー［・オフ（消音）処理、及
び５ＴＥＰＯ〜５ＴＥＰ４　（又は５）の各処理の選択
の処理を行う。本実施例では、楽音制御の処理を後述す
るようにステップという処理揚念で行っており、後述す
るように、５ＴＥＰ　０−３ＴＥＰ　１→５ＴＥＰ２→
５ＴＥＰ３−３ＴＥＰ４　　（−３ＴＥＰ５）→５ＴＥ
ＰＯという順で楽音制御を行ってゆく。
（基本動作） 第２１図において、まず、パワーオン（電源投入）する
ことにより、Ｍｌにおいて各種レジスタやフラグがイニ
シャライズされ、レジスタ５ＴＥＰが０とされる。また
この場合、前記「ピッチ抽出デジタル部の説明」の項の
時定数変換制御回路９０４　（第９図又は第１５図）の
説明において述べたように、初期状態において、ピーク
検出回路９０１　（第９図又は第１０図）がデジタル波
形信号Ｄ１の波形の立ち上がり時の振動を速やかに検知
できるように、ＭＣＰ３０１がバスＢＵＳを介して時定
数変換制御回路９０４内の各弦対応の時定数変換レジス
タＣＨＴＲＲ（第１５図のレジスタ１５０１と同一）に
各弦の最高音フレット周期ＣＲＴＩＭをセットし、ピー
ク検出回路９０１内で生成されるしきい値信号が最高音
周期時間経過にて急速減衰するように制御される（第１
６図の説明参照）。
続いて、第２１図のＭ２で、前記「割り込み処理ルーチ
ンの動作」の項で説明したレジスタが空かどうかが判断
され、ノー（以下、ＮＯと称す）の場合にはＭ３に進み
、各レジスタＢ、　　Ｃ，ＴＯの内容が読まれる。続い
て、Ｍ４において、レジスタ５ＴＥＰの値はいくつかが
判断され、Ｍ５では５ＴＥＰＯ，Ｍ６では５ＴＥＰＩ、
Ｍ７では５ＴＥＰ２．Ｍ８では５ＴＥＰ３、Ｍ９では５
ＴＥＰ４の処理が順次実行される。なお、次のステ。
プへの更新は、後述するように各５ＴＥＰＯ−５ＴＥＰ
４の処理において行われる。
（ノートオフ動作） 前記Ｍ２でバッファが空の場合、すなわちイエス（以下
、ＹＥＳと称する）の場合、ＭＩＯ〜Ｍ１６への処理に
進み、ここで通常のノートオフのアルゴリズムの処理が
行われる。このノートオフの゛？ルゴリズムは、デジタ
ル波形信号Ｄ１において、その波高値がオフ（ＯＦＦ）
レベル以下の状態が所定のオフタイム時間続いたら、ノ
ートオフするアルゴリズムである。
まず、Ｍｌｏで５ＴＥＰ＝０かどうかが判断され、ＹＥ
Ｓの場合には、楽音を発生していない初期状態のため、
ノートオフはする必要がなく、Ｍ２に戻る。一方、ＮＯ
の場合には、Ｍｌｌに進む。
Ｍｌｌでは、その時点のデジタル波形（、Ｈ号Ｄ１の入
力波高値（瞬時値＞ＡＤが直接読まれる。これは、既に
説明したようにＭＣＰ３０１が波高値取込み回路９０３
　（第９図又は第１９図）へ波形を与えることにより、
同回路９０３がデジタル波形信号Ｄ１の現在の瞬時値を
、バスＢＵＳを介しζＭＣＰ３０１に出力することで達
成できる。そして、この値ＡＤが、予め設定したオフレ
ベル以下かどうかが判断され、ＮＯの場合はノートオフ
する必要がないためＭ２に戻り、ＹＥＳの場合にはＭ１
２に進む。
Ｍ１２では、、前回の入力波高値ＡＤがオフレベル以下
かどうかが判断され、Ｎｏの場合には、Ｍｌｌに進みＭ
ＣＰ３０１内の特には図示しないタイマーをスタートし
、Ｍ２に戻る。そして、次に再びこの処理にきたときに
、Ｍ１２はＹＥＳとなるため、Ｍ１３に進み、ここでタ
イマーの値がオフタイムＯＦＴｒＭかどうかが判断され
る。オフタイムＯＦＴＩＭとしては例えば処理をしてい
る弦の開放弦フレット周期ＣＨＴ　Ｉ　Ｏがセントされ
ており、Ｍ１３でＮｏの場合にはＭ２に戻って処理が繰
り返され、ＹＥＳとなるとＭ１４に進み、レジスタ５Ｔ
ＥＰにＯを書き込み、時定数変換レジスタＣＨＴ　ＲＲ
へ最高音フレット周期ＣＨＴＩＭをセントした後、Ｍ２
Ｓを介して（後述する）Ｍ１６に進む。すなわち、デジ
タル波形信号Ｄ１のレベルが減衰してきた場合、オフレ
ベル以下の入力波高値ＡＤがオフタイムＯＦＴＩＭに相
当する時間続くと、デジタル波形信号Ｄ１が入力せず弦
が弾かれなくなったと判断できるため、Ｍ１６に進んで
ノートオフの処理がされる。
Ｍ１６では、ＭＣＰ３０１が楽音発生回路３０５　（第
３図）に対して、ノートオフの指示を送出し、これによ
り楽音の発音が停止される。このようにノートオフされ
た場合には、必ず５ＴＥＰＯに戻る。
なお、ステップＭ１５において、通常の状態ではＹＥＳ
の判断がなされるが、後述するような処理によって、楽
音の発音を指示していない場合でもレジスタ５ＴＥＰは
０以外の値をとっていることがあり（例えばノイズの入
力による）、そのようなときには、Ｍ１４．Ｍ２Ｓの処
理後Ｍ２へ戻ることで、５ＴＥＰＯへ初期設定される。
（ＳＴＥＰＯの処理動作） 次に、第２１図のメインルーチンにおいて分岐して対応
する処理を行う各ルーチンの詳細について説明を行う。
まず、第２２図は、第２１図のメインルーチンのＭ５と
して示すステップＯ（ＳＴＥＰＯ）の処理の動作フロー
チャートである。この処理においＣは、ピッチ抽出処理
等のための初期設定、フレンドスキャンとノートオン処
理、及び次の５ＴＥＰ１への移行処理を行う。以下第２
７図の基本動作説明図を用いて説明を行う。なお、第２
７図は第４図と同一の波形である。
（基本動作） 今、第２１図のメインルーチンは、Ｍ２とＭｌｏのルー
プの繰り返しにより、前記「割り込み処理ルーチンの動
作」の項において説明したように、ピッチ抽出デジタル
部３０４（第３図又は第９図）から割り込みが掛かって
、レジスタＴｏ、Ｃ，１３にデータが入力するのを待っ
ている。
そして、データが入力し、第２１図のＭ２がらＭ３を経
て上記各レジスタの内容が読み込まれると、Ｍ４を介し
てＭ５、即ち第２２図の５ＴＥＰＯに移る。この状態に
おいては、例えば第２７図に示すように、今回のゼロク
ロス時刻ｔ＝ｔｏ。
今回正負フラグｂ＝ｏ、今回ピーク値Ｃはｂ＝Ｑより最
小ピーク値でｃ＝ｂｏ　　（絶対値）である。
なお、第２７図でｂとｂ　ｏ　ｗ　ｂ　３等は異なる記
号である。
まず、第２２図の８０１において、今回ピーク値Ｃの値
が、絶対トリガレベル（ノートオンのだめの正の闇値）
ＴＲＬＡＢ　（ｂ）より大きいか否かが判定される。な
お、この判定は、今回正負フラグｂの値に基づいて正と
負の各極性（最大ピーク値又は最小ピーク値）の各々に
ついて実行され、正側の絶対トリガレベルＴＲＬＡＢ　
（１）とＩＬ　（ＩＩ＋の絶対トリガレベルＴＲＬＡＢ
　（０）は、デジタ山波形信号Ｄ１にオフセットが重畳
された場合等を考慮して、経験的に別々の値に設定する
ことができる。理想的なシステムでは同じ値でよい。第
２７図の例では、今回最小ピーク値ｃ＝ｂｏ　　（絶対
値）とＴＲＬＡＢ　（ｂ）　−ＴＲＬＡＢ　（０）とが
比較され、ｃ＝ｂａ＞ＴＲＬＡＢ（０）、即ち判定はＹ
ＥＳとなる。
次に、３０２を経た後（後述する）、Ｓ０３の処理が実
行される。ここでは、まず、今回正負フラグｂがフラグ
ＭＴに書き込まれ、レジスタ５ＴＥＰに１が書き込まれ
て次のステ・ノブへの移行準備がなされ、更に、今回の
ゼロクロス時刻むが以降の処理のために前回のゼロクロ
ス時刻データＴＦＮ　（ｂ）として設定される。第２７
図の例では、同図に示すようにＭＴ＝ｂ＝Ｏ１ＴＦＮ　
（ｂ）＝ＴＦＮ　（０）＝ｔ＝ｔ　ｏとなる。
続いて、Ｓ０４において、「変数の説明」の項に示した
上記フラグ以外のその化フラグ類（定数値を除く）が初
期化される。
更に、５Ｏ１ｌにおいてはフレ・ントスキャンの処理が
なされる。即ち、ＭＣＰ３０１は始めのデータの組（ｂ
ｏ、ｔｏ）（第２７図）が入力した時点において、対応
する弦がピッキングされたと判断し、即座にフレット番
号検出部３０２　（第３図）にフレットスイッチ２０５
　（第２図）の走査信号を出力し、どのフレ、７トスイ
ツチ２０５が押圧されているか表わすフレット番号を入
力する。
上記動作によりフレット番号が検出されたら、次の５０
１２（第２２図）においてノートオン処理を行う。即ち
、上記フレット番号に対応する音高情報を生成し、更に
音■データとして今回ピーク値Ｃを付加し、キーオン（
発音開始）情報と共に第３図の楽音発生回路３０５に出
力する。これに従って、楽音発生回路３０５が指定され
た音高で楽音の発音を開始する。
このように、本実施例ではデジタル波形信号ＤＩのいず
れかの弦に対応する時分割信号が立ち上がると即座にノ
ートオン処理を行えるため、弦１０５　（第１図）をビ
アキングする動作に応じて極めて速いタイミングで発音
を開始することのできる応答性のよい電子弦楽器を実現
できる。
以上の動作の後、第２２図のＳＯ５においては、今回ピ
ーク値Ｃが以降の処理のために前回のピーク値ＡＭＰ　
（ｂ）（絶対値）としてセットされ、第２１図のメイン
ルーチンのＭ２の処理に戻る。
第２７図の例では、同図に示すようにＡＭＰ　（ｂ）＝
ＡＭＰ　（０）　−ｃ＝ｂｏとなる。
以上の処理により、第２７図の例では同図（ＳＴＥＰＯ
→１の間）に示すように、フレットスキャン及びノート
オンの処理と共に、フラグＭＴにレジスタＢの今回正負
フラグｂ＝ｏが書き込まれ、負側の前回のゼロクロス時
刻のデータＴ　Ｉ”Ｎ（０）にレジスタＴｏの今回のゼ
ロクロス時刻データｔ＝ｔ　ｏが書き込まれ、負側の前
回のピーク値ＡＭＰ　（０）にレジスタＣの今回最小ピ
ーク値Ｃ＝　ｂ　ａが書き込まれる。
（共振除去動作） なお、第２２図のＳ０１において、今回ピーク値Ｃの値
が絶対トリガレベルＴＲＬＡＢ　（ｂ）Ｄ下の場合は、
発音（ノートオン）の処理へは移行せず、ＳＯ５におい
て前回のピーク値ＡＭＰ　（ｂ）に今回ピーク値Ｃの値
をセットするだけで、第２１図のメインルーチンへ戻る
。ところが、１本の弦をピンキングすることにより、他
の弦が共振を起こすような場合、当該他の弦については
振動のレベルが徐々に太き（なり、やがて第２２図のＳ
Ｏｌの判定結果がＹＥＳとなり、ＳＯ２の処理に移る。
しかし、このような場合、正規のピンキングを行った訳
ではないので、発音（ノートオン）の動作に移行するの
は妥当ではない。そこで、Ｓ０２の処理において上記共
振の除去を行う。即ち、上記のような場合、今回ピーク
値Ｃは前回のピーク植入ＭＰ　（ｂ）に比べてほとんど
大きくなっていないため、その差ｃ−ＡＭＰ（ｂ）が共
振除去しきい値ＴＲＬＲ５より大きくない場合には、上
記共振状態が発生したと判定して、発音処理へは移行せ
ず、ＳＯ５において前回のピーク値ＡＭＰ（ｂ）に今回
ピーク値Ｃの値をセットするだけで、第２１図のメイン
ルーチンに戻る。一方、第２７図のような正常なピンキ
ングを行った場合には、波形が急激に立上るごとになり
、前記ピーク値の差ｃ−ＡＭＰ　（ｂ）は共振除去閾値
ＴＲＬＲ３を越え、前記したようにＳＯ２からＳＯ３の
処理へ移行する。
（リラティブオンのエントリ動作） 第２２図において、Ａは後述するりラテイブオン（再発
音開始）のエントリであり、後述する５ＴＥＰ４のフロ
ーからこのＳＯ６ヘジヤンプしてくる。そして、ＳＯ６
では今まで出力している楽音を一度消去（ノートオフ）
し、再発音開始のためにＳＯ３へ進行する。この再発音
開始のための処理は、通常の発音開始のときと同様であ
り、前記したとおりである。ここでＳＯ６のノートオフ
の処理は、第２１図の前記Ｍ　１６での処理と同じであ
る。
（ＳＴＥＰＩの処理動作） 次に、第２３図は、第２１図のメインルーチンのＭ６と
して示すステップ１　　（ＳＴＢＰＩ）の処理の動作フ
ローチャート・である。この処理においては、前記５Ｔ
ＢＰＯに続くピッチ抽出処理等のための初期設定とそれ
に続＜５ＴＥＰ２への移行処理、又はおかしな波形が入
力したときのダブり処理（エラー処理）等を行う。
一すしＵＵリー まず、前記５ＴＥＰＯにより、最初のデータに対する初
期設定が行われた後、第２１図のメインルーチンでは、
Ｍ２−ＭＩ　０−Ｍｌ　１−Ｍ２のループの繰り返しに
より、前記ピッチ抽出デジタル部３０４　（第３図又は
第９図）から再び割り込みがかかって、レジスタＴＯ，
Ｃ，Ｂに次のデータが入力するのを待っている。
そして、データが入力し、第２１図のＭ２からＭ３を経
て上記各レジスタの内容が読み込まれると、Ｍ４を介し
てＭ６、即ち第２３図の５ＴＥＰ１に移る。この状態に
おいては、例えば第２７図に示すように、今回のゼロク
ロス時刻１＝１　、。
今回正負フラグｂ−１、今回ピーク値はｂ＝ｔより最大
ピーク値でｃ　”’　ａ　ｏである。
まず、第２３図のＳｌｌを介して（後述する）、Ｓ１２
において前記ｒｓＴＥＰｏの処理動作」の項における第
２２図のＳｏｌの説明で述べたのと全（同様に、今回ピ
ーク値Ｃの値が、絶対トリガレベルＴＲＬＡＢ　（ｂ）
より大きいか否かが判定される。第２７図の例では、今
回最大ピーク値Ｃ−ａｏとＴＲＬＡＢ　（ｂ）＝ＴＲＬ
ＡＢ　（１）とが比較され、ｃ＝ａ　ｏ　＞ＴＲＬＡＢ
　（１）　、即ぢ判定はＹＥＳとなる。
次に、Ｓ１３において、レジスタ５ＴＥＰに２が書き込
まれて次のステップへの移行準備がなされ、また、Ｓ１
４において、レジスタＴＯの今回のゼロクロス時刻ｔが
以降の処理のために前回のゼロクロス時刻デークＴＦＮ
　（ｂ）として設定される。更に、５１５において、レ
ジスタＣの今回ピーク値Ｃが以降の処理のために前回の
ピーク値ＡＭＰ　（ｂ）としてセントされ、第２１図の
メインルーチンのＭ２の処理に戻る。第２７図の例では
、同図に示すようにＴＦＮ　（１）　−ｔ＝ｔ　ｌ、八
ＭＰ　（１）＝ｃ＝ａ　ｏとなる。なお、ＭＴの内容は
害き替えられずＯのままである。
第２７図のような正常なディジタル出力Ｄ１が入力して
いる場合には、前記５ＴＥＰ　Ｏにおいて負（正）　Ｉ
ｌｌの最小（大）ピーク値（絶対値）が抽出された後は
、５ＴＥＰ　１において反対に正（負）側の最大（小）
ピーク値が抽出される。従って、第２３図のＳｌｌにお
いては、今回正負フラグｂ−，１（０）は５ＴＥＰ　Ｏ
でセットされたフラグＭＴ＝Ｏ（１）と異なるため、前
記したように８１２に進む。
ところが、場合により、５ＴＥＰＯの後に５ＴＥＰＩで
第２８図ｆａｌ又は（ｂ）に示すような波形が入力する
ことがある。この場合、５ＴＥＰ　Ｏで負側の最小ピー
ク値ｂｏが抽出された後、５ＴＥＰ　１で再び負側の最
小ピーク値ｂ１がダブって抽出される。従って、第２３
図のＳｉｔにおいては、今回正負フラグはｂ＝ｏとなり
、５ＴＥＰＯでセントされたフラグＭＴ＝０と一致する
。この場合は、第２３図の３１６に進み、ダブり処理（
エラー処理）を行う。
Ｓ１６では、ピーク値Ｃの値が同じ符号の前回のピーク
値ＡＭＰ　（ｂ）より大きいか否かが判定される。
今、第２８図（ａｌのような場合、ｃ＝ｂ＋＞ＡＭＰ　
（ｂ）＝ＡＭＰ　（０）　−ｂｏは成立しない。このよ
うな場合は、今回の最小ピーク値ｂ１はおかしな波形と
して無視しく斜線部’）　、５ＴＥＰは更新せずに、第
２１図のメインルーチンのＭ２の処理に戻り、次の正常
なピークが入力されるのを待つ。
一方、第２８図（ｂｌのような場合、（＝ｂ＋＞ＡＰＭ
　（ｂ）＝ＡＭＰ　（０）＝ｂ　ｏは成立する。このよ
うな場合は、前回の５ＴＥＰＯで抽出した最小ピーク値
ｂｏの方をおかしな波形として無視しく斜線部）　、５
ＴＥＰＯにおいてセットされた負側の前回のゼロクロス
時刻データＴＦＮ　（０）、及び負側の前回のピーク植
入ＭＰ　（０）の内容を、第２３図の３１４、Ｓ１５に
より今回のゼロクロス時刻【及び今回ピーク値Ｃと入れ
替えて変更する。
即ち、第２８図（ｂｌＯ例では、ＴＦＮ　（０）＝ｔ＝
しム、八ＭＰ　（０）　−ｃ＝ｂ　１となる。このダブ
゛す処理の後、５ＴＥＰは更新せずに（第２３図の５１
３を通らない）、第２１図のメインルーチンのＭ２の処
理に戻り、次の正常なピークが入力されるのを待つ。
上記動作の後、正常なピーク値が入力すると、第２３図
の５ｌｌ−５１２−３１３→５１４−３１５により前記
した処理が行われ、例えば第２７図に示すように１＝１
　＋で、次の５ＴＥＰ　２の処理への移行が行われる。
（ＳＴＥＰ２の処理動作） 次に、第２４図は、第２１図のメインルーチンのＭ７と
して示すステップ２　（ＳＴＥＰ２）の処理の動作フロ
ーチャートである。この処理においては、ピッチ抽出の
だめの第１回目のピッチ周期の検出、ヘロシティーの設
定、及び５ＴＥＰ３への移行処理、又はおかしな波形が
入力したときのエラー処理（ダブり処理）等を行う。
（基本動作） まず、前記５ＴＥＰＩによる処理が行われた後、第２１
図のメインルーチンでは、Ｍ２−ＭＩＯ−Ｍｌｌ−Ｍ２
のループの繰り返しにより、前記ピッチ抽出デジタル部
３０４（第３図又は第９図）から再び割り込みがかかっ
て、レジスタＴＯ，Ｃ１Ｂに次のデータが入力するのを
待っている。
そして、データが入力し、第２１図のＭ２からＭ３を経
て上記各レジスタの内容が読み込まれると、Ｍ４を介し
てＭ７、即ち第２４図の５ＴＥＰ２に移る。この状態に
おいては、例えば第２７図に示すように、今回のゼロク
ロス時刻ｔ　＝　ｔ　２、今回正負フラグｂ＝ｏ、今回
ピーク値はｂ＝ｏより最小ピーク値でｃ＝ｂ　＋である
。
まず、第２４図の３２０を経た後（後述する）の５２１
においては、ＭＣＰ３０１　　（第３図）がバスＢｕｓ
を介して第９図の時定数変換制御回路９０４内の時定数
変換レジスタＣＨＴＲＲ（第１５図のレジスタ１５０１
と同一）に現在処理をしている弦の開放弦フレット周期
ＣＨＴＩＯをセントする。これは、前記「ピッチ抽出デ
ジタル部の説明」の項の時定数変換制御回路９０４の説
明においで述べたように、ピーク検出回路９０１（第９
図又は第１０図）がデジタル波形信号Ｄ１の波形の立ち
上がり時の振動を検知した後は、各ピッチ周期の倍音を
拾わないように、ピーク検出回路９０４内で生成される
しきい値信号が各弦の開放弦周期、即ち最低音周期ＣＲ
Ｔ　Ｉ　Ｏの時間経過にて急速減衰するようにしたもの
である。
次に、Ｓ２２において、今回ピーク値Ｃの値が同じ符号
の前回のピーク値ＡＭＰ　（ｂ）の７／８倍より大きい
か否かが判定される。この処理については後に詳述する
が、通常は弦をピッキングした波形はなめらかに自然減
衰するためこの判定はＹＥＳとなり、次の３２３を経て
（後述する）Ｓ２４に進む。
Ｓ２４では、（（今回のゼロクロス時刻１）−（同じ符
号の前回のゼロクロス時刻データＴＦＮ（ｂ）））を演
算することにより、第１回目のピッチ周期を検出する。
そしてこの結果を、後述する５ＴＥＰ３でのピッチ変更
の条件として使用するために、前回周期データＴＰ　（
ｂ）として設定する。第２７図の例では、同図に示すよ
うにＴ　））（０）＝ｔ−ＴＦＮ　（０）＝ｔ　２−ｔ
ｏとなる。
また、Ｓ２４では、今回のゼロクロス時刻むが以降の処
理のために前回のゼロクロス時刻データＴＦＮ　（ｂ）
として設定される。第２７図の例では、同図に示すよう
にＴＦＮ　（０）＝ｔ＝ｔ　２となる。なお、５ＴＥＰ
　Ｏで設定されたＴＦＮ　（０）＝ｔｏは、上記前回周
期データＴＰ　（ｂ）＝ＴＰ（０）が演算できたため必
要なくなり消去される。
同じく、Ｓ２４では、レジスタ５ＴＥＰに３が書き込ま
れて次のステップへの移行準備がなされる。
更に、Ｓ２４では、以降の処理のために今回ピーク値Ｃ
を前回のピーク植入ＭＰ　（ｂ）として設定し、第２１
図のメインルーチンのＭ２の処理に戻る。第２７図の例
では、ＡＭＰ　（０）　＝　ｃ　＝　ｂ　１となる。な
お、５ＴＥＰＯで設定されたＡＭＰ（０）＝ｂｎは必要
なくなり消去される。
（ダブり処理の動作） 第２７図のような正常なデジタル出力Ｄ１が入力してい
る場合には、前記５ＴＥＰ　１において正（負）側の最
大（小）ピーク値が抽出された後は、５ＴＩＥＰ　２に
おいて反対に負（正）側の最小（大）ピーク値が抽出さ
れる。従って、この場合の５ＴＬ１．Ｐ２におけるピー
ク値の符号は５ＴＥＰＩのときと逆であり、更に、５Ｔ
ＥＰ　Ｏのときと同じとなり、第２４図の３２０におい
ては、今回正負フラグｂ＝ｏ　（１）は５ＴＥＰ　Ｏで
セットされたフラグＭＴ＝Ｏ（１）と一致し、前記した
ようにＳ２１に進む。
ところが、前記ｒＳＴＥＰ　１の処理動作」の「ダブり
処理の動作」の項の説明において述べたのと同様に、場
合により波形がダブって、５ＴＥＰ１の後に第２９Ａ図
又は第２９Ｂ図に示すような波形が入力することがある
。この場合、５ＴＥＰ１で正側の最大ピーク値ａｏが抽
出された後、５ＴＥＰ２で再び正側の最大ピーク値ａ１
がダブって抽出される。従って、第２４図の３２０にお
いては、今回正負フラグはｂ＝１となり、５ＴＥＰＯで
セントされたフラグＭＴ＝Ｏと一致する。
この場合は、第２４図の３２５に進み、ダブり処理（エ
ラー処理）を行う。なお、第２９Ａ図、第２９Ｂ図にお
いて単純斜線のハツチを施したピークは、第９図又は第
１０図のピーク検出回路９０１内で生成される第２９八
図又は第２９Ｂ図のしきい信号ｐｏｚｐ＋、ｑｏ等（第
１３図ｐ（ｎ）。
ｑ　（ｎ）等と同一）にひっかからなかったため、ピー
クとして検出されなかった部分である。
Ｓ２５では、まず、ダブリフラグＤＵＢを１に設定した
後（後述する）、Ｓ２６に進み、今回ピーク値Ｃの値が
同じ符号の前回のピーク値Ａ　Ｍ　Ｉ）（ｂ）より大き
いか否かが判定される。
今、第２９Ａ図において、５ＴＥＰＯ（ｔ＝ｔ　ｏ）、
５ＴＥＰＩ　　（Ｌ＝ｔ　＋）の処理の後、ｔ＝　Ｌ　
２において５ＴＥＰ２が実行された場合、Ｃ＝ａ　＋　
＞ＡＭＰ　（ｂ）　−ＡＭＰ　Ｎ）＝ａ　ｏは成立しな
い。即ち、第２４図の３２６の判定結果はＮｏとなる。
このような場合は、今回の最大ピーク値ａ１はおかしな
波形として無視しく同図のクロス斜線のハツチを施した
部分）、５ＴＥＰは更新せずに、第２１図のメインルー
チンのＭ２の処理に戻り、次の正常なピークが入力され
るのを待つ。そして、Ｌ＝ｔ　３において、最小ピーク
値ｃ＝ｂ　＋が入力することにより、第２４図の３２０
がＹＥＳとなって、第２７図の場合と同様に、前記５２
１−３２２−３２３−３２４の処理が行われ、第２９Ａ
図のｔ＝ｔ　３で次の５ＴＥＰ３の処理に進む。なお、
第２４図の３２４において設定される前回周期データＴ
Ｐ　（０）は、第２９Ａ図に示すように、今回のゼロク
ロス時刻Ｌ３と、５ＴＥＰＯにおいて設定された前回の
ゼロクロス時刻ｔｏの差になる。また、後述する５ＴＥ
Ｐ３において演算されるその次の周期データＴｘの起点
は、同図に示すようにクロス斜線のハツチを施したピー
ク（ｃ＝ａ＋）が無視されるため、５ＴＥＰＩにおいて
設定された前回のゼロクロス時刻ＴＦＮ　（１）−ｔ　
＋である。
一方、第２９Ｂ図の場合、上記とは逆にｃ　＝ａ　＋　
＞ＡＭＰ　（ｂ）＝ＡＭＰ　（１）＝ａ　ａは成立する
。即ち、第２４図の３２６の判定結果はＹＥＳとなる。
このような場合は、前回のＳＴＬ、Ｐｌで抽出した最大
ピーク値ａｏの方をおかしな波形として無視しく同図の
クロス斜線のハツチを施した部分）　、５ＴＥＰＩにお
いてセントされた前回のゼロクロス時刻データＴＦＮ　
（１）　、及び正側の前回のピーク値ＡＭＰ　（１）の
内容を、第２４図の３２９により今回のゼロクロス時刻
を及び今回のピーク値Ｃと入れ替えて変更する。即ち、
第２９Ｂ図の例では、同図に示すようにＴＦＮ　（１）
＝Ｌ＝ｔ　２、ＡＭＰ　（１）　−ｃ＝ａ　ｏとなる。
このダブり処理の後、５ＴＥＰは更新せずに第２１図の
メインルーチンのＭ２の処理に戻り、次の正常なピーク
値が入力するのを待つ。以下、１−１３において最小ピ
ーク値ｃ＝ｂ　＋が入力した後の処理は、前記第２９Ａ
図の場合と同じである。ただし、５ＴＥＰ　１において
抽出されたピーク（第２９Ｂ図のクロス斜線のハツチを
施したピークＣ＝ａ　［＋）が無視され、Ｃ＝ａ＋のピ
ークに変更されているため、後述する５ＴＥＰ３におい
て演算されるＴＰ　（０）の次の周期データＴＬの起点
は、Ｓ　’Ｔ’　Ｅ　Ｐ　２の前記ダブり処理において
設定された前回のゼロクロス時刻ＴＦＮ（１）＝Ｌ２と
なり、第２９Ａ図の場合と異なる。
以上、第２９Ａ図又は第２９Ｂ図に示すように波形がダ
ブった場合は、ピーク値の小さい方のピークがおかしな
波形として無視され、エラー処理される。
次に、ダブり処理の他の場合の処理のための、第２４図
の３２２の分岐について説明を行う。
今、第２４図の５ＴＥＰ２の処理が実行される場合、弦
をピッキングした正常な波形はなめらかに自然減衰する
ため、Ｓ２２において今回ピーク値の値は同じ符号の前
回のピーク値ＡＭＰ　（ｂ）の７／８倍より大きい値と
なり、Ｓ２２の判定はＹＥＳとなって次の３２３に進む
。
ところが、場合によりｃ＞　（７／８）ｘＡＭＰ（ｂ）
が成立しないことがある。第１の場合として、例えば弦
１０５　（第１図）をブリッジ（第１図の１０７　ｂ）
に近いところでピンキングすることにより、立ち上がり
時のピーク値が大きく、その直後のピーク値が急速に減
衰する場合がある。
このような場合には、波形は正常だがなめらかな減衰波
形とならず、Ｓ２２の判定結果がＮｏとなることがおこ
りうる。しかし、このような場合においても、前記第２
４図の３２４の処理を正常に行う必要がある。そして、
この場合、波形が正常゛であるため、前記したようなダ
ブりは発生しておらず、それ以前に第２４図の８２０か
ら５２５へ分岐していないため、ダブリフラグＤＵＢの
値は０のままである。そこで、第２４図の３２７におい
て、ＤＵＢ＝１が成立しない場合は、Ｓ２２の判定結果
にかかわらず、再びＳ２４の処理に戻り、１１１記「基
本動作」の項で述べた処理を行う。なお、ダブリフラグ
ＤＵＢは、前記第２２図の５ＴＥＰＯのＳＯ４の処理に
おいて、その値が０に初期化されている。
一方、第２４図の３２２が成立しない第２の場合として
、波形に前記したようなダブリが発生した場合がある。
この場合について、第２９Ｃ図を用いて以下に説明を行
う。
今、第２９Ｂ図で説明したのと同様に、第２９Ｃ図に示
すように、５ＴＥＰＯ（ｔ＝ｔ　ｏ）　、５ＴＥＰＩ（
ｔ−ｔｌ）の処理の後に、ｔ　＝　ｔ　２において前記
ダブり処理が行われ、ｃ”ａｎのピーク（同図のクロス
斜線のハツチを施したピーク）が除去され、Ｃ−ａｔの
ピーク（同図の縦線のハツチを施したピーク）が残され
たとする。なお、ｊ′ｕ純な斜線のハツチを施したピー
ク（ｃ＝ａ１）は、第２９Ａ図又は第２９Ｂ図と同様、
元々検出されないピークである。
上記のようにダブリが発生すると、次のｔ　＝　ｔ　３
においては第２９Ｃ図に示すように正負フラグはｂ＝ｏ
となるため、５ＴＥＰＯでセントされたフラグＭＴ＝Ｏ
と一致する。従って、第２４図の８２０から３２１を介
してＳ２２の処理に進む。ところが、ｔ＝ｔ　３におい
て検出される今回の最小ピーク値Ｃ−ｂ　＋は、波形が
ダブったために同じ符号の前回の最小ピーク値ＡＭＰ　
（０）＝ｂ　ｏからかなり離れており、減衰も大きい。
従って、第２９Ｃ図に示すように第２４図の３２２の判
定結果がＮｏとなる場合がある。
上記のような場合は、それ以前のｔ−ｔ　２においてダ
ブり処理を行っているため、ダブリフラグＤＵＢの値は
１である。従って、第２４図の８２７の判定結果はＮＯ
となり、５２Ｂを介して（後述する）Ｓ２９に進む。
Ｓ２９においては、第２９Ｃ図のＬ＝ｔ　３以後に正常
な波形を獲得して新たに処理をやり直すために、５ＴＥ
ＰＯにおいてセットされた前回のゼロクロス時刻データ
ＴＦＮ　（０）　、及び負側の前回のピーク値ＡＭＰ　
（０）の内容を、第２４図の３２９により今回のゼロク
ロス時刻を及び今回のピーク値Ｃと入れ替えて変更する
。即ち、第２９Ｃ図の例では、同図に示すようにＴＦＮ
　（０）＝Ｌ＝Ｌ　３、ＡＭＰ　（０）＝ｃ＝ｂ　Ｉと
なり、結局、同図の横線のハツチを施したピーク（ｃ＝
ｂｏ）が無視される。なお、以降の処理のために、第２
４図の３２８でダブリフラグＤＵＢはＯにリセットされ
る。これらの動作の後、５ＴＥＰの値は更新せずに第２
１図のメインルーチンのＭ２の処理に戻り、次のピーク
の入力を待つ。
そして、上記の場合、第２９Ｃ図に示すようにｔ−Ｌ　
ａ、ｔ＝Ｌ　５において、第２４図の５ＴＥＰ２が繰り
返された後、５ＴＥＰ　３に移行する。
このような５ＴＥＰ２の繰り返し動作については様々な
パターンがあるため、その詳細な説明は省略するが、全
体の流れとしては正常な波形を獲得できるようになって
、次の５ＴＥＰ３において用いるためのデータＴＦＮ　
（０）　、ＡＭＰ　（０）、及びＴＦＮ　（１）　、Ａ
ＭＰ　（１）が有効に決定されるように動作した後に、
５ＴＥＰ３に移行する。
なお、第２９Ｃ図のケースでは、ＴＰ　（０）＝ｔ５　
ｔ：＋、後述する５ＴＥＰ　３において演算されるその
次の周期データＴ２の起点は、ＴＦＮ（１）−１４とな
る。
（ＳＴＥＰ３の処理動作） 次に、第２５図は、第２１図のメインルーチンのＭ８と
し°Ｃ示すステップ３　（ＳＴＥＰ３）の処理の動作フ
ローチャートである。この処理においＣは、第２回目の
ピッチ周期の抽出とそれに基づくピッチ変更処理、５Ｔ
ＥＰ４への移行処理、及びおかしな波形が入力したとき
のエラー処理等を行う。
（基本動作） まず、前記５ＴＥＰ２による処理が行われた後、第２１
図のメインルーチンでは、Ｍ２−ＭＩＯ−Ｍｌｌ−Ｍ２
のループの繰り返しにより、前記ピッチ抽出デジタル部
３０４（第３図又は第９図）から再び割り込みがかかっ
て、レジスタＴＯ１Ｃ１Ｂに次のデータが入力するのを
待っている。
そして、データが入力し、第２１図のＭ２からＭ３を経
て上記各レジスタの内容が読み込まれると、Ｍ４を介し
てＭ８、即ち第２５図の５ＴＥＰ３に移る。この状態に
おいては、例えば第２７図に示すように、今回のゼロク
ロス時刻ｔ＝ｔ　３、今回正負フラグｂ−１、今回ピー
ク値はｂ＝１より最大ピーク値でＣ−ａ＋である。
まず、第２５図のＳ３０．５３１Ｓ３２を経た後（後述
する）、更に第２５図の５３３を経て（後述する）、Ｓ
３４において、（（今回のゼロクロス時刻１）−（同じ
符号の前回のゼロクロス時刻データＴＦＮ　（ｂ））ｌ
を演算することにより、２回目のピッチ周期を検出し、
前回周期データＴＰ　（ｂ）として設定する。第２７図
の例では、同図に示すようにＴＰ（１）−ｔ：＋　　ｔ
＋となる。
続いて、第２５図の３３５〜８３８を経た後（後述する
）、Ｓ３９において、上記３３４で求まった前回周期デ
ータＴＰ　（ｂ）と、前記第２４図の３２４において設
定された、上記ＴＰ　（ｂ）とは異極性の前回周期デー
タＴＰ　（ｂ）とが、はぼ同一であるか否かを判定する
。そして、その判定結果がＹＥＳである場合には、ビ・
７チ周期が安定に抽出され始めたとして、５３０１を経
た後（後述する）、５３０２においてピッチ変更の処理
を行う。即ち、前回周期データＴＰ　（ｂ）として求ま
った２回目のピッチ周期データを第３図のＭＣＰ３０１
から楽音発生回路３０５に出力することによりピッチ変
更が行われ、現在発音されている楽音の音響がリアルタ
イムで変更される。第２７図の例では、負側の前回周期
データＴＰ　（１）＝ｔ３−Ｌ１と正側の前回周期デー
タＴｌ’（０）＝ｔ２−ｔｏが、はぼ同一であると判定
され、ピッチ変更の処理に移る。なお、判定結果がＮｏ
の場合については後述する。
上記ピッチ変更の処理と共に、第２５図のＳ３８及び５
３０１において、次の５ＴＥＰ４において用いられるパ
ラメータの設定を行なった後、５３０２を経て第２１図
のメインルーチンのＭ２の処理に戻り、次の５ＴＥＰ４
に移行する。即ち、３３８において５３４で抽出された
前回の周期データＴＰ　（ｂ）が前回抽出された周期デ
ータＴＴＰとしてセットされ、５３０１において第２４
図の５ＴＥＰ２のＳ２４において設定された前回のゼロ
クロス時刻データＴＦ−Ｎ（ｂ）が時刻記憶レジスタＴ
　Ｆ　Ｒにセットされ、今回のゼロクロス時刻データｔ
が有効となった前回のゼロクロス時刻データＴＦとして
セ・ノドされ、波形ナンバーカウンタＨＮ　Ｃが０にク
リアされ、レジスタ５ＴＥＰの値が４．に更新され、ノ
ートオンフラグＯＮＦが２（発音状態）にセットされ、
定数ＴＴＵがＯ（最低ＭＩＮ）にセノｉ−され、定数Ｔ
’ｒＷが最高ＭΔＸにセントされ、リラティブオフチエ
ツクのための前回の振幅値ＡＭＲＬＩが０にクリアされ
る。これらの各パラメータについては、５ＴＥＰ４で後
述する。
（周期不適切の場合の動作） ｎｉｉ記第２５図の３３／ｉにおいて、前回周期データ
゛ｒｌ）（ｂ）が検出された場合、このピッチ周期は、
対応する弦を最高音フレットで演奏したときの周期より
大きい値を有し、その弦の開放弦周期より小さい値を有
するはずである。
そこで、周波数上限Ｔ　ｌ−Ｉ　Ｌ　Ｉ　Ｍという定数
として、現在処理をしている弦の最高音フレットで定ま
る音高の２〜３半音上の音高周期を設定し、周波数下限
ＴＴＩ、ＩＭという定数として、同じ弦の開放弦状態で
定まる音高の５半音程度下の音高周期を設定し、第２５
図の３３６、Ｓ３７において、Ｓ３４で求まった前回周
期データＴＰ　（ｂ）がＴＨＬＩＭより大きく、かつ、
ＴＴＬＩＭより小さいか否かが’ｔｌｌ定される。そし
て、上記′１ｊ１定結果が共にＹＥＳであれば、Ｓ３９
に進んで前記した周期判定処理を行う。
ここで３３６、Ｓ３７の判定結果がＮＯの場合、３３４
で抽出された前回周期データＴＰ　（ｂ）は適切な値で
ないことになる。従って、このような場合は、３３６又
はＳ３７から第２１図のメインルーチンのＭ２の処理に
戻り５ＴＥＰ３を繰り返す。
次に、第２５図の３３９において、Ｓ３４で求まった前
回周期データＴＰ　（ｂ）と、これと異極性の前回周期
データＴＰ　（ｂ）とが離れた値である場合には、倍音
等を抽出してしまって正確なピッチ周期の抽出を誤った
可能性が高く、ピッチ周期が安定に抽出されていないこ
とになる。従って、このような場合は、Ｓ３９の判定結
果がＮｏとなり、第２１図のメインルーチンのＭ２の処
理に戻りＳ’ｒＥＰ３を繰り返す。
ここで、上記動作により５ＴＥＰ３を繰り返す場合、通
常の波形においては、第２１図のＭ２、Ｍ３を介して新
たに検出されるピークは、その極性が交互に切り替わっ
てｂの値がＯと１で交互に反転し、また、第２５図の３
３３においてフラグＭＴの値が交互に変更され、同しく
Ｓ３４におい′ζＴＰ　（ｂ）が新たに演算され、ＴＦ
Ｎ　（ｂ）の内容も書き替えられる。従って、Ｓ３６、
Ｓ３７の判定は、最も新しく求まったピッチ周期に対し
て行われ、更に、Ｓ３９における判定は、最も新しく求
まったピッチ周期と、その１つ前（約半周期前）の異極
性側のピッチ周期とに対して行われ、ピッチ周期が安定
に抽出できた時点で前記ピッチ変更の処理へ移行するこ
とになる。
また、その都度、第２５図の３３２において、前回のピ
ーク植入ＭＰ　（ｂ）が、新しく検出された今回ピーク
値Ｃに対応するように更新される。
−（ノイズ除去処理の動作） 第２５図の３３１の処理は、波形の立ち上がり部分にノ
イズが発生した場合に対処するための処理である。今、
例えば第３０図に示すように、５ＴＩＥＰＯ１１，２に
おいてノイズによるビークＪ’Ｊ％　ｂ　０％　ａ　＋
等が検出されてしまった場合、これらのノイズの周期を
検出して発音開始を階示すると、全くおかしな楽音を発
音してしまう。
そごで、第２５図の３３１においては、連続するピーク
値が大きく変化した場合には、ノイズが発生していると
判断して異常検知フラグＸを１にセントし、Ｓ３５にお
いてＮＯの判定をさせることにより、ノイズ部分に基づ
いてノートオンしないようにしている。
具体的には、今回ピーク値Ｃをｌ／８した値が、それと
同符号の前回ピーク値ＡＭＰ　（ｂ）より小さければ正
常であると判断してＸ−０とし、そうでなければＸ＝１
とする。そして、Ｓ３５においてＸ−０でないと判定さ
れた場合には、第２１図のメインルーチンのＭ２の処理
に戻り５ＴＥＰ３を繰り返す。この場合、第２５図の３
３２において前回ピーク植入ＭＰ　（ｂ）が順次更新さ
れるため、Ｓ３１における処理は、最も新しく検出され
たピーク値とその直前の同符号のピーク値とに対して行
われ、連続するピーク値が大きく変化しなくなった時点
で前記ピッチ変更の処理へ移行することになる。第３０
図の例では、ｔ−ｔｓ、ｔ＝Ｌ４共に３３１でＸ＝１と
なってまうためピッチ変更せず、ｔ＝ｔ　５において初
めて正常なピークが人力したと判断されるためＸ−０と
なり、【−ｔｓでピッチ変更する。そして、この場合は
、連続するピッチ周期ＴＰ　（ｂ）とＴＰ　（ｂ）は正
常な値となっている。
（ダブり処理の動作） 第２５図の３３０の判定処理は、ダブり処理のための判
定である。今、第２７図のような正常な波形Ｄ１が入力
している場合には、ｔ＝ｔ　：ｌにおける今回正負フラ
グｂ＝１は、フラグＭＴ＝Ｏと一致せず、前記したよう
に３３１へ進む。
ところが、前記ｒＳＴＥＰ　１の処理動作」又はｒＳＴ
ＥＰ２の処理動作」の「ダブり処理の動作」の項の説明
において述べたのと同様に、波形がダブった場合、第２
５図の３３０の判定結果はＮＯとなる。
そして、ダブったピークのピーク値Ｃの方が、それと同
符号の直前のピーク値ＡＭＰ　（ｂ）より小さい場合は
、第２５図の８３０３の判定結果がＮＯとなることによ
りそのダブったピークを無視し、第２１図のＭ２の処理
に戻った後５ＴＥＰ３を繰り返す。これは、第２９Ａ図
の場合等と同様の考え方による。
これに対して、ダブったピークのピーク値Ｃの方が大き
かった場合は、５３０３の判定結果はＹＥＳとなり、５
３０４の処理へ進む。そして、５３０４では直前のピー
クの方を無視して、ＡＭＰ（ｂ）の内容を今回のピーク
値Ｃに設定し直し、第２１図のＭ２に戻って５ＴＥＰ３
を繰り返す。
これは、第２９Ｂ図の場合等と同様の考え方による。
以上の処理の後、正常なピークが入力することにより、
Ｓ３０の判定結果がＹＥＳとなり、更に、Ｓ３５、Ｓ３
６、Ｓ３７及びＳ３９等の各判定結果がＹＥＳとなるこ
とにより、前記ピッチ変更の処理が行われ、楽音の音高
が変更されることになる。
以上に示したように５ＴＥＰ３においては、弦１０５　
（第１図）をピンキングすることによりデジタル波形信
号Ｄ１が振動を始めた場合、その立ぢ上がり部分におい
ては弦振動が不安定でピッチ周期が乱れることがあるた
め、ピッチ周期が安定に抽出される条件を判定した後に
第１回目のピッチ変更を行う。これにより、前記５ＴＥ
ＰＯでノートオンした音高を弦振動の真のピッチ周期に
対応するように変更することができる。
（ＳＴＥＰ４の処理動作） 次に、第２６図は、第２１図のメインルーチンのＭ９と
して示すステップ４　　（ＳＴＥＰ４）の処理の動作フ
ローチャートである。この処理においては、ピッチ抽出
・変更処理、リラティブオン・リラティブオフの処理、
ピッチ周期不通時の処理、及びダブり処理等を行う。こ
こで、ピッチ抽出・変更処理においては、ピッチ抽出の
みを行うルート■、実際にピッチ変更を行うルート■が
あり、通常は新たなピークが入力する毎に交互に繰り返
す。
なお、Ｓ′ＦＥＰ４でのピッチ変更処理は、ＳＴＥＰ３
の振動の立ち上がり時に刀する処理とは多少異なり、発
音開始後演奏者がヂョーートング操作（フィンガーボー
ド１０４　（第１ｔ２１）上で弦１０５　（第１図）を
押えなからネック１０２の短手方向にずらす操作）を行
うか、又はトレモＩ’ｌｌアーム１１１　（第１図）を
操作すること等により、ピッキングされた弦１０５　（
第１図）の張力を変化させたような場合、デジタル波形
信号ＤＩのピッチ周期が変化するため、それに対応して
リアルタイムで音高を変更できるようにするためになさ
れる。
（ピッチ抽出処理（ルート■）の動作）まず、Ｓ４０．
５４１、Ｓ４２、Ｓ６３〜Ｓ６７に示すルート■につい
て説明する。３４０において、波形ナンバーカウンタＨ
Ｎ　Ｃ＞　３が判断され、ＹＥＳの場合にはＳ４１に進
む。Ｓ／１１では、リラティブオンしきい値ＴＲＬＲＬ
＜（今回ピーク値Ｃ−同じ符号の前回のピーク植入ＭＰ
　（ｂ））かどうかが判断が行われ、Ｎｏの場合にはＳ
４２に進む（ＹＥＳの場合は後述する）。
Ｓ４２では今回正負フラグｂ＝フラグＭＴつまりピノ−
Ｊ”　Ｉｔ−更（則かどうかが刊１折され、ＹＥＳの場
合にはＳ４Ｊに進む。
ところで、初期状態では、前記波形ナンバーカラ７　’
）　ＩＩ　Ｎ　ＣＣ！　０−（：ある（第２５図（７）
Ｓ３０１参ｊｊＱ）　ＯＪ）テ、Ｓ４０で４．ｔＮＯの
判断をしてＳ４２へ進む。そして、例えば第２７図のよ
うな波形人力のｌ場合は、Ｌ＝Ｌ　ａにおいてｂ＝Ｑで
ＭＴ＝１（第２５図のＳ　Ｔ　Ｅ　Ｐ　３のＳ３３で書
き替えられている）であるから、Ｓ４２から３６３へ進
む。
Ｓ６３においては、同し極性のピークが続けて入力され
てきているか（ダブりであるか）、否かチエツクするた
めに、レジスタＲＩＶ−１かどうかが判断され、ＹＥＳ
の場合（ピークがダブった場合）には５６８に進んでダ
ブり処理を行い（後述する）、また、ＮＯの場合（ダブ
りでない場合）にはＳ６４に進み、ここで以下の処理が
行われる。
即ち、Ｓ６４では今回ピーク値Ｃが前回のピーク植入Ｍ
Ｐ　　（ｂ）に入力され、リラティブオフ処理（後述す
る）のために前回の振’Ｋ　（ｉ＋￥ＡＭＲＬＩが前々
回の振幅値ＡＭＲＬ２に入力される。なお、始めは八Ｍ
ＲＬＩの内容は０である（第２５図の５ＴＥＰ３の５３
０１参照）。
更に、Ｓ６４において、異符号の前回のピーク値ＡＭＰ
　（ｂ）と今回ピーク値Ｃのうらいずれか大きい値が前
回振幅値ＡＭＲＬＩに入力される。
つまり、周期の中で２つある正、負のピーク値について
大きい値のピーク値が振幅値ＡＭＲＬＩにセントされる
。
そして、Ｓ６５で波形ナンバンーカウンクＨＮＣ＞８か
どうかが判断され、ここで波形ナンバーカウンタ（ピッ
チ変更側でないゼロクロスカウンタ）ＨＮＣが＋１され
、カンウドアップされる。
従って、波形ナンバーカウンタＨＮ　Ｃは、上限が９と
なる。そして、Ｓ６５もしくはＳ６６の処理の後Ｓ６７
へ進行する。
Ｓ６７では、レジスタＲＩＶを１とし、今回のゼロクロ
ス時刻ｔから時刻記憶レジスタＴＦＲの内容を引算して
、周期レジスタＴＴＲへ入力する。
この周期レジスタＴＴＲは、第２７図の例では周期情報
ＴＴＲ＝ｔ　　ＴＦＲ＝ｔａ　　ｔ２を示す。
そして、今回のゼロクロス時刻（は、時刻記憶レジスタ
Ｔ　Ｆ　Ｒヘセーブされ、この後、第２１図のメインル
ーチンのＭ２の処理に戻る。
以上述べたようにルート■は、第２７図の例によれば以
下のような処理がなされる。即ち、ＭＴ＝１　＃ｂ、　
ＲＩ　Ｖ−０，八ＭＰ　（０）　←ｃ　＝　ｂ　２、Ａ
ＭＲＬ　２−ＡＭＲＬ　１　＝　ＯｌＡＭＲＬＩ−ｍａ
Ｘ（八ＭＰ　（１）　＝ａ　ｌ、ｃ＝ｂ　２　　（のい
ずれか大きい方））、１ｉＮｃ←（１（ＮＣ＋１）＝１
、ｌマＩＶ←１．Ｔ’ｒ”Ｒ←−（ｔ−ＴＦＲＩ　−（
ｔ−−Ｌ　２）　、ＴＦ　Ｒ−ｔ　＝　ｔ　ａとなる。
従って、周期レジスタＴＴＲに前回の同極性のゼロクロ
ス点ｔ＝ｔ２　（ＳＴ巳Ｐ２−３の変化時点）から今回
のゼロクロス点１＝１４までの時刻情報の差つまり、周
期情報が求まったことになる。そして、第２１図のメイ
ンルーチンのＭ２の処理へ戻り、次のピークが入力する
のを待つ。
（ピッチ変更処理（ルート■）９蛎良し次に、３４０〜
Ｓ６２に示すル〜ｉ−■へ進んだ場合の説明を行なう。
いま、波形ナンバーカウンタ１１　Ｎ　Ｃ＝　１なので
（Ｓ６６参照）、Ｓ４０からＳ４２へ進む（Ｓ４０につ
いては後述する）。
Ｓ４２では、例えば第２７図のような場合、ＭＴ＝１、
ｂ＝１なのでＹＥＳとなり、Ｓ４３へ進む。
Ｓ４３では、レジスタＲＩＶ＝１かどうかが判断される
。既にルート■において、レジスタＲＩＶは１とされて
いる（Ｓ６７参照）ので、Ｓ４３の判断はＹＥＳとなり
、Ｓ４４へ進む。なお、Ｓ４３の判定結果がＮＯとなる
場合のダブり処理については後述する。
Ｓ４４では、レジスタ５ＴＥＰ＝４かどうかが判断され
、ＹＥＳの場合にはＳ４５に進む（Ｎ。
の場合については後述する）。Ｓ４５では、今回ピーク
値Ｃ＜６０８（Ｈは１６進法表現を示す）かどうかが判
断され、値の大きなピーク値が入力した場合は、この判
定結果はＮＯとなり、Ｓ４７に進む。これに対して、値
が６０Ｈより小さい場合は、ＹＥＳとなり３４６に進む
。
３４６では、前々回の振幅値（ピーク値）ＡＭＲＬ　２
−前回の振幅値（ピーク値）ＡＭＲＬＩ≦（１／３２）
Ｘ前々回の１辰幅値（ピーク値）ＡＭＲＬ２かどうかが
判断され、ＹＥＳの場合にはＳ４７に進み、リラティブ
オフカウンクＦＯＦＲがＯにセソｌされる。ＮＯの場合
には、Ｓ７４に進みリラティブオフの処理が行われる。
このリラティブオフの処理については後述する。
３４８では周期計算がおこなわれる。具体的には（今回
のゼロクロス時刻む一前回のゼロクロス時刻データＴＦ
）が今回の周期情報１１としてレジスタＴＯＴＯにセッ
トされる。そして、Ｓ４９に進む。
Ｓ４９では、今回の周期情報１１＞周波数上限ＴＨＬＩ
Ｍ（発音開始後の上限）かどうかが判断され、ＹＥＳの
場合にはＳ５０に進む（Ｎｏの場合は後述する）。Ｓ４
９の周波数上限ＴＨＬＩＭは、第２５図の５ＴＥＰ３の
Ｓ３６で使用した周波数の許容範囲の上限（従って周期
として最小で、最高音フレットの２〜３半音上の音高周
期に相当する）と同一のものである。
次に、Ｓ５０では以下の処理が行われる。即ち、レジス
タＲＩＶをＯにし、今回のゼロクロス時刻むが前回のゼ
ロクロス時刻データＴＦとして入力され、また前回のピ
ーク値ＡＭＰ　（ｂ）が前々回ピーク値ｅに入力され、
さらに今回ピーク値Ｃが前回のピーク値ＡＭＰ　（ｂ）
に入力される。
そして、Ｓ５０の処理の後Ｓ５１に進み、Ｓ５１では、
周波数下限ＴＬＬＩＭ＞今回の周期情報１１かどうかが
判断され、ＹＥＳの場合即ち今回の周期がノートオン中
のピッチ抽出音域下限以下になった場合にはＳ５２に進
む。この場合、周波数下限ＴＬＬ　ＩＭは、例えば、開
放弦音階の１オクターブ下にセットされる。つまり、第
２５図の５ＴＥＰ３の周波数下限ＴＴＬＴＭ（Ｓ３７参
照）に比較して、許容範囲を広くしている。このように
することで、前記チョーキング操作又はトレモロアーム
１１１　（第１図）の深作などによる周波数変更に対応
し得るようになる。
上記動作により、周波数の上限、下限について許容範囲
に入る場合についてのみＳ５２まで進み、そうでない場
合はＳ４９、Ｓ５１より第２１図のメインルーチンのＭ
２の処理に戻って次のピークの入力を待つ。
次に、Ｓ５２では周期データＴＴＰが前々回抽出された
周期データｈに入力され、また、今回の周期情報ＬＬが
前回抽出された周期データＴＴ））に入力される。
そして、Ｓ５３で今回ピーク値Ｃがベロシティ■巳りに
書込まれ、Ｓ５４に進む。
Ｓ５４では、ノーチェンジレヘルＮＣＨＬＶ＞（前々回
ピーク値ｅ−今回ピーク値Ｃ）かどうかのｔｑ断が行わ
れ、”ｙ’　Ｂ　Ｓの場合にはＳ５５に進む。
即ち、前回の同極性のピーク値（ｅ＝ＡＭＰ　（ｂ）と
今回のピーク値Ｃとが大きく変化している場合は、その
差がＮ　ＣＨＬ　Ｖを越えることになり、そのようなと
きに、抽出された周期情報に基づきピッチ変更を行なう
と、不自然な音高変化を呈することになる可能性が高い
。そこで、Ｓ５４でＮＯの判断がなされると、３５５以
降の処理をすることなく、第２１図のメインルーチンの
Ｍ２の処理へ戻り、次のピークの入力を待つ。
次に、Ｓ５４でＹＥＳの場合は、リラティブオフカウン
タＦ　ＯＦＲ＝　Ｏか否かが判断される。後述するりラ
ティブオフ処理を行っているときは、リラティブオフカ
ウンタＦＯＦＲは０でなくなっており、そのような場合
はピッチ変更（Ｓ６１を参照）の処理を行なうことなく
、Ｓ５５でＮｏの判断をして第２１図のメインルーチン
のＭ２の処理ヘリターンする。そして、Ｓ５５にて、Ｙ
ＥＳの判断をしたときは、Ｓ５６．３５７へと順次進む
。
Ｓ５６、Ｓ５７では２波３値一致条件が判断される。Ｓ
５６では今回の周期情９１　ｔ　ｔ　ｘ　’ｌ　　＞　
１今回の周期情報１１−前々回周期データｈ１が判断さ
れ、ＹＥＳの場合にはＳ５７に進み、またＳ５７では今
回の周期情報ｔｔｘ２　　＞１今回の周期情報１１−周
期レジスタＴＴＲの内容Ｉが判断され、ＹＥＳの場合に
は３５８に進む。即ち、Ｓ５６では、第２７図の例の場
合、今回の周期情報Ｌｔ＝ｔ５　ｔコ　（８４８参照）
が、前回の周期ターンｈ＝ＴＴＰ＝　Ｌ　３　　ｔ　１
　（Ｓ５２参照）の値とほぼ一致するか否かを判断し、
Ｓ５７では、今回の周期情報Ｌ　Ｌ　＝　ｔ　５−　ｔ
　３が、それに重なる周期１゛Ｔ１で−ｔａ−ｔ２　（
Ｓ６７参照）とほぼ一致するか否かを判断する。なお、
その限界範囲は、２　・【ｔとして、周期情報に依存し
てその値が変わるようになっている。勿論、これは固定
の値としてもよいが、本実施例採用技術の方が良好な結
果を得ることができる。
次の３５８では、今回の周期情報１１＞定数ＴＴＵかど
うかが判断され、ＹＥＳならばＳ５９へ進み、ここで今
回の周期情報１１＜定数ＴＴＷかどうかが判断され、Ｙ
ＥＳならばＳ６０へ進む。
なお、３５８、Ｓ５９でＮＯと判定される場合について
は後述する。
Ｓ６０では、レジスタ５ＴＥＰ＝４であるのかどうかの
判断が行われ、ＹＥＳの場合にはＳ６１に進む。
Ｓ６１では、第３図のＭＣＰ３０１から楽音発生回路３
０５ヘピッチ変更が行われ、Ｓ６２に進む。即ち、第３
図のＭＣＰ３０１が今回の周期情１１ｔｔを楽音発生回
路３０５に出力することによリピノチ変更が行われ、前
記チョーキング操作又はｌ・レモロアーム１１１　（、
第１図）の操作などによる周波数変更に対応して、現在
発音されている楽音の音高がリアルタイムで変更される
。
３６２では、今回の周期情報【【に対応して時定数チェ
ンジをする。即ち、ＭＣＰ３０１がバスＢｕｓを介して
第９図の時定数変換制御回路９０４内の時定数変換レジ
スタＣＨＴＲＲ（第１５図のレジスタ１５０１と同一）
に現在処理をしている弦の今回の周期情ｉ［Ｊｔｔをセ
ントする。これは前記「ピッチ抽出デジタル部の説明」
の項の時定数変換制御回路９０４の説明において述べた
ように、ＭＣＰ３０１が有効なピッチ周期を抽出した後
は、当該ピッチ周期時間部ち１１が経過した後に各弦対
応のしきい値信号が急速減衰するように設定して、各ピ
ッチ周期毎の最大・最小ピーク値のタイミングを正確に
抽出できるようにしたためである。
また、Ｓ６２では、定数ＴＴＵが（１７／３２）Ｘ今回
の周期情報１１に書替えられ、さらに定数ＴＴＷが（３
１／ｌ　６）Ｘ今回の周期情報１１に書き替えられる。
更に、後述するように、リラティブオフの処理がなされ
たときに限り、５ＴＥＰ＝５となるが、そのときはＳ６
０から３６２に直接進み、Ｓ６１でピッチ変更を行なう
ことなく、Ｓ６２で時定数チェンジを行なう。
そして、Ｓ６２の処理の終了で第２１図のメインルーチ
ンのＭ２の処理へ戻る。
以上述べたようにルート■では、第２７図の例では、次
の処理がなされる。即ち、ＨＮ　Ｃ＝　１、ＭＴ＝１＝
ｂ、ＲＩＶ＝１と判定され、ＦＯＦＲ・−０、ｔｔ　　
ｔ−ＴＦ＝ｔ！１−Ｌ３、ＲＩＶ・−０、Ｔ　Ｆ←Ｌ　
＝　ｔ　５、ｅ←ＡＭＰ　（１）　−ａ　＋　、ＡＭＰ
（１）　　ｃ＝ａ２、ｈ−ＴＴＰ＝ＴＰ　（１）　−Ｌ
３ｔｌ、ＴＴＰｔｔ−ｔａ−ｔ３、ＶＥＬ−Ｃ＝　ａ　
２となり、更に、 ■ＴＴＰ＃ＴＴＲ＃ｔ　ｔ。
■ＴＴＵ＜　Ｌ　Ｌ＜ＴＴＷ。
■へＭＰ　（０）　−ｃ＜ＮＣＨＬＶ の３条件の満足で、１１に従ったピッチ変更を行なう。
その後、ＴＴＵ−（１７／３２）　ｘ　ｔ　ｔ、ＴＴＷ
−（３１／１６）　Ｘ　ｔ　ｔの設定がなされる。
以上の動作によりルート■において、５ＴＥＰ３に続い
て楽音発生回路３０５（第３図）に対するピッチ変更が
行われ、続くゼロクロスインクラブド（次のピークの検
出）でルート■の処理、同様に、続くゼロクロスインク
ラブＩ・で、ルート■の処理が行われる。このようにし
て、ルート■では、単に周期を抽出（Ｓ６７を参照）し
、ルート■では実際のピッチ変更（Ｓ６１参照）、時定
数チェンジ処理（Ｓ６２参照）が行われることになる。
（リラティブオンの処理動作） 第２６図の５ＴＥＰ４におけるルート■の８６６で、波
形ナンバーカウンタＨＮ　Ｃが３を越えるようにカウン
トアンプされた後は、Ｓ４０においζＹＥＳの判断がな
され、次に３４１へ行き、リラティブオンの条件を検出
する。
これは、ｃ　−Ａ　Ｍ　Ｐ　（ｂ　）　＞　Ｔ　ＲＬ　
ＲＬであり、前回のピーク植入ＭＰ　（ｂ）に比べて今
回のピークｆｆｆ　ｃがしきい値ＴＲＬＲＬを越えて増
大したとき、つまり、これは弦１０５　（第１図）の操
作後に同じ弦１０５を再度ピンキングしたとき（トレモ
ロ奏法などによる）にこのようなことがおき、この場合
はＳ４１の判定結果がＹＥＳとなり、リラティブオンの
処理をずべくＳ４１からＳ７８へ進む。
３７８では、時定数変換制御回路９０４　（第９図）の
時定数変換レジスタＣＨＴＲＲ（第１５図１５０１と同
一）へ最高音フレット（例えば２２フレソ）・）の周期
ＣＨＴＩＭをセントする。
上記処理の後、第２２図の５ＴＥＰＯのＳＯ６へ進み、
当該発音中の楽音をノートオフした後、再発音を開始す
る。なお、通常の演奏操作によれば、第２６図の５ＴＥ
Ｐ４のＳ４１ではＮｏの判断がなされ、Ｓ４２へ進み、
上述したルート■もしくはルート■へ進む。
（リラティブオフの処理動作） 次に、第３１図を参照して、リラティブオフ処理を説明
する。リラティブオフとは、フレノＩ−渫作をしている
状態から、ピンキングをしないで開放弦状態へ移行する
操作にともない消音動作を行うことをいう。
この場合、波形の振幅レベルは急激に落ちてきて、前々
回の波高値（ピーク値）ＡＭＲＬ２と前回の波高値（ピ
ーク値）ＡＭＲＬＩとの差が（１／３２）・ＡＭＲＬ２
を越えるようになり、第２６図の５ＴＥＰ４のＳ４６か
ら３７４へ進む。
そして、リラティブオフカウンタＦＯＦＲが定数ＲＯＦ
ＣＴを越えるまでカウントアツプするように３７４から
３７５へ進む。
続けて、Ｓ７５からＳ４８へ行きＳ４９〜Ｓ５５の処理
を行なうが、ＦＯＦＲ＝０でないので、Ｓ５５の判定結
果はＮｏとなり、リラティブオフ処理に入る直前ではピ
ッチ変更を行なうことなく第２１図のメインルーチンの
Ｍ２の処理へ戻る。
そして、リラティブオフ時のピークが次々に入力し、Ｓ
７４でＮＯと判断すると、つまり第３１図の例では、Ｆ
ＯＦＲの値が３となったとき（ＲＯＦＣＴは２である）
、Ｓ７４から３７６へ移行する。
ただし、Ｓ４６の判断でＹＥＳの判断が一度でもあると
、Ｓ４６から３４７へ進み、ＦＯＦＲをリセットするよ
うに動作する。従って、ＲＯＦ’ＣＴで指定される回数
だけ続けてＳ４６の条件を満足しなければ、リラティブ
オフの処理はなされない。なお、ＲＯＦＣＴの値は、音
高が高い弦について大きな値としておけば、はぼ一定の
時間経過で、いずれの弦についてもリラティブオフ処理
ができる。
次に、Ｓ７４から３７６へ行くと、リラティブオフカウ
ンタＦＯＦＲをリセットし、レジスタ５ＴＥＰを５とし
、Ｓ７７へ進んで楽音発生回路３０５　（第３図）に対
しノートオフを指示する。
この５ＴＥＰが５の状態では、ピッチ抽出処理を５ＴＥ
Ｐ４の時と同様に実行するが、３６０から５６１を介す
ることな（Ｓ６２へ進むので、楽音発生回路３０５に対
しては、ピッチ変更は指示されない。ただし、Ｓ６２に
おいて抽出した周期に従って前記時定数チェンジ処理を
行なう。
そして、５ＴＥＰが５の状態では、リラティブオンの処
理を受付けるが（Ｓ４１．３７８）、それ以外の場合で
は、第２１図のメインルーチンの中で、振動レベルが減
少してきたことが検知されることによりＭ１４で５ＴＥ
ＰがＯとなり、初期状態にもどる。
なお、Ｓ４６で使用するＡＭＲＬＩ、ＡＭＲＬ２はＳ６
４で作られており、１周期の中でレベルが大きい方のピ
ーク（最大ピークと最小ピークとのうちのいずれか一方
）がこの値とされ、第３１図の最大ピークａｋが最大ピ
ークｂｋ−１より必ず大である場合であって、ａｎ＋ｌ
とａｎ＋’ｌ、ａｎ＋２とａｎ＋３、ａｎ＋３とａｎ＋
４の差がいずれも所定値を越えるようになっている。
また、このときルート■の処理においては、最小ピーク
ｂｎ＋ｌ、ｂｎ＋２、ｂｎ＋３が極端に減少し′ζきて
いるので、Ｓ５４でＮｏの判断が成されて、第２１図の
メインルーチンのＭ２の処理へ戻り、ピッチ変更処理は
なされない。
（ピッチ周期不適切時の処理動作） 次に、ピッチ周期が不適切な場合、即ち、ピッチ抽出し
ている際に、３５８又はＳ５９でオクターブ関係にある
倍音、つまりオクターブ高い周期やオクターブ低い周期
が続けて検出されたときの処理について説明を行う。
今、第２６図の５ＴＥＰ４のＳ５８の定数ＴＴＵは、第
２５図の５ＴＥＰ３の５３０１にて最小の値Ｏとされ、
定数ＴＴＷは同様に最大の値ＭＡＸとされており、はじ
めてこのフローを通るときは必ず３５８、Ｓ５９でＹＥ
Ｓの判断がなされるが、その後はＳ６２において、定数
ＴＴＵには、（１７／３２）ｔｔ　　（はぼｌオクター
ブ高音の周期情報）がセントされ、定数ＴＴＷには同様
に８６２にて（３１／１６）ｔｔ　　（はぼｌオクター
ブ低音の周期情報）がセットされる。
従って、急激にオクターブアンプする場合（これは、振
動弦を指で振動を止めるようにミュート操作したときな
どに生ずる）、又はオクターブダウンする場合（これは
波形のピークを取り逃した時などに起る）が発生したと
きは、ピッチ変更をすると、不自然となるので、ピッチ
変更をしないように分岐する。
即ち、Ｓ５８では１１がＴＴＵを越えなかったとき、つ
まり、前回抽出した周期の１７／３２倍した値ＴＴｔＪ
より小になったとき、Ｓ７６へ進む。
つまり、オクターブ高い音が抽出されたときは、ミュー
ト操作をした場合とみなし、オクターブ高い音を出力す
ることな（，３５Ｂから３７６へ行き、前記リラティブ
オフ時間様Ｓ７６、Ｓ７７の処理によって当該音の発音
を停止する。
また、Ｓ５９では、１１がＴＴＷ）ｆ−越えなかったと
き、つまり前回抽出した周期の３１／１６倍した値ＴＴ
Ｗより大となったとき、Ｓ６０へ進むことなく、第２１
図のメインルーチンのＭ２の処理へ戻る。
この状態は第３２図に示されている。通常ノートオフ近
辺の非常に波形が小さい場合は、他のピッキングによっ
てヘキサピックアンプ１１Ｏ（第１図）のクロストーク
やボディの共振によって波形が乗って（る。すると、例
えば、第３２図のような入力波形となり、１オクターブ
下の入力波形が続けて検出されてしまうことがある。
このような場合、何等処理を施さないと、急にオクター
ブ下の音を出力してしまい、極めて不自然となる。その
ために、Ｓ５６．３５７でＴａｎ＋２＃Ｔａｎ＋３＃Ｔ
ｂｎ＋２が検出されても、Ｔａｎ＋３＞Ｔａｎ＋ＩＸ　
（３１／１６）となるので、ピッチ変更することな（、
Ｓ５９から第２１図のメインルーチンのＭ２の処理へ戻
る。
−（ダブり処理の動作） 次に、波形がダブって抽出される場合、即ち、同じ極性
のピークが続けて検出される場合の処理について説明を
行う。
まず、第２６図の５ＴＥＰ４のＳ４２の判定結果がＮｏ
となるルート■において、Ｓ６３でＹＥＳの場合は、３
６８に進みダブり処理が行われる。
即ち、Ｓ６３でＹＥＳの場合は３６８に進み、今回ピー
ク値Ｃ〉同じ符号の前回のピーク植入ＭＰ　（ｂ）かど
うかが判断され、ＹＥＳの場合はＳ６９に進む。
Ｓ６９では、今回ピーク値Ｃに前回のピーク値ＡＭＰ　
（ｂ）が書き替えられ、Ｓ７０に進む。
Ｓ７０では今回ピーク値Ｃ〉前回の振幅値（ピーク値）
ＡＭＲＬＩかどうかが判断され、ＹＥＳの場合にはＳ７
１に進み、ここで今回ピーク値Ｃが前回の振幅値（ピー
ク値）ＡＭＲＬＩとされる。
もし、３６８でＮＯの判断がなされるとすぐに、第２１
図のメインルーチンのＭ２の処理に戻る。
従って、新しい入力波形のピークが大である場合につい
てのみ、倍音のピークをひろっていないと考えられるの
で、新しい波形のピーク値が登録される。
また、Ｓ７０でＮｏのときと、Ｓ７１の処理の終了のと
きには、同様にメインルーチンへ戻る。
第３３図に、上記ダブり処理の例を示す。なお、この例
の場合はＭＴ＝０の状態を示している。−般に、基本波
周期と倍音成分の周期が非整数倍の関係にあるので、倍
音の位相がずれて行き、同じ極性のゼロクロスを検出を
してしまうことになり、そのために誤ったピッチ変更を
しないようにしないといけない。この図の例の場合、「
ダブリ」と示しているところで、ダブリの状態が生じて
いる。
このときは、Ｓ４２から３６３へ行き、ＹＥＳの判断を
して３６８へ行く。３６８では、この場合、（ａｎ＋２
）と（ａｎ＋３）との比較をしζ、（ａ　ｎ　＋　３）
が（ａ　ｎ　＋２）より大なときに限りＳ６９へ行き、
ＡＭＰ　（１）を書替える。そして、更に前回の振幅値
（ピーク値）ＡＭＲＬＩと今回の振幅情報（ピーク値Ｃ
）の比較を３７０で行って、もしＹＥＳならばＳ７１へ
進み、今回のピーク値Ｃを前回の振幅値（ピーク値）Ａ
ＭＲＬＩとする。
次に、第２６図の５ＴＥＰ４のＳ４２の判定結果がＹＥ
Ｓとなるルート■において、次の３４３でＮＯとなる場
合は、Ｓ７２に進み上記と同様にダブり処理が行われる
。
即ち、３４３でＮＯの場合はＳ７２に進み、今回ピーク
値Ｃ〉同じ符号の前回のピーク値ＡＭＰ（ｂ）かどうか
が判断され、ＹＥＳの場合はＳ７３に進み、今回ピーク
値Ｃに前回のピーク値ＡＭＰ　（ｂ）が書き替えられた
後、第２１図のメインルーチンのＭ２の処理へ戻る。
もし、Ｓ７２でＮＯの判断がなさるとすぐに、第２１図
のメインルーチンのＭ２の処理に戻る。
従って、この場合も、新しい入力波形のピークが大であ
る場合についてのみ、新しい波形のピーク値が登録され
る。
第３４図に、その例を示す。この例ではＭＴ＝１の状態
を示している。この場合、図のダブリと書いであるゼロ
クロス時の５ＴＥＰ４の処理では、Ｓ４２から３４３へ
行き、Ｓ４３ではＹＥＳの判断をしてＳ７２へ進む。こ
こで（ａｎ＋３）と（ａ　ｎ　＋　２）の大きさが比較
され、もしくａｎ＋３）が（ａｎ＋２）より大であれば
、Ｓ７２でＹＥＳの判断をし、ＡＭＰ　（１）に、（ａ
ｎ＋３）の値をセントし、もし逆の場合は同等変更処理
をしない。
ところで、上記のダブり処理の場合、抽出している時刻
データは同等使用しないので、周期情報’ｌ’　ａ　ｎ
　＋　３は何等変わらない。また、当然周期データに基
づくピッチ変更は行われない。
（第２の実施例の説明） 以上に示した実施例により、前記「本実施例による電子
弦楽器の概略動作」の項で説明したような特徴的な動作
が実現される。
上記の実施例においては、第１図のネック１０２内に第
２図に示したようなフレットスイッチ２０５が設けられ
、第３図のＭＣＰ３０１による楽音制御動作時における
第２２図の５ＴＥＰＯの５ｏｉｌのフレットスキャンの
処理においては、ＭＣＰ３０１はフレット番号検出部３
０２（第３図）にフレットスイッチ２０５の走査信号を
出力することにより、同検出部３０２内の特には図示し
ないデコーダ回路がどのフレットスイッチ２０５が押圧
されているかを表わすフレット番号を検出し、これによ
りＭＣＰ３０１は対応する音高でノートオンの処理（第
２２図５Ｏ１２）を行うごとかできる。
これに対して、第２の実施例では、上記フレットスイッ
チ２０５は設けず、第１図の各フレット１０３を導電性
部材で構成し、また、各弦１０５を電気抵抗を有する導
電性部材で構成して、各弦１０５に電流を流すことによ
りブリッジ１０７ｂ（第１図）から弦の押圧により接触
したフレット１０３までの弦１０５の有効弦長を、その
抵抗値に対応する電圧として検出することにより、上記
フレット番号を検出する。
（構　　成） 第３５図に第２の実施例の構成図を示す。
第１図に対応する各フレット１０３は導電部材で構成さ
れ、各々信号線３５２２により接地されている。
第１図に対応するブリッジ１０７ａ及び１０７ｂは絶縁
性部材で構成される。
第１図に対応する６本の弦１０５は電気抵抗を有する金
属線で構成され（同図では模式的に抵抗のように示しで
ある）、ブリッジ１０７ａ側は信号線３５２２により接
地されてる。また、ブリッジ１０７ｂ側は各々有効弦長
検出部３５０１内のトランジスタ３５０２〜３５０５の
各コレクタ側に接続される。
有効弦長検出部３５０１は第３図のフレンド番号検出部
３０２に対応し、上記トランジスタ３５０２〜３５０５
の各エミッタ側には電流供給回路３５０７から定電流Ｉ
が流される。また、各ベース側には第３図のＭＣＰ３０
１から特には図示しない制御線を介して制御パルスＣ１
〜Ｃ６が印加される。
トランジスタ３５０２〜３５０５のコレクタ側の各電圧
値ｖ１〜■６は、ゲート３５０８〜３５１３を介してＡ
／Ｄ変換機３５２０に選択的に入力してデジタル値に変
換され、有効弦長データ３５２１として第３図のＭＣＰ
３０１に出力される。
ゲート３５０８〜３５１３は、各々インパーク３５１４
〜３５１９を介して入力する前記制御パルスＣ１−Ｃ６
によって開閉制御される。
なお、第２図及び第３図のフレット番号検出部３０２以
外の、第１図、第３図、第４図〜第３４図のその他の図
面は本実施例にそのまま通用される。
（動　　作） 上記構成の第３５図の第２の実施例の動作につき以下に
説明を行う。
今、第３図のＭＣＰ３０１における楽音制御動作におい
て、第２２図の５ＴＥＰＯの５０１１のフレットスキャ
ンの処理になると、ＭＣＰ３０１から第３５図の有効弦
長検出部３５０１に対して、第３６図に示すようなロー
アクティブの制御パルスＣ１〜Ｃ６（通常はハイレベル
である）が、例えば所定の時間間隔Ｔで出力される。
そして、制御パルスＣ１がローレベルになると、第３５
図のトランジスタ３５０２がオンとなっ”で、第１弦１
０５に電流供給回路３５０７から制御パルスＣ１と同じ
タイミングで定電流１　　（Ａ）が流れる。
ここで、ブリッジ１０７ａから１０７ｂまでの弦１０５
の抵抗値をＲとし、第１２番目のフレット１０３が弦１
０５の長さを２等分するとし、演奏者が現在ｎ番目のフ
レソｌ−１０３’を押圧しているとすれば、電流Ｉが第
１弦に流れたときのトランジスタ３５０２のコレクタ側
の電圧値ｖ１（ボルト）は、 ｖ　１　＝Ｒ−１／　＜”Ｊ’５：　＞’　　　　−−
・（７１となる。そして、この電圧値ｖｌはブリッジ１
０７からフレソ）１０３’までの有効弦長！に比例する
。
上記動作と同時に、インバータ３５１４の出力がハイレ
ベルとなってゲート３５０８がオンになる。これにより
、上記電圧値■１がＡ／Ｄ変１ｊｊＡ器３５２０でデジ
タル値に変換され、有効弦長データ３５２１として第３
図のＭＣＰ３０１に出力する。
一方、ＭＣＰ３０１では例えば特には図示しないメモリ
に、第１弦の各フレット１０３に対応する有効弦長デー
タ３５２１　　（電圧値）と音高データをテーブルとし
て記↑、０させておき、上記有効弦長データ３５２１で
このテーブルをひくことによリ、対応する音高データを
生成することができる。
そして、この音高データに基づいて第２２図の８０１２
におけるノートオン処理を行う。
上記動作は、第３６図の制御パルス０２〜Ｃ６がローア
クティブになった場合も全く同様であり、第２弦〜第３
弦に対応するトランジスタ３５０３〜３５０６がオンに
なり、また、インバータ３５１５〜３５１９を介して入
力する制御パルスＣ２〜Ｃ６によってオンとなるゲート
３５０９〜３５１３を介して、各電圧値ｖ２〜ｖ６がＡ
／Ｄ変換器３５２０で選択的にデジタル値に変換され、
有効弦長データ３４２１としてＭＣＰ３０１に読み込ま
れ、ノートオン処理される。
なお、電流供給回路３５０７から流す定電流■は数アン
ペア程度がよいが、電力消費量を少なくするため、第３
６図の各制御パルス幅Δｔは第３５図のＡ／Ｄ変換器３
５２０の動作可能時間以上でなるべく短（設定し、例え
ば１０μｓｅｃ程度とする。
以上説明した第２の実施例により、現在どのフレット１
０３が押圧されているかを容易に知ることができる。本
実施例は、ネック１０２等に特別な機構は必要のないた
め、コストの低い電子弦楽器等を実現する上で特に有効
である。
（第３の実施例の説明） 次に、上記フレソ］・番号を検出するための第３の実施
例について説明を行う。本実施例では、弦に超音波を発
信し、押圧されているフレットで反射して戻ってくるま
での往復時間を検出することによりフレット番号を検出
する。
（構　　成） 第３７図に第３の実施例の構成図を示す。
同図において、第１図と同じ番号を付けたものは同し動
作をするものとする。本実施例では、６弦分のへキサピ
ックアップ１１０に平行に、６本の弦１０５に対して超
音波を発信し又は受信するための６個の圧電素子３７０
１が、各弦１０５を支持するように密着されている。
上記６個の圧電素子３７０１には、後述するフレット番
号検出部３０２内の送信部３８０２　（第３図及び第３
８図参照）からの高周波パルス３８１Ｏが人力するほか
、同素子３７０１の出力はアンプ３７０２で増幅された
後、ハイパスフィルタ（ＨＰＦ、以下同じ）３７０３で
低周波分が除去され、超音波検出信号３７０４として後
述するフレット番号検出部３０２内の受信部３８０３　
（第３図及び第３８図）に出力される。
次に、第３７図は第３（又は後述する第４）の実施例に
おける第３のフレット番号検出部３０２の構成図である
。
パルス発生回路３８０１から出力される高周波パルスは
送信部３８０２を介し°ζ３８１Ｏとして第３７図の圧
電素子３７０１に出力される。
一方、上記高周波パルス３８１０又は第３７図の圧電素
子３７０１　　（又は後述する第４の実施例における３
９０１）からの超音波検出信号３７０４　（又は後述す
る第４の実施例における３　９０５）は受信部３８０３
に人力する。
受信部３８０３は、高周波パルス３８１０の出力タイミ
ングで出力パルス３８１２を立ち上げてゲート回路３８
０７をオンにし、超音波検出信号３７０４　　（又は３
９０５）の検出タイミングで出力パルス３８１２を立ち
下げてゲート回路３８０７をオフにする。これにより、
ゲート回路３７０７がオンの間クロック発振３３８０６
からのクロックＣＬＫがカウンタ３８０８をカウントア
ンプさせる。
また、立ち下がり微分回路３８０４は、出力パルス３８
１２の立ち下がりタイミングを検出して制御パルス３８
１３を出力し、ラッチ回路３８０９を動作させる。
上記制御パルス３８１３は遅延回路３８ｏ５で所定時間
遅延された後、カウンタ３８０８のリセフト端子Ｒ３Ｔ
に入力して同カウンタをリセフトする。
カウンタ３８０８の計数出力３８１４はラッチ３８０９
を介し′ζζデック換テーブル３８１５でフレット番号
に変換され、フレット番号データ３８１６として第３図
のＭＣＰ３０１へ出力される。
また、カウンタ３８０８からのオーバーフロー信号３８
１７は、受信部３８０３に入力し、受信動作を停止させ
る。
上記第３の実施例において、第３７図のアンプ３７０２
、ＨＰＦ３７０３、及び第３８図のフレンド番号検出部
３０２（第３図参照）は、圧電素子３７０１の６弦分の
出力に対応して６回路分あるが、以後は便宜上１回路分
のみ説明を行う。
また、上記以外の第１図〜第３４図の図面は本実施例に
そのまま適用される。
（動　　作） 上記構成の第３７図及び第３８図の第３の実施例の動作
につき説明を行う。
今、第３図のＭＣＰ３０１における楽音制御動作におい
て、第２２図の５ＴＥＰＯの５０１１のフレットスキャ
ンの処理になると、ＭＣＰ３０１から第３図のフレット
番号検出部３０２に動作命令が出力される。
これにより、第３８図の送信部３８０２は、パルス発生
回路３８０１からの高周波パルス３８１０を第３７図の
圧電素子３７０１に出力する。
ごれと同時に、受信部３８０３は高周波パルス３８１０
の出力タイミングを検出し、出力パルス３８１２を立ち
上げてゲート回路３８０７をオンにする。従って、クロ
ック発振器３８０６からのクロックＣＬＫがカウンタ３
８０８に入力し、カウンタ３８０８は計数を開始する。
また、上記高周波パルス３８１０により、第３７図の圧
電素子３７０１は弦１０５（現在制御中のいずれか１弦
）に数百Ｋ　ｆｉｚの周波数の超音波を発信する。
ここで、演奏者が現在いずれかのフレットｌＯ３を押圧
していれば、上記弦１０５上を伝搬する超音波は、当該
フレット１０３の部分で伝１１１１ｔ、できた方向に反
射される。
従って、超音波が第３７図の圧電素子３７０１から現在
押圧しているフレット１０３の位置までの弦１０５の長
さを往復する時間の後に、圧電素子３７０１において上
記反射された超音波が検出される。
この反射波の検出信号は、第３７図のアンプ３７０２で
増幅された後、ＨＰＦ３７０３において、演奏者が弦１
０５をピッキングしたことによる低周波の振動成分が除
去され、超音波検出信号３７０４として第３８図の受信
部３８０３に入力する。
これにより、受信部３８０３は出力パルス３８１２を立
ち下げてゲート回路３８０７をオフにする。従って、カ
ウンタ３８０８での計数動作が停止される。
そして、上記出力パルス３８１２の立ち下がりタイミン
グは、立ち下がり微分回路３８０４で制（詔パルス３８
１３として検出され、これによりラッチ回路３８０９が
動作する。従って、ラッチ回路３８０９には、前記停止
時のカウンタ３８０８の計数出力３８１４がラッチされ
る。
従って、上記計数出力３８１４は、第３７図の圧電素子
３７０１から超音波が発信され、それが現在押圧中のフ
レ７）１０３で反射して再びもどってくるまでの時間に
対応している。そしてこの時間は、押圧されているフレ
ット１０３の位置即ちフレット番号に対応して変化する
。
そこで、第３８図のデータ変換テーブル３８１５に各計
数出力に対応するフレット番号を予め記憶させておくこ
とにより、上記計数出力３８１４に対応するフレット番
号がデータ変換テーブル３８１５で検索され、フレット
番号データ３８１６として第３図のＭＣＰ３０１へ出力
される。
なお、上記ランチ回路３８０９の動作タイミングから少
し遅れて遅延回路３８０５の出力がカウンタ３８０８を
リセットすることにより、次のフレットスキャン動作が
可能な状態になる。
また、演奏者が第３７図のどのフレンド１０３も押圧し
ていない場合、カウンタ３８０８はオーバーフローをお
こすが、この場合はカウンタ３８０８からオーバーフロ
ー信号３８１７が受信部３８０３に出力されることによ
り、出力パルス３８１２が立ち下げられ前記と同様にカ
ウンタ３８０８が停止する。このとき、計数出力３８１
４は計数可能な最大値となついるが、この場合にはフレ
ンド番号データ３８１６として開放弦状態を示すデータ
を出力するようにしておく。
上記動作の後、第３図のＭＣＰ３０１は入力するフレッ
ト番号データ３８１６に対応する音高データを生成し、
これに基づいて第２２図の５ｏ１２におけるノートオン
処理を行う。
以上説明した第３の実施例により、第２の実施例と同様
に現在どのフレット１０３が押圧されているかを容易に
知ることができる。なお、本実施例では、演奏者が第３
７図の弦１０５をピッキングすることによる弦１辰動周
波数は、その振動周期が超音波の周波数に比較して十分
に低いため、第３７図のＨＰＦ３７０３により有効に除
去される。
そして上記弦振動は、第３７図のヘキサピックアップ１
１０の方で検出され、第３図のピッチ抽出アナログ部３
０３に入力することにより、既に説明したピッチ抽出処
理等がなされる。
以上の動作は、第３８図の回路を６回路分設けることに
より、６弦の各々に対応する圧電素子３７０１に対して
独立して制御を行うことができる。
また、６弦分を１つの回路で時分割処理によって制御す
るようにしてもよい。
−（第４の実ｈＬ　９１１　Ｃ（ハ）４匪し第３９図の
フレット番号を検出するための第４の実施例について説
明を行う。
（構　　成） 本実施例は、第３７図のヘキサピックアップ１１０と圧
電素子３７０１を、第３９図のように１つの圧電素子３
９０１で置き替えた構成を有する。
そして、圧電素子３９０１には、既に説明した第３図又
は第３８図のフレンド番号検出部３０２内の送信部３８
０２からの高周波パルス３８１０が入力するほか、同素
子３９０１の出力はアンプ３９０２で増幅された後、そ
の出力３９０４についてＨＰＦ３９０３で低周波成分が
ろ波され、超音波検出信号３９０５として第３図又は第
３８図のフレンド番号検出部３０２内の受信部３８０３
に出力される。同時にアンプ３９０２の出力３９０４は
、第３図のピッチ抽出アナログ＠ｌ３０３に入力し弦振
動の検出が行われる。
（動　　作） 上記構成の第３９図及び第３８図の第４の実施例の動作
につき説明を行う。
本実施例では、圧電素子３９０１に第３７図の第３の実
施例における圧電素子３７０１とへキザピノクアソプ１
１０の２つの働きを兼用させる。
そして、第３図又は第３８図のフレット番号検出部３０
２から第３９図の圧電素子３８０エヘ入力する高周波パ
ルス３８１Ｏ及び圧電素子３９０１からアンプ３９０２
、ＨＰ　Ｆ　３９０３を介してフレット番号検出部３０
２へ出力される超音波検出信号３９０５に関する動作は
前記第３の実施例の場合と全く同様である。
この場合、演奏者が第３９図の弦１０５をピンキングす
ることによる低周波数の弦振動も、圧電素子３９０１に
おいて同時に検出されるが、この成分はＨＰＦ３９０３
によって有効に除去されるため、第３８図のフレット番
号検出部３０２へ出力される超音波検出信号３９０５に
上記低周波成分が混入されてしまうのを防止することが
できる。
一方、上記弦振動の成分はアンプ３９０２の出力３９０
４を第３図又は第５図のピッチ抽出アナログ部３０３へ
入力させることにより検出できる。
この場合、上記出力３９０４　（各弦１０５に対応して
６出力である）は、第５図の入力端子５３４〜５３９を
介してＬ　Ｐ　Ｆ’５０１〜ＬＰＦ５０６に入力する。
従って、出力３９０４に混入している超音波を検出した
ことによる高周波成分が有効に除去され、第７図Ｗ１に
示したような低周波の波形信号のみを抽出することがで
き、既に説明したピッチ抽出処理等がなされる。
以上に示したように、本実施例では低周波数の弦振動を
検出する動作と、フレット番号検出のための超音波の送
受信動作を、１つの圧電素子３９０１で兼用することが
でき、構成を簡略化することができる。
〔発明の効果〕
本発明によれば、楽音の発音開始時の弦振動発生の検出
及び弦押圧情＋ｌＪ　（例えば、押圧されたフレット位
置）は、各々弦振動有無検出手段及び弦押圧情報検出手
段により、弦のピンキングに対して非常に早いタイミン
グで検出することができ、レスポンスの良好な楽音の発
音が可能となる。
そして、楽音の発音開始後のピッチ情報の検出及び音高
制御は、弦振動波形検出手段からの弦振動波形に基づい
て、ビ・ノチ抽出手段及び楽音？ｌｉｌ＋御手段がリア
ルタイムで行うため、弦振動に良（対応した楽音の音高
制御が可能となり、チョーキング操作又はトレモロアー
ムの操作等に基づく表現力に富んだ演奏効果を得ること
ができる。
ここで、弦振動波形をデジタル化し、そのデジタル波形
から有効なピーク値とその直後のゼロクロス時刻を順次
検出して、これらの情報に基づいて前記弦振動有無検出
手段及びピッチ抽出手段を動作させることにより、効率
の良い処理が可能となる。
そして、弦を複数段は各弦に対して時分割処理を行うこ
とにより、更に演奏効果を高めることができる。
上記動作において、弦押圧情報検出手段を、フレットス
イッチにより構成することにより、フレット位置と同時
に弦押圧情報即ち押圧されたフレット位置を検出できる
ため、楽音の発音開始時の制御を迅速に行うことが可能
となる。
また、弦押圧情報検出手段を、弦端から押圧されたフレ
ット位置までの抵抗値を検出して有効弦長を検出する手
段で構成することにより、フレットの部分の構造を変え
ることな（、フレット操作と同時に弦押圧情報を検出で
き、上記と同様楽音の発音開始時の制御を迅速に行うこ
とができる。
一方、弦押圧情報検出手段を、弦端から押圧されたフレ
ット位五までの超音波の往復時間を計測する手段で構成
することにより、上記と同様にフレットの部分の構造を
変えることなく、上記幼泉が得られる。
更に、そのときの超音波送受信手段を弦振動波形検出手
段と兼用し、低周波信号である弦振動波形と超音波を検
出した高周波信号をローパスフィルタとハイパスフィル
タで分離することにより、上記各機構の簡略化が図れ、
コストの低減が可能となる。
【図面の簡単な説明】
第１図は、本発明による電子弦楽器の外観構成図、 第２図は、フレットスイッチの構成図、第３図は、本発
明による電子弦楽器の全体ブロック図、 第４図は、本実施例の概略動作説明図、第５図は、ピッ
チ抽出アナログ部の構成図、第６図は、ピッチ抽出アナ
ログ部の動作タイミングチャート図、 第７図は、ΦＩ、Ｗｌ、Ｖ　、Ｎ、Ｖｃｓｎ及びＺＣＲ
の関係図、 第８図（ａ）、　（ｂｌは、弦のエンベロープとノート
オン時間の関係図、 第９図は、ピッチ抽出デジタル部の全体ブロック図、 第１０図は、ピーク検出回路の具体構成図、第１１図は
、ピーク検出回路の具体的動作タイミングチャート図、 第１２図は、ピーク検出回路の具体的動作説明図、 第１３図（ａｌ、　（ｂｌは、振幅の大小とピーク検出
回路の動作の関係を示した図、 第１４図は、ピーク検出回路の各弦毎の減算動作タイミ
イングチャート図、 第１５図は、時定数変換制御回路の具体構成図、第１６
図は、時定数変換制御回路の動作説明図、第１７図は、
ゼロクロス時刻取込回路の具体構成図、 第１８図は、ゼロクロス時刻取込回路の動作タイミング
チャート図、 第１９図は、波高値取込回路の具体構成図、第２０図は
、割込み処理ルーチンの動作フローチャートを示した図
、 第２１図は、メインルーチンの動作フローチ中−トを示
した図、 第２２図は、５ＴＥＰＯの動作フローチャートを示した
図、 第２３図は、５ＴＥＰ　１の動作フローチャートを示し
た図、 第２４図は、Ｓ　Ｔ　Ｅ　Ｐ　２の動作フローチ中−ト
を示した図、 第２５図は、５ＴＥＰ３の動作フローチャー１・を示し
た図、 第２６図は、５ＴＥＰ４　（５）の動作フローチャート
を示した図、 第２７図は、本実施例の基本動作説明図、第２８図ｆａ
）、［ｂｌは、５ＴＥＰＩにおけるタブリ処理の動作説
明図、 第２９Ａ図、第２９Ｂ図、第２９Ｃ図は、それぞれ５Ｔ
ＥＰ２におけるダブり処理の動作説明図、第３０図は、
５ＴＥＰ３におけるノイズ除去処理の動作説明図、 第３１図は、５ＴＥＰ４におけるリラティブオフ処理の
動作説明図、 第３２図は、５ＴＥＰ４におけるピッチ周期不適切時の
処理シ」作説明図、 第３３図は、ルート■におけるダブり処理の動作説明図
、 第３４図は、ルート■におけるダブり処理の動作説明図
、 第３５図は、第２の実施例の構成図、 第３６図は、第２の実施例のり」作タイミングチャート
図、 第３７図は、第３の実施例の構成図、 第３８図は、第３、第４の実施例におけるフレット番号
検出部の構成図、 第３９図は、第４の実施例の構成図である。 １０１・・・胴部、 １０２・・・ネック、 １０３・・・フレット、 １０４・・・フィンガーボード、 １０５・・・弦、 １０７ａ、１０７ｂ−・・ブリッジ、 １１０・・・ヘキサピックアップ、 ２０２・・・ゴムシート、 ２０５・・・フレット・スイッチ、 ３０１・・・中央制御装置（ＭＣＰ）、３０２・・・フ
レット番号検出部、 ３０３・・・ピッチ抽出アナログ部、 ３０４・・・ピッチ抽出デジタル部、 ３０５・・・楽音発生回路、 ５０１・・・ローパスフィルタ（Ｌ　Ｐ　Ｆ）、３５０
１・・・有効弦長検出部、 ３７０１．３９０１・・・圧電素子、 ３７０３．３９０３・・・ハイパスフィルタ（ＨＩ’Ｆ
）。 特許出願人　　　カシオ計算機株式会社第２３図 ５ｒｔ−ｐ　２ｓｆｐ４７＝　フａ−＋（ｌ−Ｌ　Ｉｆ
：しｎ’ｌＪ第２４図 Ｃ＞ＡＭＰ（０）　で・ζζいアレらイ≧ト（Ｇ） ＳＴＥＰ　ｌ　ｌ二ち・１アろ７ブ（ 箪２ Ｃ＞　ＡＭＰ（０）ｍ−ある夕号令 （ｂ） １ノＵヂ亘乙に０１モクイ１；３万−Ｂ月５］１８図

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 １）本体に張設される少くとも１本の弦と、該弦の張設
    方向の下部本体部の複数の位置に設けられ、該各位置間
    のいずれかにおいて前記弦を前記本体部に押圧すること
    により接触して、前記弦の有効弦長を該押圧位置に応じ
    て変化させる複数のフレットと、 前記弦の押圧状態を示す弦押圧情報を検出する弦押圧情
    報検出手段と、 前記有効弦長が変化した弦の弦振動波形を検出する弦振
    動波形検出手段と、 前記弦の弦振動の有無を検出する弦振動有無検出手段と
    、 前記弦振動波形からピッチ情報を抽出するピッチ抽出手
    段と、 楽音を発生する楽音発生手段と、 前記弦振動有無検出手段で前記弦振動の発生が検出され
    た場合、前記弦押圧情報に応じた音高で前記楽音発生手
    段に前記楽音の発音を開始させ、その後は前記ピッチ情
    報に応じて前記楽音発生手段に前記発音中の楽音の音高
    を変更させる楽音制御手段と、 を有することを特徴とする電子弦楽器。 ２）前記弦振動波形検出手段の後段に、該手段からの前
    記弦振動波形をデジタル化しそのデジタル波形信号から
    有効なピーク値とその直後のゼロクロス時刻を順次検出
    する弦振動情報検出手段を有し、 前記弦振動有無検出手段は、前記楽音が消音中に前記弦
    振動情報検出手段から検出される前記有効なピーク値が
    最初に所定しきい値以上となったときに弦振動の発生を
    検出し、 前記ピッチ抽出手段は、前記弦振動情報検出手段から順
    次検出される前記有効なピークとその直後のゼロクロス
    時刻の組を判定することにより前記各ゼロクロス時刻の
    間隔として前記ピッチ情報を抽出する、 ことを特徴とする請求項１記載の電子弦楽器。 ３）前記弦は前記本体に所望の張力にて複数本平行に張
    設され、 前記弦押圧情報検出手段及び前記弦振動波形検出手段は
    各々前記複数本の弦毎に設けられ、前記弦振動有無検出
    手段、前記ピッチ抽出手段、前記楽音発生手段、前記楽
    音制御手段及び前記第２項の場合の前記弦振動情報検出
    手段は、前記複数本の弦に対する動作を時分割処理によ
    って行うことを特徴とする請求項１又は２記載の電子弦
    楽器。 ４）前記弦の張設方向の下部本体表面部は該張設方向に
    くり抜かれ、該くり抜いた部分に嵌合するようにゴムシ
    ートが敷設され、該ゴムシート上部表面の前記張設方向
    の複数位置に前記複数のフレットが設けられた構造を有
    し、 前記弦押圧情報検出手段は、 前記複数のフレット位置間の前記ゴムシート内部に複数
    埋設され該各位置で前記弦を前記ゴムシートへ押圧する
    ことにより各々オンとなるフレットスイッチ群と、該フ
    レットスイッチ群の状態をスキャンすることにより対応
    するフレット番号を前記弦押圧情報として検出するフレ
    ット番号検出手段と、 によって構成されることを特徴とする請求項１、２又は
    ３記載の電子弦楽器。 ５）前記弦は電気抵抗を有する導電性部材によって形成
    され、 前記複数のフレットは導電性部材によって形成され、 前記弦押圧情報検出手段は、前記弦が現在押圧され接触
    している前記フレットと前記弦の撥弦を行う側の前記弦
    の支持部との間の前記弦の有効弦長を前記弦の抵抗値に
    対応する電気信号として検出して前記弦押圧情報とする
    有効弦長検出手段として構成されることを特徴とする請
    求項１、２、又は３記載の電子弦楽器。 ６）前記弦は超音波を伝搬可能な部材によって形成され
    、 前記弦押圧情報検出手段は、 前記弦の撥弦を行う側の前記弦の支持部に近接して設け
    られ前記弦に対して超音波を発信し又は受信する圧電素
    子と、 該圧電素子に高周波数の送信信号・を印加して前記弦に
    超音波を発信させた後、該超音波が前記弦が現在押圧さ
    れ接触している前記フレットで反射して戻ってきて再び
    前記圧電素子で受信されることにより該圧電素子から出
    力される高周波数の受信信号を検出するまでの時間を計
    測することにより、前記弦が接触している前記フレット
    の位置を求め前記弦押圧情報として出力するフレット位
    置検出手段と、 によって構成されることを特徴とする請求項１０２又は
    ３記載の電子弦楽器。 ７）前記弦は超音波を伝搬可能な部材によって形成され
    、 前記弦振動波形検出手段及び前記弦押圧情報検出手段は
    、前記弦の撥弦を行う側の前記弦の支持部に近接して設
    けられ前記弦の弦振動を低周波信号として検出すると共
    に前記弦に対して超音波を発信し又は受信する圧電素子
    を共用し、 前記弦振動波形検出手段は該圧電素子のほか、前記圧電
    素子から検出される低周波信号のみを取り出して前記弦
    振動波形として検出するローパスフィルタによって構成
    され、 前記弦押圧情報検出手段は前記圧電素子のほか、前記低
    周波信号を阻止するハイパスフィルタと、前記圧電素子
    に高周波数の送信信号を印加して前記弦に超音波を発信
    させた後、該超音波が前記弦が現在押圧され接触してい
    る前記フレットで反射して戻ってきて再び前記圧電素子
    で受信されることにより該圧電素子から出力される高周
    波数の受信信号を前記ハイパスフィルタを介して検出す
    るまでの時間を計測することにより、前記弦が接触して
    いる前記フレットの位置を求め前記弦押圧情報として出
    力するフレット位置検出手段と、によって構成されるこ
    とを特徴とする請求項１、２又は３記載の電子弦楽器。 ８）本体に張設される少なくとも１本の弦と、該弦の押
    圧位置を示す弦押圧情報を検出出力する弦押圧情報検出
    手段と、 弦の振動波形を検出する弦振動波形検出手段と、該弦振
    動波形検出手段にて検出される弦の振動波形より弦の振
    動の有無を検出する弦振動有無検出手段と、 前記弦振動波形検出手段にて検出される弦の振動波形よ
    りピッチ情報を抽出するピッチ抽出手段と、 前記弦振動有無検出手段で前記弦振動の発生が検出され
    た場合、前記弦押圧情報に応じた音高で楽音の発生を指
    示し、その後は前記ピッチ情報に応じた音高に発生中の
    楽音の音高を変更させる楽音制御手段と、 を有することを特徴とする電子弦楽器。
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