JPH01231463A - Ｆｓｋ信号受信機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は電気通信または光通信の分野で、ディジタル信
号の受信機として利用する。本発明はＦＳ　Ｋ　（Ｆｒ
ｅｑｕｅｎｃｙ　５ｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ、二値周波
数変調）信号の復調回路に関する。特に、ＦＳＫ信号を
直接ベースバンド信号に復調するＦＳＫ信号受信機に関
する。

〔従来の技術〕

第９図は従来例ＦＳＫ信号受信機のブロック構成図であ
る。この従来例受信機は、アンテナ１に受信される一つ
の受信ＦＳＫ信号を高周波増幅器２で所定レベルに増幅
してから分岐して、一対の混合回路５．６に与え、この
混合回路５．６に前記ＦＳＫ信号の搬送波周波数にほぼ
等しい周波数の局部発振信号を局部発振回路３から与え
、この一対の混合回路に与える局部発振信号にπ／２に
相当の位相差を与える移相回路４を設けたもので、この
混合回路５．６の各出力信号のＦＳＫ復調信号波がそれ
ぞれ通過する一対の低域濾波器７．８と、この一対の低
域濾波器７．８の出力信号をそれぞれ増幅する低周波増
幅器９．１０およびその出力信号を一定振幅に制限する
振幅制限回路１１．１２とを介して、比較回路１３に与
え、この比較回路１３で二つの信号を比較することによ
り、ＦＳＫ信号を復調する装置である。

この装置は、従来のスーパーヘテロゲイン方式に比べる
と、中間周波数帯の増幅器や濾波器が不要となり、受信
機が小型化されるとともに集積回路化が可能な装置とし
て注目されている。

この装置の動作を簡単に説明する。受信ＦＳＫ信号の搬
送波周波数をｆＣとし、二値ＦＳＫ信号の周波数変位を
δとすると、局部発振周波数ｆｔを搬送波周波数ｆｃに
等しくすることにより、混合回路６の出力には、その基
本波周波数の信号として、周波数変位δに等しいベース
バンド信号が得られる。この基本波周波数の信号を低域
濾波器７および８で抽出する。ここで、二つの混合回路
５および６に入力する局部発振信号にπ／２の位相差を
与えておくと、一方の混合回路の基本周波数の出力信号
を ａ　（ｔ）　ｃｏｓ（２ｒｒδｔ） とするとき、他方の混合回路の基本周波数の出力信号は ａ　（ｔ）　ｃｏｓ（２ｙｒδｔ＋π／２）＝　−ａ（
ｔ）　５ｉｎ（２πδｔ） となって、二つの低域濾波器７および８の出力には相互
にπ／２の位相差のある信号が得られる。

ここで、ａ　（ｔ）は受信機の入力端子、高周波増幅器
２、混合回路５．６および低域濾波器７．８の特性によ
り決定される低域濾波器７．８の出力振幅である。

すなわち受信ＦＳＫ信号の周波数スペクトラムが第１０
図のとおりであるとき、受信ＦＳＫ信号の周波数変位δ
の正負に応じて、比較回路１３の人力■およびＱには第
１１図または第１２図の信号があられれる。つまり入力
■およびＱのいずれが進み位相であるかを検出すること
により、受信ＦＳＫ信号の周波数変位の＋δと−δとを
識別できる。

上記比較回路１３は、Ｄフリップ７０ツブまたはＪＫフ
リップフロップで簡単に実現でき、しかも近年の技術に
より、送信装置は搬送波周波数ｆｃのための発振回路お
よび局部発振回路として安定な回路が簡単に得られるの
で、この装置はその構成がきわめて簡単になる利点があ
る。

〔発明が解決しようとする問題点〕

この装置を例えば移動通信で利用しようとすると、受信
波の包路線が常に変動する問題がある。

この問題を解決するために、振幅制限回路または自動利
得制御回路が利用される。簡易な受信機を構成するため
には振幅制限回路の利用が有利である。そこで従来は、
上述したように、振幅制限回路を通過した互いに直交す
る二つのベースバンド信号の零交差点により周波数偏移
δの正負を識別していた。

このときの零交差点は、信号が直交しているために、π
／２の位相差に相当する時間差がある。

したがって、データが遷移してから次の遷移が生じるま
ではデータを判定できないことになる。特に、情報伝送
速度に比較して遷移周波数が小さく、データのひとつの
タイムスロットが周波数偏移の半周期以下となるような
場合には、同位相信号または直交位相信号の零交差点（
立ち上がりまたは立ち下がり）が生じる以前に、次のデ
ータに遷移することがある。その場合には、受信信号の
符号が変化しても零交差点を通過しないため、その信号
を復調できず、前の状態を保持することになる。

このようなデータの欠落を防止するためには、−周波数
偏移δが変調波周波数ｆ、　　（受信ＦＳＫ信号の周波
数偏移を＋δと−δとで転換させる周波数、情報伝送速
度に対応する）よりかなり大きいことが必要である。す
なわち情報伝送速度を大きくするために変調波周波数ｆ
、を大きくすると、第１１図の状態から第１２図の状態
に遷移したこと、または第１２図の状態から第１１図の
状態に遷移したことが識別できなくなる。実用的には、
δ　＞ｌＱｆｍ であることが必要となる。このため、受信速度が制限さ
れる欠点があった。

本発明は、以上の問題点を解決し、簡単な回路構成によ
り高速信号の受信が可能なＦＳＫ信号受信機を提供する
ことを目的とする。

〔問題点を解決するための手段〕

本発明のＦＳＫ信号受信機は、互いにほぼ直交する二つ
のベースバンド信号に互いに位相差を与える第二移相手
段を備えたことを特徴とする。

この第二移相手段は、一対の低域濾波器の各出力回路に
挿入された互いに移相量の異なる移相回路を含むことが
望ましい。

局部発振回路は一つであり、この局部発振回路の出力が
分岐されて一対の混合回路に供給される構成であり、第
一移相手段は、この局部発振回路の分岐された出力の一
方の通路に挿入されたπ／２移相回路を含むことが望ま
しい。また、この構成の代わりに、この局部発振回路の
出力が分岐されて一対の混合回路に同一位相の局部発振
信号が供給される構成であり、第一移相手段は、一対の
混合回路のＦＳＫ受信信号入力の一方の通路に挿入され
たπ／２移相回路を含む構成とすることもできる。

一対の低域濾波器の出力信号の通路にそれぞれ波形成形
回路を含み、その波形成形回路は増幅器および振幅制限
回路を含み、第二移相手段はその各波形成形回路の前段
または後段もしくは波形成形回路の中に設けられている
ことが望ましい。

第二移相手段は、一対の低域濾波器の各出力信号通路に
設けられその位相推移量がそれぞれφ１、φ２である二
つの移相回路を含み、その位相推移量は、 １φ１−φ２１　　”；　　π／２ であることが望ましい。

二つの移相回路は、その一方がπ／４位相進み回路であ
り、他方がπ／４位相遅れ回路であるか、または、二つ
の位相回路が双方ともに位相進み回路または位相遅れ回
路であることが望ましい。

本発明のＦＳＫ受信機は、さらに、二つのベースバンド
信号を分岐して前記第二移相手段と逆の位相差を与える
第三移相手段と、第二移相手段の出力と前記第三移相手
段の出力とを比較する比較手段とを備えたことを特徴と
する。

第二移相手段および第三移相手段は、一対の低域濾波器
の各出力信号通路にそれぞれ設けられ、その位相推移量
がφ１、φ２である二つの移相回路をそれぞれ含み、そ
の位相推移量は、Ｉφ１−φ２　Ｉ　！＝ｉ　π／２ であることが望ましい。

比較手段は、第二移相手段の二つの出力信号を乗算する
第一の乗算回路と、第三移相手段の二つの出力信号を乗
算する第二の乗算回路と、この二つの乗算回路Ｑ出力を
減算する減算回路とを含むことが望ましい。

減算回路の出力信号の通路には波形成形回路を含み、そ
の波形成形回路は増幅器および振幅制限回路を含むこと
が望ましい。

〔作　用〕

本発明のＦＳＫ信号受信機は、振幅制限回路の出力の零
交差点でデータを識別するのではなく、二つのベースバ
ンド信号の状態で識別する。特に二つのベースバンド信
号を １φ１−φ２１＝π／２ なる位相φ１、φ２だけそれぞれ推移させると、この二
つのベースバンド信号が同位相または逆位相となる。こ
れによりデータを判定できる。′また、二つのベースバ
ンド信号で「１」と「０」との変化が同時に起きる。し
たがって、データの１タイムスロフトが継続している間
に一方のベースバンド信号が零交差点を通過しても、識
別後のデータは変化しない。

さらに、第三移相手段を備える場合には、第二移相手段
の出力と第三移相手段の出力とを比較することにより、
さらに容易にデータを識別できる。

特に、二つの移相手段によりそれぞれπ／２の移相差を
与える場合には、それぞれの移相手段の移相が同相とな
り、しかも二つの移相手段の出力はこれと直交移相とな
る。したがって、第二移相手段の出力を乗算したものか
ら、第三移相手段の出力を乗算したものを減算すると、
その値は受信データにより±１で極性が反転する。

〔実施例〕

第１図は本発明第一実施例ＦＳＫ信号受信機のブロック
構成図である。

このＦＳＫ信号受信機は、周波数ｆｒのＦＳＫ変調波を
受信するアンテナ１と、この受信ＦＳＫ変調波を所望の
レベルまで増幅する高周波増幅器２と、この高周波増幅
器２の出力した一つの受信ＦＳＫ信号が分岐して与えら
れる一対の混合回路５．６と、この混合回路５．６に前
記ＦＳＫ信号の搬送波周波数にほぼ等しい周波数の局部
発振信号を与える局部発振回路３と、混合回路５．６の
各出力信号のＦＳＫｔｉ調信号波がそれぞれ通過する一
対の低域濾波器７．８とを備え、混合回路５．６の各人
力信号またはこの一対の混合回路５．６に与える局部発
振信号のいずれかにほぼπ／２相当の位相差を与える第
一移相手段と、低域濾波器７．８の出力信号を比較する
比較回路１３とを備える。この実施例では、局部発振回
路３は一つであり、この局部発振回路３の出力が分岐さ
れて一対の混合回路５．６に供給される構成であり、第
一移相手段として、局部発振信号に位相差を与えるπ／
２移相回路４を用いる。さらに本実施例受信器は、一対
の低域濾波器７．８の各出力信号に互いに位相差を与え
る第二移相手段として、移相回路１４．１５を備える。

この移相回路１４．１５は、低域濾波器７．８の各出力
回路に挿入され、互いに位相推移量が異なる。

さらに本実施例受信機は、低域濾波器７．８の出力信号
の通路にそれぞれ波形成形回路を含み、その波形成形回
路は低周波増幅器９、ｌＯおよび振幅制限回路１１．１
２を含み、第二移相手段すなわち移相回路１４．１５は
、各波形整形回路の後段に設けられる。

移相回路１４．１５による移相推移量φ１、φ２は１φ
１−φ２１　＝　π／２　　　・・（１）の関係がある
。

移相回路１４．１５の出力については、フェージング等
の搬送波の振幅変動を除去するために、低周波増幅器９
、ｌＯにより増幅し、振幅制限回路１１゜１２により振
幅制限を行う。この結果、振幅制限回路１１．１２の出
力は周波数偏移の周期をもつ矩形波となる。このディジ
タル波形は、受信ＦＳＫ変調波の周波数がｆｃ±δ［：
Ｈｚ〕のいずれかにより、同位相または逆位相となる。

そこで、比較回路１３として例えば排他的論理和回路を
用いることにより、受信データを判定することができる
。

ここで、局部発振回路３は、受信ＦＳＫ変調波の中心周
波数ｆｃと等しく、位相も一致した周波数ｆ、の局部発
振信号を出力するものとする。このとき低域濾波器７．
８の出力するＩ信号およびＱ信号は、 で表される。ここで振幅係数については省略した。

この信号に対して、移相回路１４．１５の出力はそれぞ
れ、 となる。ここで（１）式から、 φ２＝π／２＋φ１　　　　　　　・・−（４）とする
と、 Ｉ、’　＝Ｃ０Ｓ（２πδを十φ１） ■、′＝±５ｉｎ（２ｙｒδｔ　＋　ｒｅ　／　２＋φ
ｌ）＝±ｃｏｓ（２πδｔ＋φ１） ・−・・・−・−（５） となる。また、 φ２＝−π／２＋φ１　　　　　　・・・・・・（４）
′の場合には、（５）式におけるＱ信号の余弦関数の符
号が反転するだけである。すなわち（１）式が満足され
るなら、二つのベースバンド信号は同位相または逆位相
となり、零交差点が等しくなる。

第２図は各部の信号波形を示す。（ａ）は送信データを
示す。（社）、（Ｃ）はそれぞれ低域濾波器７．８の出
力波形を示し、（ｄ）、（ｅ）はそれぞれ移相回路１４
．１５の出力波形を示し、（ｆ）は（ａ）に示した送信
データによって生じる移相回路１５の実際の出力波形を
示す。さらに、（鈴、（５）はそれぞれ（ａ）の送信デ
ータに対する振幅制限回路１１．１２の出力波形を示し
、（ｉ）は比較回路１３の出力波形を示す。

低域濾波器７の出力するＩ信号は、データにより位相変
化することなく、周波数偏移を変動周波数とする正弦波
となる。また、低域濾波器８の出力するＱ信号は、デー
タによって位相反転し、第２図（Ｃ）の実線かまたは破
線のいずれかとなる。

これらの信号の位相をそれぞれ移相回路１４．１５でφ
１、φ２だけ推移させると、それぞれ第２図（ｄ）、（
ｅ）の波形となる。したがって、送信データが第２図（
ａ）の波形の場合には、移相回路１５の出力は第２図（
ｆ）の波形となる。

移相回路１４．１５の出力を増幅し、振幅制限回路１１
．１２により振幅を制限すると、第２図（ね、（社）に
示したディジタル波形■。、ＱＤが得られる。比較回路
１３でこれらの波形を乗算または排他的論理和演算を行
うことにより、送信データを再生することができる。

第３図および第４図は移相回路１４．１５の一例を示す
回路図である。第３図は位相進み回路を示し、第４図は
位相遅れ回路を示す。これらの回路は演算増幅器を用い
た一般的な回路である。

移相回路の出力波形は、理想的にはデータの遷移ととも
に瞬時に変化する。しかし、現実的な回路では、高速の
信号変化に対して応答時間、すなわち過渡応答を小さく
する必要がある。そのためには、移相回路の時定数を小
さくすることが望ましい。したがって、（１）式を満足
しなから移相回路の時定数を可能な限り小さくする必要
がある。しかも、この移相回路の時定数が他の回路に比
較して大きく、このＦＳＫ信号受信機の受信速度がこの
時定数により決定されてしまう。そこで、移相回路の位
相推移量はできる限り少なく配分することが望ましい。

第３図および第４図に示した移相回路は、演算増幅器３
１０反転入力には抵抗３２を介して人力信号が供給され
、演算増幅器３１の出力が抵抗３３を介して反転入力に
帰還される。位相進み回路と位相遅れ回路との差異は、
演算増幅器３１の反転入力回路にある。位相進み回路の
場合には、抵抗３２に供給されたと同じ大男信号が抵抗
３４を介して演算増幅器３１の非反転入力に接続され、
さらにこの非反転入力がコンデンサ３５を介して接地さ
れる。位相遅れ回路の場合には、同じ入力信号がコンデ
ンサ４１を介して演算増幅器３１の非反転入力に接続さ
れ、この非反転入力が抵抗４２を介して接地される。

抵抗３２．３３の抵抗値は等しく、抵抗３４．４２、コ
ンデンサ３５．４１の値により、ある周波数における位
相推移量が決定される。それぞれの値をＲＳＣとすると
、その移相特性β（ω）はそれぞれ、で表される。τは
この移相回路の時定数である。

ここで、同じ周波数で位相特性を例えばπ／２とπ／４
について比較すると、 となる。すなわち、２倍の位相推移量を得ようとすると
、過渡応答特性の目安となる時定数は２倍以上となる。

したがって、より高速の信号を受信するためには、少な
い位相推移量を互いに逆極性の移相回路に配分すること
が望ましい。そこで、φ２、φ２の値としては、 φｌ＝π／４、φ２＝−π／４　・・−（８）または、 φ１＝−π／４、φ２＝π／　４　−−−　（８）’と
することが望ましい。

第５図は移相回路１４．１５の他の例を示す。

移相回路１４．１５の位相特性が一定である場合には第
３図および第４図の移相回路を用いることができる。し
かし、一般には、移相回路１４．１５による位相推移量
が周波数により変化する。その場合に位相推移量φ８、
φ２は、 と表され、（１）式は、 １Φ２（ω）−Φ１（ω）１＝π／２　　−・αＱとな
る。ここでΦ１（ω）、Φ２（ω）は周波数の関数であ
る。

ここで問題となるのは、データの伝送速度が高速になっ
た場合に、送信波のスペクトラムが広くなることである
。このため、より高速のデータを受信するためには、こ
のスペクトラムを十分に通過させ、しかも高速の信号変
化に対して応答時間を小さ（する必要がある。したがっ
て、α０式の条件は帯域特性を有する必要がある。この
ような広帯域の位相特性を満たすためには、所望の帯域
において近似的に、 の条件が成立する必要がある。

このような条件を満たす移相回路１４．１５としては、
周波数に対する位相推移量Φ１（ω）、Φ２（ω）がほ
ぼ同じで、しかもその位相差がほぼπ／２であればよい
。このためには、移相回路１４．１５がともに位相進み
回路または位相遅れ回路であればよい。

第５図の移相回路はこのような例を示すものであり、第
４図に示した位相遅れ回路を縦続に接続したものである
。

移相回路１４．１５としては、時定数が異なる同形の回
路を用いる。ここで、移相回路１４０位相推移量φ１を
決定する時定数をτ１、τ２、移相回路１５の位相推移
量φ２を決定するτ３、ｒ、とすると、位相推移量φ１
、φ２は、 φ、＝−２（ｔａｎωτ、　＋　ｔａｎωτ２）φ２＝
−２（ｔａｎωτ、　＋　ｔａｎωｒ３）で表される。

第６図は周波数に対する位相推移量φ３、φ２およびそ
の差〔φ１−φ２〕の計算値を示す。横軸は周波数、縦
軸は位相推移量である。ここで、τｌ　＝　２．２Ｘ１
０−’　　Ｃ秒〕τ２＝　４．５Ｘ１０−’　　Ｃ秒〕 τ、　＝　１．１Ｘ１０−’　　Ｃ秒〕τ、　＝　２．
３Ｘ１０−’　　Ｃ秒〕とした。

第６図に示すように、位相推移量φ１、φ２は周波数変
化に対してほぼ同じ傾きをもち、しかも〔φ１−φ２〕
は約１００Ｈｚから６　ｋ）Ｉｚまでほぼ９０゜の位相
差をもつ。したがって、この周波数帯域において相対的
な位相差がほぼ９０°となり、６０式および００式の条
件が満たされる。このため、広い周波数帯域において、
二つのベースバンド信号の零交差点を同じ瞬間に設定す
ることができる。

以上説明した実施例において、移相回路１４．１５は、
波形成形回路の後段または波形成形回路の中に設けるこ
ともできる。

第７図は本発明第二実施例ＦＳＫ信号受信機のブロック
構成図を示す。

二〇ＦＳＫ信号受信機は、周波数ｆ、のＦＳＫ変調波を
受信するアンテナ１と、この受信ＦＳＫ変調波を所望の
レベルまで増幅する高周波増幅器２と、この高周波増幅
器２の出力した一つの受信ＦＳＫ信号が分岐して与えら
れる一対の混合回路５．６と、この混合回路５．６に前
記ＦＳＫ信号の搬送波周波数にほぼ等しい周波数の局部
発振信号を与える局部発振回路３と、混合回路５．６の
各出力信号のＦＳＫ復調信号波がそれぞれ通過する一対
の低域濾波器７．８と、混合回路５．６の各入力信号ま
たはこの一対の混合回路５．６に与える局部発振信号の
いずれか（この実施例では局部発振信号）にほぼπ／２
相当の位相差を与える第一移相手段と、低域濾波器７．
８の出力信号を比較する比較回路１３とを備える。この
実施例でも局部発振回路３は一つであり、この局部発振
回路３の出力が分岐されて一対の混合回路５．６に供給
される構成であり、第一移相手段として、局部発振信号
に位相差を与えるπ／２移相回路４を用いる。さらに本
実施例受信器は、一対の低域濾波器７．８の各出力信号
に互いに位相差を与える第二移相手段、すなわち移相回
路１４．１５と、低域濾波器７．８の各出力信号を分岐
して前記第二移相手段と逆の位相差を与える第三移相手
段、すなわち移相回路１４’　、１５’　と、二つの移
相手段の出力と比較する比較手段とを備える。

移相回路１４．１４′の位相推移量はφ３、移相回路１
５．１５’の位相推移量はφ２であり、１φ１−φ２１
　＝　π／２ の関係がある。

また、比較手段は、移相回路１４．１５の二つの出力信
号を乗算する第一の乗算回路７１と、移相回路１４’　
、１５’の二つの出力信号を乗算する第二の乗算回路７
２と、この二つの乗算回路７１．７２の出力を減算する
減算回路７３とを備える。

減算回路７３の出力信号の通路には波形成形回路を含み
、その波形成形回路は低周波増幅器７４および振幅制限
回路７５を含む。

この実施例において、位相回路１４．１５の出力信号は
、第一実施例における（５）式と同様に、で与えられる
。また、位相回路１４’　、１５’の出力信号について
は、 １１４’　＝±５ｉｎ（２ｆｆａｔ＋φ、）１、、’　
＝Ｃ０３（２πδｔ＋φ２）＝ＣＯ８（２πδｔ＋φ、
＋π／２） ＝　−５ｉｎ（２Ｗδｔ＋φ２） ・・・・　αり となる。ここで、測成および０１式は復号同順である。

これらの信号のうち、位相回路１４．１５の出力を乗算
回路７１により乗算すると、 ■、・■１．＝±ｃｏｓ”（２πδｔ＋φｌ）−・・・
　Ｏ０ が得られる。同様に位相回路１４’　、１５’の出力を
乗算回路７２により乗算すると、 １１４’　　”　Ｉｔｓ’　＝王ｓｉｎ”（２πδｔ＋
φ１）−・−０９ が得られる。このように、二側の極性の異なる信号が得
られる。次にα荀式とα９式を減算回路７３により減算
すると、その出力Ｓ　（ｔ）は、Ｓ　（ｔ）　＝±１　
　　　　　　　　　　　　　・−ａｅとなる。このよう
に、受信データにより減算回路７３の出力の符号が反転
する。この符号によりデータを復調することができる。

ところで、極性の異なる信号を得る構成では、受信信号
の信号対雑音比が３ｄＢ増加する利点がある。すなわち
、信号Ｓについては、極性が反転している信号を減算す
ることから、振幅が二倍になる。また、雑音については
、一対の低域濾波器の出力信号が直交していることから
、その雑音は独立なガウス雑音である。この信号は、そ
の後に位相がシフトされて同位相となるが、シフトされ
る以前は独立であるため、その雑音は新たなガウス雑音
となる。したがって、雑音電力は変化しない。

減算回路７３では、００式およびα９式に示す信号と同
様に雑音も直交しているので独立なガウス過程となり、
減算操作が線形結合であるから再びガウス過程となる。

この結果、得られる信号の雑音電力は不変である。した
がって、この構成により信号対雑音比が３ｄＢ改善され
る。

減算回路７３の出力信号は、低周波増幅器７４および振
幅制限回路７５により構成される波形成形回路により、
フェージングその他の振幅変動が除去される。

第８図は送信波形および受信波形を示す。（ａ）は送信
データ、（社）、（Ｃ）はそれぞれ乗算回路７Ｌ７２の
出力、（山は減算回路７３の出力をそれぞれ示す。この
ように、減算回路７３の出力に元の送信データが復調さ
れる。

以上の実施例では、第一の移相手段として、局部発振信
号に位相差を与える例を示したが、単一の局部発振回路
３を用い、この局部発振回路３の出力を分岐して一対の
混合回路５．６に同一位相の局部発振信号を供給する構
成とし、混合回路５．６０ＦＳＫ受信信号人力の一方の
通路に挿入されたπ／２移相回路を用いることもできる
。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明のＦＳＫ信号受信機は、受
信ＦＳＫ変調波を同位相または逆位相の二つのベースバ
ンド信号に変換し、それが同位相であるか逆位相である
かによりデータを識別する。

この識別は、論理積回路または排他的論理和回路により
容易にできるので、比較回路の動作を容易に高速化でき
る効果がある。さらに、二つのベースバンド信号を二つ
に分岐してそれぞれｔ目補的に位相を推移させた場合に
は、推移量の異なる信号を乗算して減算するだけで受信
信号を復調でき、より単純な回路構成によりＦＳＫ信号
を復調できる効果がある。

本発明のＦＳＫ信号受信機は、高速のＦＳＫ信号を受信
できるだけでなく、回路構成が簡単なことから小型化が
容易となる効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明第一実施例ＦＳＫ信号受信機のブロック
構成図。 第２図はこの受信機の各部の信号波形を示す図。 第３図は位相進み回路の回路構成図。 第４図は位相遅れ回路の回路構成図。 第５図は移相回路の他の例を示す回路構成図。 第６図は周波数に対する位相推移量φ１、φ２およびそ
の差〔φ、−φ２〕の計算値を示す図。 第７図は本発明第二実施例ＦＳＫ信号受信機のブロック
構成図。 第８図は送信波形および受信波形を示す図。 第９は従来例ＦＳＫ信号受信機のブロック構成図。 第１Ｏ図は２値ＦＳＫ信号のスペクトルを示す図。 第１１図は受信ＦＳＫ信号の周波数変位δが正のときの
Ｉ信号とＱ信号との位相関係を示す図。 第１２図は受信ＦＳＫ信号の周波数変位δが負のときの
１信号とＱ信号との位相関係を示す図。 １・・・アンテナ、２・・・高周波増幅器、３・・・局
部発振回路、４・・・π／２移相回路、５．６・・・混
合回路、７．８．７４・・・低域濾波器、９．１０・・
・低周波増幅器、１１．１２．７５・・・振幅制限回路
、１３・・・比較回路、１４．１４’　、１５．１５′
・・・移相回路、７１．７２・・・乗算回路、７３・・
・減算回路。 特許出願人　日本電信電話株式会社 代理人　弁理士　井　出　直　孝 Ｍ　２　口 位相進り回路 位不目　封監　ａし　回　】にト 尾　４　口 昂　５　図 Ｏｊ　　　　　　　　　　　　　　　　１　　　　　　
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Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、一つの受信ＦＳＫ信号が分岐して与えられる一対の
   混合回路と、この混合回路に前記ＦＳＫ信号の搬送波周
   波数にほぼ等しい周波数の局部発振信号を与える局部発
   振回路と、前記一対の混合回路の各出力信号のＦＳＫ復
   調信号波がそれぞれ通過する一対の低域濾波器とを備え
   、 前記一対の混合回路の各入力信号またはこの一対の混合
   回路に与える局部発振信号のいずれかにほぼπ／２相当
   の位相差を与える第一移相手段と、前記一対の低域濾波
   器の出力信号を比較する比較回路とを備えたＦＳＫ信号
   受信機において、前記一対の低域濾波器の各出力信号に
   互いに位相差を与える第二移相手段を備えたことを特徴
   とするＦＳＫ信号受信機。 ２、第二移相手段は、一対の低域濾波器の各出力回路に
   挿入された互いに移相量の異なる移相回路を含む請求項
   １記載のＦＳＫ信号受信機。 ３、局部発振回路は一つであり、この局部発振回路の出
   力が分岐されて一対の混合回路に供給される構成であり
   、 第一移相手段は、この局部発振回路の分岐された出力の
   一方の通路に挿入されたπ／２移相回路を含む 請求項１記載のＦＳＫ信号受信機。 ４、局部発振回路は一つであり、この局部発振回路の出
   力が分岐されて一対の混合回路に同一位相の局部発振信
   号が供給される構成であり、 第一移相手段は、一対の混合回路のＦＳＫ受信信号入力
   の一方の通路に挿入されたπ／２移相回路を含む 請求項１記載のＦＳＫ信号受信機。 ５、一対の低域濾波器の出力信号の通路にそれぞれ波形
   成形回路を含み、その波形成形回路は増幅器および振幅
   制限回路を含み、第二移相手段はその各波形成形回路の
   前段または後段もしくは波形成形回路の中に設けられた
   請求項１記載のＦＳＫ受信機。 ６、第二移相手段は、一対の低域濾波器の各出力信号通
   路に設けられ、その位相推移量がそれぞれφ＿１、φ＿
   ２である二つの移相回路を含み、その位相推移量は、 ｜φ＿１−φ＿２｜≒π／２ である請求項１記載のＦＳＫ信号受信機。 ７、二つの移相回路は、その一方がπ／４位相進み回路
   であり、他方がπ／４位相遅れ回路である請求項６記載
   のＦＳＫ信号受信機。 ８、二つの位相回路は双方ともに位相進み回路である請
   求項６記載のＦＳＫ信号受信機。９、二つの位相回路は
   双方ともに位相遅れ回路である請求項６記載のＦＳＫ信
   号受信機。１０、一つの受信ＦＳＫ信号が分岐して与え
   られる一対の混合回路と、この混合回路に前記ＦＳＫ信
   号の搬送波周波数にほぼ等しい周波数の局部発振信号を
   与える局部発振回路と、前記一対の混合回路の各出力信
   号のＦＳＫ復調信号波がそれぞれ通過する一対の低域濾
   波器と、前記一対の混合回路の各入力信号またはこの一
   対の混合回路に与える局部発振信号のいずれかにほぼπ
   ／２相当の位相差を与える第一移相手段とを備えたＦＳ
   Ｋ信号受信機において、 前記一対の低域濾波器の各出力信号に互いに位相差を与
   える第二移相手段（１４、１５）と、前記一対の低域濾
   波器の各出力信号を分岐して前記第二移相手段と逆の位
   相差を与える第三移相手段（１４′、１５′）と、 前記第二移相手段の出力と前記第三移相手段の出力とを
   比較する比較手段と を備えたことを特徴とするＦＳＫ信号受信機。 １１、第二移相手段および第三移相手段は、一対の低域
   濾波器の各出力信号通路にそれぞれ設けられ、その位相
   推移量がφ＿１、φ＿２である二つの移相回路をそれぞ
   れ含み、 その位相推移量は、 ｜φ＿１−φ＿２｜≒π／２ である請求項１０記載のＦＳＫ信号受信機。 １２、比較手段は、 第二移相手段の二つの出力信号を乗算する第一の乗算回
   路（７１）と、 第三移相手段の二つの出力信号を乗算する第二の乗算回
   路（７２）と、 この二つの乗算回路の出力を減算する減算回路（７３）
   と を含む 請求項１１記載のＦＳＫ信号受信機。 １３、減算回路の出力信号の通路には波形成形回路を含
   み、その波形成形回路は増幅器および振幅制限回路を含
   む請求項１２記載のＦＳＫ信号受信機。