JPH01238467A - インバータ電源装置 - Google Patents
インバータ電源装置Info
- Publication number
- JPH01238467A JPH01238467A JP63064412A JP6441288A JPH01238467A JP H01238467 A JPH01238467 A JP H01238467A JP 63064412 A JP63064412 A JP 63064412A JP 6441288 A JP6441288 A JP 6441288A JP H01238467 A JPH01238467 A JP H01238467A
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- JP
- Japan
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- switching elements
- switching element
- output
- inverter
- switching
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- Pending
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 5
- 238000009499 grossing Methods 0.000 claims description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 238000000034 method Methods 0.000 description 4
- 230000008929 regeneration Effects 0.000 description 2
- 238000011069 regeneration method Methods 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 1
- 230000000087 stabilizing effect Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Lasers (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は単相インバータ電源装置に関し、特に１４Ｃ直
列共振回路を有する出力電流波形歪のないＣＯ２レーザ
発振器用高圧電源装置に関するものである。
列共振回路を有する出力電流波形歪のないＣＯ２レーザ
発振器用高圧電源装置に関するものである。
（従来の技術）
第５図はレーザ発振器用高圧電源装置の主回路及び発振
器内等価回路を示すもので、以下にこのインバータ電源
装置の動作を説明する。
器内等価回路を示すもので、以下にこのインバータ電源
装置の動作を説明する。
３相ダイオードブリツジＤＢは人力される３相交流（Ｒ
、Ｓ 、 Ｔ）を整流して直流に変換し、平滑用コンデ
ンサＣにより直流出力のリップルを取り除く。
、Ｓ 、 Ｔ）を整流して直流に変換し、平滑用コンデ
ンサＣにより直流出力のリップルを取り除く。
また、ブリッジ接続されたＦＥＴのスイッチング素子Ｑ
ｌ−０４と、これらスイッチング素子Ｑｌ−Ｑ４に並列
接続されたフライホイールダイオードＤＩ〜Ｄ４とで成
る単相インバータＩＶは、直流を高周波交流に変換する
。単相インバータＩＶは第７図に示すように、ダイオー
ドブリッジＤＢの正電圧直流出力部にスイッチング素子
Ｑｌ及びＱ３のドレインが接続され、スイッチング素子
ｑｔのソースにスイッチング素子ｑ２のドレインが接続
され、スイッチング素子Ｑ３のソースにスイッチング素
子Ｑ４のドレインが接続され、スイッチング素子Ｑ２及
びｑ４の各ソースがダイオードブリッジＩ）Ｂの負電圧
直流出力部に接続されて成っている。この単相インバー
タＩＶに接続されたチョークコイルＬｌ及びコンデンサ
ＣＩで成るＬＣ直列共振回路は、昇圧トランスＴに直流
が流れるのを防止すると共に、方形波交流を正弦波交流
にする機能を有している。昇圧トランスＴからの正弦波
交流ｉは発振器内放電空間の等価インピーダンスＺに流
れる。バラストコンデンサＣ２及びチョークコイルＬ２
は放電を安定化させるためのＬＣ直列共振回路を構成し
ている。
ｌ−０４と、これらスイッチング素子Ｑｌ−Ｑ４に並列
接続されたフライホイールダイオードＤＩ〜Ｄ４とで成
る単相インバータＩＶは、直流を高周波交流に変換する
。単相インバータＩＶは第７図に示すように、ダイオー
ドブリッジＤＢの正電圧直流出力部にスイッチング素子
Ｑｌ及びＱ３のドレインが接続され、スイッチング素子
ｑｔのソースにスイッチング素子ｑ２のドレインが接続
され、スイッチング素子Ｑ３のソースにスイッチング素
子Ｑ４のドレインが接続され、スイッチング素子Ｑ２及
びｑ４の各ソースがダイオードブリッジＩ）Ｂの負電圧
直流出力部に接続されて成っている。この単相インバー
タＩＶに接続されたチョークコイルＬｌ及びコンデンサ
ＣＩで成るＬＣ直列共振回路は、昇圧トランスＴに直流
が流れるのを防止すると共に、方形波交流を正弦波交流
にする機能を有している。昇圧トランスＴからの正弦波
交流ｉは発振器内放電空間の等価インピーダンスＺに流
れる。バラストコンデンサＣ２及びチョークコイルＬ２
は放電を安定化させるためのＬＣ直列共振回路を構成し
ている。
次に、このインバータ電源装置の各スイッチング素子Ｑ
ｉＮＱ４のＯＮ・口ＦＦタイミングチャートと出力電流
ｉとの関係を第６図に示す。この制御方式の場合、ＰＷ
Ｍ （Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｒａｔｉｏｎ
）制御によりスイッチング素子Ｑｌ及びｑ２のＯＮ時間
ｔ１を変化させることにより出力電流ｉを制御する。こ
の時、スイッチング素子ｑ３及びＱ４は交互にＯＮを繰
り返すように制御し、スイッチング素子Ｑｌ及びＱ２ｈ
旬ＦＦの期間にダイオード０１及びＤ２にフライホイー
ル電流が流れるようにする。
ｉＮＱ４のＯＮ・口ＦＦタイミングチャートと出力電流
ｉとの関係を第６図に示す。この制御方式の場合、ＰＷ
Ｍ （Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｒａｔｉｏｎ
）制御によりスイッチング素子Ｑｌ及びｑ２のＯＮ時間
ｔ１を変化させることにより出力電流ｉを制御する。こ
の時、スイッチング素子ｑ３及びＱ４は交互にＯＮを繰
り返すように制御し、スイッチング素子Ｑｌ及びＱ２ｈ
旬ＦＦの期間にダイオード０１及びＤ２にフライホイー
ル電流が流れるようにする。
ここで、単相インバータ電圧内の電流の経路を第７図に
示して説明すると、スイッチング素子Ｑ１及びＱ４がＯ
Ｎである期間ｔ１は、電流はＱｌ−Ｌｌ−Ｃ１−Ｔ→Ｑ
４を通る。次に、スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦでスイ
ッチング素子Ｑ４がＯＮである期間ｔ２では、フライホ
イール電流が０２→Ｌ１→Ｃ１→Ｔ→ｑ４を通る。
示して説明すると、スイッチング素子Ｑ１及びＱ４がＯ
Ｎである期間ｔ１は、電流はＱｌ−Ｌｌ−Ｃ１−Ｔ→Ｑ
４を通る。次に、スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦでスイ
ッチング素子Ｑ４がＯＮである期間ｔ２では、フライホ
イール電流が０２→Ｌ１→Ｃ１→Ｔ→ｑ４を通る。
次の期間ｔ３では電流の方向が逆となるため、電流は０
４→Ｔ −（：１−Ｌｌ→ＤＩを通る。この期間し３は
、インバータＩＶの出力側から三相電源側に電流が流れ
る。次の期間ｔ４では、スイッチング素子Ｑ４がＯＦＦ
でスイッチング素子ｑ３がＯＮとなるため、フライホイ
ール電流はＱ３− Ｔ −Ｃ１−１，１→ＤＩの経路で
流れる。
４→Ｔ −（：１−Ｌｌ→ＤＩを通る。この期間し３は
、インバータＩＶの出力側から三相電源側に電流が流れ
る。次の期間ｔ４では、スイッチング素子Ｑ４がＯＦＦ
でスイッチング素子ｑ３がＯＮとなるため、フライホイ
ール電流はＱ３− Ｔ −Ｃ１−１，１→ＤＩの経路で
流れる。
このような従来の制御方式では、期間ｔ３に電流波形が
歪む。これはインバータ電圧が電流と逆極性に発生する
ためであり、このため期間ｔ３には電力の回生を行なっ
てしまう。このため、従来のインバータ電源装置では放
電空間に投入する有効電力が減少してしまうという問題
があった。
歪む。これはインバータ電圧が電流と逆極性に発生する
ためであり、このため期間ｔ３には電力の回生を行なっ
てしまう。このため、従来のインバータ電源装置では放
電空間に投入する有効電力が減少してしまうという問題
があった。
本発明は上述のような事情よりなされたものであり、本
発明の目的は、電流波形の歪を取除き、発振器内放電空
間に対して投入する電力を最大にするレーザ発振器用の
インバータ電源装置を提供することにある。
発明の目的は、電流波形の歪を取除き、発振器内放電空
間に対して投入する電力を最大にするレーザ発振器用の
インバータ電源装置を提供することにある。
（課題を解決するための手段）
本発明は、交流電源と：この交流電源の出力を整流する
ダイオードブリッジと；このダイオードブリッジの直流
出力側に接続された平滑用コンデンサと；前記ダイオー
ドブリッジの正電圧直流出力部に第１及び第３スイッチ
ング素子のドレインが接続され、前記第１スイッチング
素子のソースに第２スイッチング素子のドレインが接続
され、前記第３スイッチング素子のソースに第４スイッ
チング素子のドレインが接続され、前記第２及び第４ス
イッチング素子の各ソースが前記ダイオードブリッジの
負電圧直流出力部に接続されている単相インバータと：
前記第２及び第４スイッチング素子のドレインより出力
される交流出力部に接続されたＬＣ直列共振回路とを有
して成るＰＷＭ制御のインバータ電源装置に関するもの
で、本発明の上記目的は、前記第１及び第４スイッチン
グ素子を同時にオンした次の期間には、前記第１及び第
３スイッチング素子あるいは前記第２及び第４スイッチ
ング素子を同時にオンし、前記第２及び第３スイッチン
グ素子を同時にオンした次の期間には、前記第１及び第
３スイッチング素子あるいは前記第２及び第４スイッチ
ング素子を同時にオンする制御手段を設けることにより
達成される。
ダイオードブリッジと；このダイオードブリッジの直流
出力側に接続された平滑用コンデンサと；前記ダイオー
ドブリッジの正電圧直流出力部に第１及び第３スイッチ
ング素子のドレインが接続され、前記第１スイッチング
素子のソースに第２スイッチング素子のドレインが接続
され、前記第３スイッチング素子のソースに第４スイッ
チング素子のドレインが接続され、前記第２及び第４ス
イッチング素子の各ソースが前記ダイオードブリッジの
負電圧直流出力部に接続されている単相インバータと：
前記第２及び第４スイッチング素子のドレインより出力
される交流出力部に接続されたＬＣ直列共振回路とを有
して成るＰＷＭ制御のインバータ電源装置に関するもの
で、本発明の上記目的は、前記第１及び第４スイッチン
グ素子を同時にオンした次の期間には、前記第１及び第
３スイッチング素子あるいは前記第２及び第４スイッチ
ング素子を同時にオンし、前記第２及び第３スイッチン
グ素子を同時にオンした次の期間には、前記第１及び第
３スイッチング素子あるいは前記第２及び第４スイッチ
ング素子を同時にオンする制御手段を設けることにより
達成される。
（作用）
本発明では、第６図に対応させて示す第２図のタイミン
グチャートで示すように、インバータ電源装置のスイッ
チング素子Ｑｌ及びｑ４がＯＮである期間【５の次の瞬
間にスイッチング素子ｑ３をＯＮする。
グチャートで示すように、インバータ電源装置のスイッ
チング素子Ｑｌ及びｑ４がＯＮである期間【５の次の瞬
間にスイッチング素子ｑ３をＯＮする。
このように制御することにより、期間ｔ６のフライホイ
ール電流はＱｌ−４Ｌｌ→Ｃ１→Ｔ→Ｄ３の経路を通り
、フライホイール電流の向ぎが逆になる期間ｔ７は０３
→Ｔ−Ｃ１→Ｌｌ−ＤＩの経路で電流が流れる。このた
め、出力電流波形の歪の原因となる不要なインバータ電
圧が発生せず、電力の回生も起こらない。また、電流ｉ
の波形も第２図に示す通り歪のない正弦波となる。
ール電流はＱｌ−４Ｌｌ→Ｃ１→Ｔ→Ｄ３の経路を通り
、フライホイール電流の向ぎが逆になる期間ｔ７は０３
→Ｔ−Ｃ１→Ｌｌ−ＤＩの経路で電流が流れる。このた
め、出力電流波形の歪の原因となる不要なインバータ電
圧が発生せず、電力の回生も起こらない。また、電流ｉ
の波形も第２図に示す通り歪のない正弦波となる。
（実施例）
第１図は本発明のインバータ電源装置の制御手段の一実
施例を示し、出力されるＯＮ・ＯＦＦ信号ＱＩＳ−Ｑ４
Ｓがそれぞれインバータ電圧内のスイッチング素子０１
〜Ｑ４をＯＮ・ＯＦ Ｆ ’するようになっており、第
３図に各部のタイミングチャートを示す。
施例を示し、出力されるＯＮ・ＯＦＦ信号ＱＩＳ−Ｑ４
Ｓがそれぞれインバータ電圧内のスイッチング素子０１
〜Ｑ４をＯＮ・ＯＦ Ｆ ’するようになっており、第
３図に各部のタイミングチャートを示す。
第１図において、ＶＣＭＯ−はＰＷＭ制御を行なう場合
の時間幅を規定する指令電圧を表わしており、ＶＣＭＤ
−は第３図（Ｃ）に示すように０〜負電圧に変化する電
圧であり、指令電圧ＶＣＭＤ◆はＶＣＭＤ−を演算増幅
器ｏｐｔで成る増幅器により反転した０〜正電圧に変化
する電圧である。コンパレータｃｐａ、（可算増幅器Ｏ
Ｐ３等で成る発振器ＯＳＣは第３図（Ｂ）で示すような
正負電圧の三角波Ｔ１１を出力し、三角波ＴＲを発生さ
せるために使用する同図（八）の方形波ＳＱも同時に出
力される。コンパレータＣＰｌは上記指令電圧ＶＣＭＤ
◆及び三角波Ｔｒｌを比較し、コンパレータＣＰ２は指
令電圧ＶＣＭＤ−及び三角波ＴＲを比較し、比較結果信
号Ｓｔ及びＳ２は論理回路しに入力される。方形波ＳＱ
も抵抗回路ｎＧを経て論理回路りに人力され、論理信号
Ｓ６及びＳ７が出力される。論理回路りはインバータ（
ＮＯＴ） ＬＧＩ、エクスクル−シブ、ｔ ７ （ＥＸ
−ＯＲ） ＬＧ４．７ ンド（八ＮＤ） ＬＧ２及びＬ
Ｇ５ 、ノア（ＮＯＲ） ＬＧ３及びＬＧ６で成ってお
り、方形波ＳＱはアンドＬＧ５に入力されると共に、イ
ンバータＬＧＩを経てアンドＬＧ２に人力される。また
、比較結果ＳｌはノアＬＧ３及びＬＧ６に人力されると
共にエクスクル−シブオアＬＧ４に入力され、比較結果
Ｓ２はエクスクル−シブオアＬＧ４に入力されている。
の時間幅を規定する指令電圧を表わしており、ＶＣＭＤ
−は第３図（Ｃ）に示すように０〜負電圧に変化する電
圧であり、指令電圧ＶＣＭＤ◆はＶＣＭＤ−を演算増幅
器ｏｐｔで成る増幅器により反転した０〜正電圧に変化
する電圧である。コンパレータｃｐａ、（可算増幅器Ｏ
Ｐ３等で成る発振器ＯＳＣは第３図（Ｂ）で示すような
正負電圧の三角波Ｔ１１を出力し、三角波ＴＲを発生さ
せるために使用する同図（八）の方形波ＳＱも同時に出
力される。コンパレータＣＰｌは上記指令電圧ＶＣＭＤ
◆及び三角波Ｔｒｌを比較し、コンパレータＣＰ２は指
令電圧ＶＣＭＤ−及び三角波ＴＲを比較し、比較結果信
号Ｓｔ及びＳ２は論理回路しに入力される。方形波ＳＱ
も抵抗回路ｎＧを経て論理回路りに人力され、論理信号
Ｓ６及びＳ７が出力される。論理回路りはインバータ（
ＮＯＴ） ＬＧＩ、エクスクル−シブ、ｔ ７ （ＥＸ
−ＯＲ） ＬＧ４．７ ンド（八ＮＤ） ＬＧ２及びＬ
Ｇ５ 、ノア（ＮＯＲ） ＬＧ３及びＬＧ６で成ってお
り、方形波ＳＱはアンドＬＧ５に入力されると共に、イ
ンバータＬＧＩを経てアンドＬＧ２に人力される。また
、比較結果ＳｌはノアＬＧ３及びＬＧ６に人力されると
共にエクスクル−シブオアＬＧ４に入力され、比較結果
Ｓ２はエクスクル−シブオアＬＧ４に入力されている。
論理信号Ｓ６及びＳ７はスイッチング素子Ｑｌ及びＱ３
のＯＮ期間を表わすものであり、デッドタイム作成回路
ＤＴＩ及びＤＴ２により実際の各スイッチング素子Ｑｌ
−０４のＯＮ期間を表わすＯＮ信号ＱＩＳ−Ｑ４Ｓが得
られる。
のＯＮ期間を表わすものであり、デッドタイム作成回路
ＤＴＩ及びＤＴ２により実際の各スイッチング素子Ｑｌ
−０４のＯＮ期間を表わすＯＮ信号ＱＩＳ−Ｑ４Ｓが得
られる。
これら各ＯＮ信号ＱＩＳ−Ｑ４Ｓはゲートドライブ回路
（図示せず）を経た後、第４図に示すインバータＩＶの
スイッチング素子Ｑｌ−Ｑ４のゲートに入力されるよう
になっている。デッドタイム作成回路ＤＴＩはコンパレ
ータＣＰ４ 、ＣＦ２等で成っており、デッドタイム作
成回路ＤＴ２はコンパレータＣＰｆｉ 、Ｃｒ２等で成
っている。
（図示せず）を経た後、第４図に示すインバータＩＶの
スイッチング素子Ｑｌ−Ｑ４のゲートに入力されるよう
になっている。デッドタイム作成回路ＤＴＩはコンパレ
ータＣＰ４ 、ＣＦ２等で成っており、デッドタイム作
成回路ＤＴ２はコンパレータＣＰｆｉ 、Ｃｒ２等で成
っている。
このような構成において、外部から第３図（Ｃ）に示す
ような指令電圧ＶＣＭＤ−が与えられると、三角波Ｔｌ
ｌを基卓にしてスイッチング素子ＱｌのＯＮ信号ＱＩＳ
に対応する方形波信号Ｓ６の位相が同図（１）のように
前方に進み、スイッチング素子Ｑ３のＯＮＮ信号３Ｓに
対応する方形波信号ｓ７の位相が同図（Ｊ）のように後
方に遅れる。スイッチング素子Ｑ２のＯＮＮ信号２Ｓ及
びスイッチング素子Ｑ４のＯＮＮ信号４Ｓは、それぞれ
スイッチング素子ＱｌのＯＮ信号ＱＩＳ及びスイッチン
グ素子ｑ３のＯＮＮ信号３Ｓを反転したものである（第
３図（に）〜（Ｎ）参照）。指令電圧ＶＣＭＤ−がＯｖ
の時は、スイッチング素子ｑ１のＯＮ信号ＱＩＳとスイ
ッチング素子Ｑ３のＯＮＮ信号３Ｓどの位相が完全に一
致し、指令電圧ＶＣＭＯ−が負電圧を有し、その電圧が
大になるに従ってスイッチング素子ｑ１のＯＮ信号ＱＩ
Ｓ、スイッチング素子Ｑ３のＯＮＮ信号３Ｓの位相のず
れが大きくなる。ＯＮ信号ＱＩＳ−Ｑ４Ｓは”１１”で
対応するスイッチング素子をそれぞれＯＮＬ、、”じテ
ＯＦＦするため、ＯＮ信号ＱＩＳとＯＮＮ信号３Ｓとの
ずれた部分ではスイッチング素子Ｑｌ及びＱ４がＯＮＬ
、三相ダイオードブリッジＤＢから単相インバータＩＶ
に電流が流れる。また、ＯＮ信号ＱＩＳ及びＱ３Ｓが重
なっている部分では、フライホイール電流が流れる。
ＯＮＮ信号２Ｓ及びＱ４Ｓについても同様であり、ｏＮ
（３号Ｑ２Ｓ及びＱ４Ｓのずれた部分ではスイッチング
素子ｑ２及びＱ３がＯＮシ、三相ダイオードブリッジＤ
Ｂから単相インバータＩＶに電流が流れる。また、ＯＮ
信号Ｑ２Ｓ及びＱ４Ｓが重なっている部分ではフライホ
イール電流が流れる。
ような指令電圧ＶＣＭＤ−が与えられると、三角波Ｔｌ
ｌを基卓にしてスイッチング素子ＱｌのＯＮ信号ＱＩＳ
に対応する方形波信号Ｓ６の位相が同図（１）のように
前方に進み、スイッチング素子Ｑ３のＯＮＮ信号３Ｓに
対応する方形波信号ｓ７の位相が同図（Ｊ）のように後
方に遅れる。スイッチング素子Ｑ２のＯＮＮ信号２Ｓ及
びスイッチング素子Ｑ４のＯＮＮ信号４Ｓは、それぞれ
スイッチング素子ＱｌのＯＮ信号ＱＩＳ及びスイッチン
グ素子ｑ３のＯＮＮ信号３Ｓを反転したものである（第
３図（に）〜（Ｎ）参照）。指令電圧ＶＣＭＤ−がＯｖ
の時は、スイッチング素子ｑ１のＯＮ信号ＱＩＳとスイ
ッチング素子Ｑ３のＯＮＮ信号３Ｓどの位相が完全に一
致し、指令電圧ＶＣＭＯ−が負電圧を有し、その電圧が
大になるに従ってスイッチング素子ｑ１のＯＮ信号ＱＩ
Ｓ、スイッチング素子Ｑ３のＯＮＮ信号３Ｓの位相のず
れが大きくなる。ＯＮ信号ＱＩＳ−Ｑ４Ｓは”１１”で
対応するスイッチング素子をそれぞれＯＮＬ、、”じテ
ＯＦＦするため、ＯＮ信号ＱＩＳとＯＮＮ信号３Ｓとの
ずれた部分ではスイッチング素子Ｑｌ及びＱ４がＯＮＬ
、三相ダイオードブリッジＤＢから単相インバータＩＶ
に電流が流れる。また、ＯＮ信号ＱＩＳ及びＱ３Ｓが重
なっている部分では、フライホイール電流が流れる。
ＯＮＮ信号２Ｓ及びＱ４Ｓについても同様であり、ｏＮ
（３号Ｑ２Ｓ及びＱ４Ｓのずれた部分ではスイッチング
素子ｑ２及びＱ３がＯＮシ、三相ダイオードブリッジＤ
Ｂから単相インバータＩＶに電流が流れる。また、ＯＮ
信号Ｑ２Ｓ及びＱ４Ｓが重なっている部分ではフライホ
イール電流が流れる。
上述の実施例では論理回路りをインバータＬＧＩ。
エクスクル−シブオアＬＧ４ 、アンドＬＧ２及びＬＧ
５ 。
５ 。
ノアＬＧ３及びＬＧ６で構成しているが、第３図の（Ｄ
）〜（Ｊ）で示すような論理出力であれば、他の論理素
子の組合せでも良い。
）〜（Ｊ）で示すような論理出力であれば、他の論理素
子の組合せでも良い。
（発明の効果）
以上のように本発明の電源装置によれば、フライホイー
ル電流が流れる時に不要１１インバータ電圧が発生せず
、このために電力の回生は起こらず、また出力電流波形
も歪まない。すなわち、出力電流は正弦波形となり、放
電空間に対して最大電力を投入することができる。
ル電流が流れる時に不要１１インバータ電圧が発生せず
、このために電力の回生は起こらず、また出力電流波形
も歪まない。すなわち、出力電流は正弦波形となり、放
電空間に対して最大電力を投入することができる。
第１図は本発明の制御手段の一実施例を示す回路図、第
２図は本発明による各スイッチング素子形を示す図、第
４図は本発明による単相インバータ内の電流経路を示す
図、第５図はレーザ発振器用高圧電源の主回路及び発振
器内等価回路を示す回路図、第６図は従来制御方式によ
る各スイッチング素子のＯＮ、ＯＦＦを表わすタイミン
グチャート及び出力電流波形図、第７図は従来制御方式
による単相インバータ内の電流経路を示す図である。 ＤＩ・・３相ダイオ一ドブリツジ回路、ＩＶ・・・単相
インバータ、Ｑｌ−０４・・・スイッチング素子、Ｏ２
０・・・発振器、し・・・論理回路、ＤＴＩ、ＤＴ２・
・・デッドタイム作成回路。 出願人代理人 安 形 雄 三 黍２配 第４８ 革３ 回
２図は本発明による各スイッチング素子形を示す図、第
４図は本発明による単相インバータ内の電流経路を示す
図、第５図はレーザ発振器用高圧電源の主回路及び発振
器内等価回路を示す回路図、第６図は従来制御方式によ
る各スイッチング素子のＯＮ、ＯＦＦを表わすタイミン
グチャート及び出力電流波形図、第７図は従来制御方式
による単相インバータ内の電流経路を示す図である。 ＤＩ・・３相ダイオ一ドブリツジ回路、ＩＶ・・・単相
インバータ、Ｑｌ−０４・・・スイッチング素子、Ｏ２
０・・・発振器、し・・・論理回路、ＤＴＩ、ＤＴ２・
・・デッドタイム作成回路。 出願人代理人 安 形 雄 三 黍２配 第４８ 革３ 回
Claims (1)
- １、交流電源と；この交流電源の出力を整流するダイオ
ードブリッジと；このダイオードブリッジの直流出力側
に接続された平滑用コンデンサと；前記ダイオードブリ
ッジの正電圧直流出力部に第１及び第３スイッチング素
子のドレインが接続され、前記第１スイッチング素子の
ソースに第２スイッチング素子のドレインが接続され、
前記第３スイッチング素子のソースに第４スイッチング
素子のドレインが接続され、前記第２及び第４スイッチ
ング素子の各ソースが前記ダイオードブリッジの負電圧
直流出力部に接続されている単相インバータと；前記第
２及び第４スイッチング素子のドレインより出力される
交流出力部に接続されたＬＣ直列共振回路とを有して成
るＰＷＭ制御のインバータ電源装置において、前記第１
及び第４スイッチング素子を同時にオンした次の期間に
は、前記第１及び第３スイッチング素子あるいは前記第
２及び第４スイッチング素子を同時にオンし、前記第２
及び第３スイッチング素子を同時にオンした次の期間に
は、前記第１及び第３スイッチング素子あるいは前記第
２及び第４スイッチング素子を同時にオンする制御手段
を設けたことを特徴とするインバータ電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63064412A JPH01238467A (ja) | 1988-03-17 | 1988-03-17 | インバータ電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63064412A JPH01238467A (ja) | 1988-03-17 | 1988-03-17 | インバータ電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01238467A true JPH01238467A (ja) | 1989-09-22 |
Family
ID=13257554
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63064412A Pending JPH01238467A (ja) | 1988-03-17 | 1988-03-17 | インバータ電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH01238467A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004282828A (ja) * | 2003-03-13 | 2004-10-07 | Honda Motor Co Ltd | 双方向ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| WO2007058216A1 (ja) * | 2005-11-16 | 2007-05-24 | Rohm Co., Ltd. | インバータおよびその駆動方法、ならびにそれを用いた発光装置および液晶テレビ |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62147967A (ja) * | 1985-12-23 | 1987-07-01 | Toshiba Corp | 電力変換装置 |
-
1988
- 1988-03-17 JP JP63064412A patent/JPH01238467A/ja active Pending
Patent Citations (1)
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