JPH01224669A

JPH01224669A - ホイール速度センサ

Info

Publication number: JPH01224669A
Application number: JP1016090A
Authority: JP
Inventors: Kalyan P Gokhale; カリアン・パンデュラング・ゴクハル
Original assignee: Motors Liquidation Co
Current assignee: Motors Liquidation Co
Priority date: 1988-01-25
Filing date: 1989-01-25
Publication date: 1989-09-07
Also published as: DE3902166A1; US4835467A; DE3902166C2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】（産業上の利用分野）本発明は、回転部材の回転速度を感知するホイール速度
センサに関わり、より詳細には、ホイール構成要素の変
化及びホイールの非対称に対して鈍感であるセンサに関
するものである。

（従来技術の説明）歯状ホイールを用いたホイール速度センサ、及びホイー
ルが回転する時のホイール歯部の通過を監視する磁気抵
抗装置は共に公知のものとなっている。この種のホイー
ル速度センサでは、磁気抵抗器の抵抗は歯状ホイールが
回転すると正弦波状に変化する。この特性は直流バイア
スされた正弦波形の電圧信号を発生させる時に活用され
る。信号調整回路は直流バイアスされた正弦波形に応答
し、回転ホイールのそれぞれ感知された歯部毎に方形パ
ルス出力を発生する。かくして、ホイール回転速度と回
転ホイール歯数との積に等しい周波数を有するパルス列
を確立することとなる。このパルス列はマイクロプロセ
ッサのインタフェース動作に適した速度信号を与える。

（発明が解決すべき課題）先述形態のホイール速度センサでは、典型的な信号調整
回路は正確な速度関連パルス列が与えられる理想状態を
もたらす、しかし、これら典型的な信号調整回路は、ホ
イール及び磁気抵抗センサの特性、特に回転歯状ホイー
ルの非対称に影響され易い６例えば、歯状ホイールは実
際的には不完全なものである。磁気抵抗センサと歯状ホ
イール間の間隙は一定ではなく、歯状ホイールの回転中
に変化する。この結果、例えば、生産公差に起因する、
あるいはホイールベアリングに於ける期間を超えた摩損
に起因するホイールの、偏心もしくは揺動が生ずる。典
型的な信号調整回路では、この歯状ホイールの揺動ある
いは偏心に応答する磁気抵抗センサの出力の変化の結果
として、正確な速度感知を行うことは不能である。

（問題を解決するための手段）本発明に係わるホイール速度センサは、従来技術に勝り
、請求項１の特徴部に明記された特徴によって特長づけ
られるものである。

本発明によれば、ホイール速度センサは、歯状ホイール
と、該ホイールが回転するときの歯部の通過を監視する
磁気抵抗センサとを備える。ホイールの回転速度の尺度
となる周波数を有するパルス列出力を与え、ホイールと
磁気抵抗センサとの間の関係の変化に対して鈍感な信号
調整回路が提供される。特に、信号調整回路は歯状ホイ
ールの回転によってのみ引き起こされる抵抗変化に応答
するが、信号の大きさに対して、及び、ユニット対ユニ
ット変化、温８度また回転歯状ホイールの偏心等に起因
する磁気抵抗センサの抵抗変化に対して鈍感である。特
に、信号調整回路は、磁気抵抗センサを介して発生され
る時間変化信号の傾斜を感知して、パルス列信号出力を
与える。

本発明の好適な実施例を例証を以って添付図面を参照し
て以下に説明する。

〈実施例）第１図を参照するに、ホイール１０は磁性材にて形成さ
れ、その外周部には等間隔に歯が形成されていて、回転
速度が検出されるべき回転部材（図示せず）により駆動
される。磁気抵抗センサは磁気抵抗器１２と永久磁石１
４にて構成されており、ホイール１０上の歯の近接を感
知してホイール１０の回転を感知する。磁気抵抗器１２
は、ホイール１０と磁気抵抗器１２に相対的に位置する
永久磁石１４とに対し隣接して配置されていて、ホイー
ル１０．磁気抵抗器１２及び永久磁石１４を含む磁気回
路が形成される。

一般的に、抵抗の大きさが磁界の磁束密度に依存するな
らば、磁界の存在下では、磁気抵抗器１２の抵抗に変化
が生じる。ホイール１０が回転すると、磁気抵抗器１２
とホイール１０間の空隙は、歯部及び歯部間の間隔によ
り変化する。磁気回路のリラクタンスは磁気抵抗器とホ
イール１０との間の空隙の関数であるため、ホイール１
０が回転すると、磁気抵抗器１２に近接する磁界の磁束
密度は、歯部が磁気抵抗器１２に直接対向する時の最大
値と、歯部間の間隙が磁気抵抗器１２に直接対向する時
の最小値との間で変化する。従って、磁気抵抗器１２の
抵抗が磁界の磁束密度の関数であるため、その抵抗はホ
イール１０の回転速度に対応する周波数で最小値と最大
値との間で変化する。

磁気抵抗器１２の抵抗の尺度を表わす電圧信号■、は、
磁気抵抗器１２を接地基準電位と定電流Ｉ。

を与える定電流源１６の出力との間に結合することによ
って発生する。定電流源１６は、例えば５ボルトの電圧
Ｖ６゜を与える調整された電圧源に接続される。磁気抵
抗器１２を通る定電流■。は−定であるため、電圧信号
■、は、ホイール１０が回転するときの磁気抵抗器１２
の最小と最大との抵抗値に対応する最小値と最大値との
間で周期的変化を受けることとなる。ホイール１０、磁
気抵抗器１２、永久磁石１４及び定電流源１６は、回転
部材の回転速度に関連する電圧値を有する速度信号■、
の発生手段を規定する。第１図のホイール速度センサは
信号調整回路１８を備える。該回路１８は、電圧信号Ｖ
、に対応して、一連のパルスｖ５にて構成されるパルス
列を与える。各パルス■ゎは電圧■。の変化の１周期に
対応している。

このパルス列はホイール１０の回転速度と直接関係する
周波数を有する。従って、該パルス列は回転部材の回転
速度の尺度となる。

第２図には、ホイール１０が回転して磁気抵抗器１２の
抵抗を最小値と最大値との間で変化させるときの電圧信
号Ｖ。を表わす波形が示されている。電圧信号■。は平
均値Ｖ　ｂ　ｌ　ｍ　ｓを有するバイアスされた正弦波
形の形態をとっている。平均値Ｖ　ｂ　＋　ａ　ｓは電
圧信号■。の最小値と最大値との間の平均値と等しい。

第２の波形は理想波形を示している。しかし、Ｖ６の波
形は、ホイール１０の駆動中の揺動のような条件によっ
て第２図の波形から変化するのが普通である。この状態
では、歯部と磁気抵抗器１２との間に、ホイール１０が
回転すると周期的に変化する空隙が形成されることにな
る。第３ａ図は結果的に生ずる波形を示し、Ｖ　ｂ　＋
　ａ　ｓの値（Ｖ．の最小値と最大値との間の平均）は
ホイール１０の回転期間にわたって周期的変化を受けて
いる。後述するように、この結果、従来技術のホイール
速度センサではホイール速度の誤った表示がなされる。

第４図は典型的な従来技術の信号調整回路を示す、この
信号調整回路は、抵抗４８とコンデンサ２０とから成る
低域ＲＣフィルタ及びその出力がパルス列出力のパルス
列信号Ｖｂを含むコンパレータスイッチ２２によって構
成されている。磁気抵抗器１２の両端間の電圧信号ｖ０
はコンパレータスイッチ２２の正の入力と低域フィルタ
とに与えられる。低域フィルタは、電圧信号■。の変化
をフィルタし、基準電圧Ｖ　ｒ　＠　ｆと等しい平均値
を生成してコンパレータスイッチ２２の負の入力に与え
る。第２図に示す波形の場合、Ｖ　ｒ　＠　１は平均電
圧値Ｖ　ｂ　ｌ　ｍ　ｓと等しい、コンパレータスイッ
チ２２の結果的な出力は一連の電圧パルスｖ１であって
、それぞれのパルスは■。が■１．．より大きいときは
ハイレベルであり、Ｖｏが■１．．より小さいときは低
い値となっている。

■。が第２図に示す理想化された電圧波形と概ね等しい
限り、コンパレータスイッチ２２のパルス列出力は、回
転部材の速度を正確に表わしている。しかし、第４図の
回路について以下の考察を行うことができる。抵抗４８
とコンデンサ２０とから成る低域フィルタは、ホイール
１０のきわめて低い回転速度でのｖｏの変化を全て除去
して、ホイール１０がきわめて低い回転速度であっても
真の平均電圧Ｖ　ｒ　ａ　ｆ生成するように、３１！断
周波数が可及的に低くなければならないという意味で理
想的なものであるべきである。しかし、先に示したよう
に、実際にはＶｏの波形は第３ａ図に示すような理想波
形から変化するのが一般的である。

先に示したように、Ｖ　ｂ　ｌ　ａ　ｍの値はもはや一
定レベルにはなく、ホイール１０と磁気抵抗器１２との
間の空隙の周期的変化により、それ自体が正弦波状に変
化する。■□１．のこの正弦波状に変化する値の期間は
、ホイールＩＯの一回転に要する時間に等しい、この電
圧が第４図に示す従来の信号調整回路に与えられると、
ホイール１０の低回転速度に適応したきわめて低い遮断
周波数を有する低域フィルタは、特に−層高い速度での
変化を全て除去し、第３ａ図に示すような平均電圧Ｖ　
ｆ　＠　（を生成する。■。と■１．．との比較に於い
て、コンパレータスイッチ２２は点Ｐ、Ｑ、Ｒ，Ｓでは
パルスが現われないパルス列出力を生成する。この結果
、第３ｂ図に示すようなパルス列の電圧パルスＶｂが生
じる６第３ｂ図かられかる通り、パルスＶゎのいくつか
はパルス列から消え失せ、電圧パルスＶゎの周波数は電
圧■。の周期的変化の実際の周波数より小さい、これは
ホイール１０の回転速度の測定での誤差を表わす。

本発明によれば、信号調整回路１８は第５図に示す形を
とって提供される６電圧ｖ０と第４図に示す従来の回路
で発生する電圧■１．１のような基準電圧との比較とは
対照的に、第５図に示す信号調整回路は、電圧信号■。

の傾斜に基づく出力を与え、その絶対的な大きさには依
存しない、従って、信号調整回路はバイアス電圧Ｖ　ｂ
　ｌ　＠　ｍから影響されず、ホイール１０の偏心の結
果としてのその変化に対して鈍感である。

第５図の回路は、例えば１００，０００の高利得を有す
る演算増幅器２４を備える。一対の並列結合されたダイ
オード２８．３０とコンデンサ３２から成る直列回路は
、演算増幅器２４の出力と接地基準電位との間に接続さ
れる。並列結合されたダイオード２８．３０は逆極性の
関係にある。すなわち一方のアノードは他方のカソード
に接続されている。コンデンサ３２の両端間の電圧は演
算増幅器２４の負の入力に結合されていて、演算増幅器
２４の正の入力に接続されている電圧Ｖ０と比較される
。

並列に結合されたダイオード２８．３０の両端間の電圧
はコンパレータスイッチ２６の正負双方の入力と接続さ
れる。コンパレータスイッチ２６の出力は、第１図の信
号調整回路１８のパルス列出力に於ける電圧パルスＶ、
を含む。

第５図の信号調整回路の動作を第６図の電圧図を参照し
て説明する。第６図では、上側の図は磁気抵抗器１２の
両端間に発生する入力電圧信号■。を表わし、下側の図
は信号調整回路１８のパルス列出力での電圧パルス列信
号■、を表わしている。

演算増幅器２４はコンデンサ３２の両端間の電圧と電圧
■。とを比較し、コンデンサ３２を並列に結合されたダ
イオード２８．３０を介して充電もしくは放電して、コ
ンデンサ電圧をｖｏの値と等しい値に維持する。コンデ
ンサ電圧が■。より小さい場合、演算増幅器２４は順方
向バイアスされたダイオード２８を介してコンデンサ３
２を充電し、コンデンサ電圧がＶｏより大きい場合は、
演算増幅器２４は１１ｉ方向バイアスされたダイオード
３０を介してコンデンサ３２を放電する。従って。

電圧Ｖ、がそのピーク値上で上昇するｔ、〜ｔ２期間で
は、演算増、幅器２４はダイオード２８を介してコンデ
ンサ３２を充電してコンデンサ電圧を入力電圧■。と等
しい値に維持する。電圧Ｖ。がその最小値まで減少する
ｔ、〜ｔ１期間では、演算増幅器２４はダイオード３０
を介してコンデンサ３２を放電して、コンデンサ電圧を
入力電圧Ｖ０と等しい値に維持する。後続期間り、〜ｔ
、での状況は期間ｔ１〜ｔ２について説明した通りであ
る。従って、演算増幅器２４は充電制御手段を規定して
いることになる。

コンデンサ３２が充電あるいは放電されているとき、コ
ンパレータスイッチ２６への入力電圧は順方向バイアス
されたダイオードの結合電圧降下の値（一般的には約０
．６ボルト）と等しい。しかし、コンパレータスイッチ
２６への入力電圧は、コンデンサ３２の充電期間にダイ
オード２８が導通しているときには、一つの極性を有し
、コンデンサ３２の放電期間にダイオード３０が導通し
ているときは逆の極性を有する。詳細に述べると、コン
パレータスイッチ２６の正の入力での電圧は、コンデン
サ３２の充電中にダイオード２８が導通している場合、
その負入力の電圧よりも大きい。

また、その負入力の電圧は、コンデンサ３２の放電中に
ダイオード３０が導通している場合、正入力の電圧より
も、大きい。第６図に、電圧Ｖ０に対するコンパレータ
スイッチ２６の出力に結果とじて生ずる電圧パルス■、
が示される。これらのノ（ルスは第１図に示す信号調整
回路１８の）（ルス列出力を構成する。

従って、ホイール１０が回転するどきＶｏがその゛最小
値と最大値との間で変化するにつれ、第５図に示す信号
調整回路は、波形■。の各変化期間中にそれぞれのパル
ス■、からなるパルス列出力を与える。第５図の信号調
整回路の論理レベル出力は、バイアス電圧Ｖ　ｂ　ｌ　
１１　Ｍではなく信号■。の傾斜に基づくことになる。

つまり、信号調整回路はバイアス電圧Ｖ０８．の変化に
対しては鈍感となり、第３ａ図に示す波形の場合であっ
てさえ、ホイール１０の速度を正確に示すパルス列が与
えられる。

■。１ｍｍ値の変化に対して鈍感であることに加え、第
５図の信号調整回路は信号Ｖ０の極わめて小さい振幅変
化に対してさえ有効であることが判明した。例えば、第
５図の信号調整回路は磁気抵抗器１２とホイール１０上
の歯部との間に大きな空隙がある場合でさえ有効である
。一実施例では、信号調整回路はホイール１０の回転に
応答する■。

の変化が４０ミリボルト程度まで低いときに効果的であ
ることが判明した。

【図面の簡単な説明】

第１図は磁気抵抗センサを用いたホイール速度センサの
模式図、第２図は理想化された磁気抵抗センサ信号出力
を示す図、第３ａ図は第１図に示す歯状ホイールの偏心
に起因する磁気抵抗センサ信号出力を示す図、第３ｂ図
は第３ａ図に示す磁気抵抗センサ信号に応答する従来の
典型的な信号調整回路のパルス列信号出力を示す図、第
４図は第３ｂ図に示されるパルス列速度信号を発生する
従来の信号調整回路を示す図、第５図は本発明の原理を
組み入れた信号調整回路を示す図、第６図は第５図の信
号調整回路が与えるホイール速度パルス列信号出力を示
す図である。１０・・・ホイール、１２・・・磁気抵抗器、１４・・
・永久磁石、２２・・・コンパレータスイ・ンチ、２４
・・・演算増幅器、２６・・・コンパレータスイッチ、
１８・・・信号調整回路。ＦＩＧ、２晴　間的　間

Claims

【特許請求の範囲】

１．回転部材の回転速度に関連する周波数で最大値と最
小値との間で変化する電圧値を有する速度信号（Ｖ．）
を発生する発生手段（１０，１２，１４，１６）と、コ
ンパレータスイッチ（２６）と、コンデンサ（３２）と
を備える、回転部材の回転速度を感知するホイール速度
センサにおいて、互いに逆極性の第１と第２の並列に結
合されたダイオード（２８，３０）と、コンデンサ電圧と前記速度信号（Ｖ．）とを比較する充
電制御手段であって、（Ａ）前記速度信号が前記コンデ
ンサ電圧より大きいときは前記の並列結合ダイオード（
２８，３０）を介して前記コンデンサ（３２）を充電し
、（Ｂ）前記速度信号が前記フンデンサ電圧より小さい
ときは前記並列結合ダイオード（２８，３０）を介して
前記コンデンサ（３２）を放電する充電制御手段と、を
具備し、前記並列結合ダイオード（２８，３０）は前記
コンデンサ（３２）の充放電期間中は両端間に順方向バ
イアスされたダイオード電圧降下を示し、該ダイオード
電圧降下は前記コンデンサ（３２）が充電されていると
きは第１の極性を有し、前記コンデンサ（３２）が放電
されているときは第２の極性を有するものであり、前記
コンパレータスイッチ（２６）は前記順方向バイアスさ
れたダイオードの電圧降下に応答して、前記順方向バイ
アスの電圧降下の前記第１及び第２の極性にそれぞれ対
応する第１及び第２の状態を有するパルス列信号（Ｖ＿
ｂ）を発生し、該パルス列信号（Ｖ＿ｂ）は前記回転部
材の回転速度の尺度である周波数を有することを特徴と
するホイール速度センサ。
２．前記コンデンサ（３２）は前記並列結合ダイオード
（２８，３０）と直列接続され、前記充電制御手段は、正負双方の入力と出力とを有する
増幅器（２４）と、前記速度信号（Ｖ．）を前記増幅器
（２４）の正入力に結合する手段と、前記コンデンサ電
圧を前記増幅器（２４）の負入力に結合する手段と、直
列結合された前記コンデンサ（３２）と前記並列結合ダ
イオード（２８，３０）とを介して増幅器出力を結合す
る手段とを備えたことを特徴とする請求項第１記載のホ
イール速度センサ。
３．速度信号（Ｖ．）を発生する前記発生手段は、前記回転部材により回転され且つ外周に間隔を置いて形
成された歯部を有するホイール（１０）と、前記ホイールの外周に近接して配置され、前記ホイール
（１０）が回転するとき前記歯部の近接を感知する磁気
抵抗センサであって、前記歯部が回転するときに最大値
と最小値との間で変化する抵抗を有する磁気抵抗センサ
（１２，１４）と、前記磁気抵抗センサ（１２，１４）
に定電流を供給する手段と、を備えて成り、前記磁気抵抗センサ（１２，１４）の両
端間の電圧は速度信号を構成することを特徴とする請求
項１もしくは２記載のホイール速度センサ。