JPH01170203A - 電子発振器 - Google Patents
電子発振器Info
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- JPH01170203A JPH01170203A JP63296384A JP29638488A JPH01170203A JP H01170203 A JPH01170203 A JP H01170203A JP 63296384 A JP63296384 A JP 63296384A JP 29638488 A JP29638488 A JP 29638488A JP H01170203 A JPH01170203 A JP H01170203A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/30—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator
- H03B5/32—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator
- H03B5/36—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator active element in amplifier being semiconductor device
- H03B5/366—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator active element in amplifier being semiconductor device and comprising means for varying the frequency by a variable voltage or current
- H03B5/368—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator active element in amplifier being semiconductor device and comprising means for varying the frequency by a variable voltage or current the means being voltage variable capacitance diodes
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
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- H03B5/364—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator active element in amplifier being semiconductor device the amplifier comprising field effect transistors
-
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- H03B2200/003—Circuit elements of oscillators
- H03B2200/0034—Circuit elements of oscillators including a buffer amplifier
-
- H—ELECTRICITY
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- H03B2200/006—Functional aspects of oscillators
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
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- H03B2200/0064—Pulse width, duty cycle or on/off ratio
Landscapes
- Oscillators With Electromechanical Resonators (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
本発明は電子発振器の分野に関するもので、更に詳細に
はＣＭＯＳ技術で製造する小型電子発振器に関するもの
である。
はＣＭＯＳ技術で製造する小型電子発振器に関するもの
である。
［従来技術］
ディジタル通信は正確なタイミングに依存しており、高
ビツト速度ディジタル通信の時代においては、高速ディ
ジタル回路をタイミング処理する高周波発振器の必要性
が高まっている。更に、当業界における小型化への度合
が高まっていることから、金属酸化物半導体（ＭＯＳ）
の如き超大型集積回路（ＶＬＳＩ）を低コストで製造出
来る小型発振器の必要性が特に高まっている。
ビツト速度ディジタル通信の時代においては、高速ディ
ジタル回路をタイミング処理する高周波発振器の必要性
が高まっている。更に、当業界における小型化への度合
が高まっていることから、金属酸化物半導体（ＭＯＳ）
の如き超大型集積回路（ＶＬＳＩ）を低コストで製造出
来る小型発振器の必要性が特に高まっている。
通信回路を同期化した状態に保つ所要の精度のため発振
器は高Ｑ共振器で制御可能であり、通常の発振器にはＬ
−Ｃタンク回路、同調空洞、水晶結晶及びセラミック共
振器が含まれる。高Ｑ共振器を使用する電圧制御可能な
発振器が１つの周波数を他の周波数に一致させる位相ロ
ック・ループ内で使用される場合は、その周波数は相当
の範囲にわたって可変でなければならない。その要件の
組合せは得ることが困難であることが証明されている。
器は高Ｑ共振器で制御可能であり、通常の発振器にはＬ
−Ｃタンク回路、同調空洞、水晶結晶及びセラミック共
振器が含まれる。高Ｑ共振器を使用する電圧制御可能な
発振器が１つの周波数を他の周波数に一致させる位相ロ
ック・ループ内で使用される場合は、その周波数は相当
の範囲にわたって可変でなければならない。その要件の
組合せは得ることが困難であることが証明されている。
発振器が動作する最大周波数は発振器、トラトンジスタ
の利得により制限され、又、発振器かパルスを受けるこ
とが出来る周波数範囲もその利１牙により制限される。
の利得により制限され、又、発振器かパルスを受けるこ
とが出来る周波数範囲もその利１牙により制限される。
不幸なことに、ＭＯＳで製造された半導体素子の利得は
例えば、バイポーラ−技術で製造された同様の寸法の素
子のそれと比較して低い。然し乍ら、ＭＯＳ素子の幅と
長さの割合が利得増加の目的で増加させる場合は、この
素子のゲート−ソース及びゲート−ドレン・キャパシタ
ンスも増加してしまう。その結果、発振器回路の負荷の
増加は利得増加を相殺し、結局、最大動作周波数の増加
ももたらさない。
例えば、バイポーラ−技術で製造された同様の寸法の素
子のそれと比較して低い。然し乍ら、ＭＯＳ素子の幅と
長さの割合が利得増加の目的で増加させる場合は、この
素子のゲート−ソース及びゲート−ドレン・キャパシタ
ンスも増加してしまう。その結果、発振器回路の負荷の
増加は利得増加を相殺し、結局、最大動作周波数の増加
ももたらさない。
ＭＯＳ素子の有効利得のこれ以上の減少は本体効果によ
り生ずる。従って、本発明完成迄はＭＯＳ技術における
小型発振器の周波数範囲は著しく制限されていた。
り生ずる。従って、本発明完成迄はＭＯＳ技術における
小型発振器の周波数範囲は著しく制限されていた。
本発明の目的はＭＯＳ技術で製造可能であり著しく改善
された周波数範囲と高プル範囲を有する小型電子発振器
を提供することにある。
された周波数範囲と高プル範囲を有する小型電子発振器
を提供することにある。
発振器がディジタル回路のタイミング用に使用される場
合は、５０％に近い衝撃係数を有する矩形波は立上りパ
ルス縁部又は降下パルス縁部のいずれかによりトリガー
される回路作用に対し笠しい時間を可能にするのに望ま
しい。然し乍ら、発振器かその最大周波数附近で動作す
る場合は、衝撃係数は非対称になる傾向のある素子のパ
ラメーターにより制御される。衝撃係数を５０％迄高め
るため従来のフィードバック回路が使用可能であるか、
これは発振器周波数を著しく制限し、しばしば付加的な
位相雑音の源になる。
合は、５０％に近い衝撃係数を有する矩形波は立上りパ
ルス縁部又は降下パルス縁部のいずれかによりトリガー
される回路作用に対し笠しい時間を可能にするのに望ま
しい。然し乍ら、発振器かその最大周波数附近で動作す
る場合は、衝撃係数は非対称になる傾向のある素子のパ
ラメーターにより制御される。衝撃係数を５０％迄高め
るため従来のフィードバック回路が使用可能であるか、
これは発振器周波数を著しく制限し、しばしば付加的な
位相雑音の源になる。
本発明の別の目的は最大発振周波数を実質的に制限せず
に、”ｄｔ ′！Ｊ係数が大略５０９６迄制限される高
周波共振器制御発振器を提供することにある。
に、”ｄｔ ′！Ｊ係数が大略５０９６迄制限される高
周波共振器制御発振器を提供することにある。
［発明の概要］
電子発振器は第２素子の出力から第１素子の入力へフィ
ードバックする逆の導電性の個々のＣＭＯＳ素子を備え
た２個の増幅段を含む。第１段は低利得構成で低入力キ
ャパシタンスを与え、一方、第２段は必要とされる利得
を提供する。第２素子の本体とソース電極は共に接続さ
れて周波数制限をする本体効果をなくす。
ードバックする逆の導電性の個々のＣＭＯＳ素子を備え
た２個の増幅段を含む。第１段は低利得構成で低入力キ
ャパシタンスを与え、一方、第２段は必要とされる利得
を提供する。第２素子の本体とソース電極は共に接続さ
れて周波数制限をする本体効果をなくす。
発振作用を対称波形に制限するよう共振器ノードに接続
された２方向電圧制限器により大略５０９６の衝撃係数
を実質的な周波数減少を伴わずに確保出来る。
された２方向電圧制限器により大略５０９６の衝撃係数
を実質的な周波数減少を伴わずに確保出来る。
発振器の出力に接続された多種多様な論理の異なるトリ
ガー・レベルにより生ずる衝撃係数の変化は、バッファ
ー増幅器へのバイアスを選択シフトすることにより補償
可能である。
ガー・レベルにより生ずる衝撃係数の変化は、バッファ
ー増幅器へのバイアスを選択シフトすることにより補償
可能である。
［発明の実施例］
便宜上、第１図の発振器は３つの部分、即ち、発振部分
１０．電圧制限部分３０及び増幅部分５０として考える
ことが出来る。
１０．電圧制限部分３０及び増幅部分５０として考える
ことが出来る。
発振部分１０において、Ｎチャンネル ６ＭＯＳ素
子１２はそのドレン電極が動作電圧ＶＤＤのソースに接
続され、そのソース電極は第１電流源１４を介してアー
スに接続されている。Ｎ−ＣＭ ＯＳ素子１２のゲート
電極は共振器ノード１８に接続されている。Ｐチャンネ
ルＣＭＯＳ素子１６はそのドレン電極がアースに接続さ
れ、このソース電極が第２電流源２０を介してソースＶ
ＤＤに接続されている。第１フイードバツク・キャパシ
タ２２は素子１２のゲートとＰ−ＣＭＯＳ素子１６のソ
ース電極とを接続し、第２フイードバツク・コンデンサ
ー２４はＰ−ＣＭＯＳ素子１６のソース電極をアースに
接続する。
子１２はそのドレン電極が動作電圧ＶＤＤのソースに接
続され、そのソース電極は第１電流源１４を介してアー
スに接続されている。Ｎ−ＣＭ ＯＳ素子１２のゲート
電極は共振器ノード１８に接続されている。Ｐチャンネ
ルＣＭＯＳ素子１６はそのドレン電極がアースに接続さ
れ、このソース電極が第２電流源２０を介してソースＶ
ＤＤに接続されている。第１フイードバツク・キャパシ
タ２２は素子１２のゲートとＰ−ＣＭＯＳ素子１６のソ
ース電極とを接続し、第２フイードバツク・コンデンサ
ー２４はＰ−ＣＭＯＳ素子１６のソース電極をアースに
接続する。
素子１２の本体はアースに接続され、一方、素子１６の
本体はソース電極に接続される。発振部分の回路を完成
させるため、水晶共振器２６゜バラクタ−２８及び固定
コンデンサー２９の直列組合せが共振器ノード１８とア
ースの間に接続されている。
本体はソース電極に接続される。発振部分の回路を完成
させるため、水晶共振器２６゜バラクタ−２８及び固定
コンデンサー２９の直列組合せが共振器ノード１８とア
ースの間に接続されている。
発振器はフィードバックを有する増幅器と考えることが
出来る。発振部分１０の増幅器は素子１２及び１６を含
む２段階型増幅器である。コンデンサー２２及び２４は
発振を保持するため両方の段階で必要とされるフィード
バックを提供する。
出来る。発振部分１０の増幅器は素子１２及び１６を含
む２段階型増幅器である。コンデンサー２２及び２４は
発振を保持するため両方の段階で必要とされるフィード
バックを提供する。
相補金属酸化物半導体（ＣＭＯＳ）構造においては、Ｐ
チャンネルとＮチャンネルの両方の多くの絶縁ゲート・
トランジスターが公知の方法により半導体基板内に形成
される。基板の型とは逆のチャンネル型の素子に対して
は素子の本体が基板となる。即ち、例えば、その基板が
Ｐ型シリコンである場合はＮ型領域がその内部に形成さ
れて各々Ｎチャンネル型素子のソースとドレンを提供す
る。こうした素子の本体はＰ型基板自体であり、・これ
は一般に回路のアースに接続されている。−方、基板の
それと同じチャンネル型の素子に対しては逆の型の材料
の領域即ち「タブ」が基板内に形成されてその素子の本
体となる。例えば、Ｐ型基板内の大領域Ｎ型タブ内に形
成された小領域Ｐ型頭域はＰチャンネル型素子のソース
とドレンになる。タブは通常、動作電圧源に接続される
。
チャンネルとＮチャンネルの両方の多くの絶縁ゲート・
トランジスターが公知の方法により半導体基板内に形成
される。基板の型とは逆のチャンネル型の素子に対して
は素子の本体が基板となる。即ち、例えば、その基板が
Ｐ型シリコンである場合はＮ型領域がその内部に形成さ
れて各々Ｎチャンネル型素子のソースとドレンを提供す
る。こうした素子の本体はＰ型基板自体であり、・これ
は一般に回路のアースに接続されている。−方、基板の
それと同じチャンネル型の素子に対しては逆の型の材料
の領域即ち「タブ」が基板内に形成されてその素子の本
体となる。例えば、Ｐ型基板内の大領域Ｎ型タブ内に形
成された小領域Ｐ型頭域はＰチャンネル型素子のソース
とドレンになる。タブは通常、動作電圧源に接続される
。
基板をアースに接続し、タブを動作電圧源に接続する通
常の接続はソース−本体ダイオードを逆バイアスし、ゲ
ートでソース−ドレン・インピーダンスを制御出来るよ
うな作用をする。然し乍らこれは素子の利？すと発振器
の周波数を制限する本体効果として知られている他の影
響をもたらしてしまう。
常の接続はソース−本体ダイオードを逆バイアスし、ゲ
ートでソース−ドレン・インピーダンスを制御出来るよ
うな作用をする。然し乍らこれは素子の利？すと発振器
の周波数を制限する本体効果として知られている他の影
響をもたらしてしまう。
本発明はこの制限を取り除くものである。
第１図に示す概略図はＰ型半導体材料の基板を示してい
るが、本発明はこれに限定されない。素子１２の本体は
典型的なＣＭＯＳでアースに接続されるが、素子１６の
本体は本発明によりｖＤＤではなくソース電極に接続さ
れる。
るが、本発明はこれに限定されない。素子１２の本体は
典型的なＣＭＯＳでアースに接続されるが、素子１６の
本体は本発明によりｖＤＤではなくソース電極に接続さ
れる。
又、本発明によれば、索子１２はソース・フォロアー構
成において対応する小さい入力キャパシタンスに接続さ
れる。勿論、これは利得が極めて小さい。一方、素子１
６はそれに対応して利得が大きい比較的大型の０ＭＯＳ
素子になり得る。素子１６はタブ内で形成されるので、
その本体は図示の如くソースに接続可能である。これは
本体効果及びその対応する利得の減少を無くす。
成において対応する小さい入力キャパシタンスに接続さ
れる。勿論、これは利得が極めて小さい。一方、素子１
６はそれに対応して利得が大きい比較的大型の０ＭＯＳ
素子になり得る。素子１６はタブ内で形成されるので、
その本体は図示の如くソースに接続可能である。これは
本体効果及びその対応する利得の減少を無くす。
従って、発振部分１０の増幅器は著しい本体効果を伴わ
ずに１段階によりもたらされる小さい人力キャパシタン
スと第２段階によりもたらさせる大きい利得を備えてい
る。当業者にはこれらは高周波動作の要件であることが
認識されよう。本発明は又、図示のコルピッツ発振器の
変形例に限定されず、他の発振器の型式の周波数範囲が
同じ回路構成を適用することで拡大可能である。勿論、
素子の寸法上の最適比率は製造工程により作り出される
特定の特性に依存している。本出願人は５：１（幅：長
さ）の比率が極めて充分に動作し大略８０ Ｍｌｌｚの
最大発振周波数を発生することを見出した。電流源１４
及び２０は全体の増幅利得を最大にする目的から標準Ｃ
ＭＯＳ方法により設計されている。
ずに１段階によりもたらされる小さい人力キャパシタン
スと第２段階によりもたらさせる大きい利得を備えてい
る。当業者にはこれらは高周波動作の要件であることが
認識されよう。本発明は又、図示のコルピッツ発振器の
変形例に限定されず、他の発振器の型式の周波数範囲が
同じ回路構成を適用することで拡大可能である。勿論、
素子の寸法上の最適比率は製造工程により作り出される
特定の特性に依存している。本出願人は５：１（幅：長
さ）の比率が極めて充分に動作し大略８０ Ｍｌｌｚの
最大発振周波数を発生することを見出した。電流源１４
及び２０は全体の増幅利得を最大にする目的から標準Ｃ
ＭＯＳ方法により設計されている。
先に述べた如く、第１図の実施態様は電圧制御可能な水
晶発振器として示されているが、本発明はそれに限定さ
れない。バラクタ−、コンデンサを変え、かくして位相
ロックしたループの適用例に対し周波数を変えるのに有
用なバラクタ−制御回路が当技術において良く知られて
いる。こうした典型的な回路には単位利得増幅器３１，
３個の抵抗４１．４２及び４３を含む分圧器、基準電圧
源４４が含まれる。増幅器はその入力端子４５に与えら
れる制御電圧をバッファーするよう作用する。基準電圧
源４４からの基準電圧及び電圧器はバラクタ−特性に従
って最大キャパシタンス・シフトに対しバラクタ−電圧
をセットする。回路内には直流電流は流れていないので
バラクタ−電圧は ここで、Ｖｌ、す御は端子４５に与えられる電圧であり
ｖ４４は基準電圧源４４からの基準電圧である。
晶発振器として示されているが、本発明はそれに限定さ
れない。バラクタ−、コンデンサを変え、かくして位相
ロックしたループの適用例に対し周波数を変えるのに有
用なバラクタ−制御回路が当技術において良く知られて
いる。こうした典型的な回路には単位利得増幅器３１，
３個の抵抗４１．４２及び４３を含む分圧器、基準電圧
源４４が含まれる。増幅器はその入力端子４５に与えら
れる制御電圧をバッファーするよう作用する。基準電圧
源４４からの基準電圧及び電圧器はバラクタ−特性に従
って最大キャパシタンス・シフトに対しバラクタ−電圧
をセットする。回路内には直流電流は流れていないので
バラクタ−電圧は ここで、Ｖｌ、す御は端子４５に与えられる電圧であり
ｖ４４は基準電圧源４４からの基準電圧である。
他の方法により作成されたバラクタ−は本発明を実施す
るのに充分使用可能であるが、「電圧制御可変コンデン
サー」と題する本出願人の同時提出特許出願に特に有用
なバラクタ−が説明しである。
るのに充分使用可能であるが、「電圧制御可変コンデン
サー」と題する本出願人の同時提出特許出願に特に有用
なバラクタ−が説明しである。
これはＣＭＯＳ内で製造可能であり、そのためコストの
節約と最適の小型化のため同一チップ上に集積可能であ
る。
節約と最適の小型化のため同一チップ上に集積可能であ
る。
固定周波数動作が望ましい場合は、共振器２６はノード
１８及びＶＤＤ又はアースの間に接続可能である。
１８及びＶＤＤ又はアースの間に接続可能である。
通常、最大周波数で動作する共振器制御される発振器は
矩形の波形を発生する。半導体素子はそのリニア領域と
カット・オフの間で駆動され、出力電圧は供給電圧のほ
ぼ全範囲にわたり揺動する。
矩形の波形を発生する。半導体素子はそのリニア領域と
カット・オフの間で駆動され、出力電圧は供給電圧のほ
ぼ全範囲にわたり揺動する。
こうした動作は一般にディジタル回路タイミングの目的
に対し不都合な非対称的出力波形をもたらす。
に対し不都合な非対称的出力波形をもたらす。
本発明の他の特徴によれば、第１図の実施態様の電圧制
限部分３０は索子１０及び１６をその飽口１餉域に保つ
よう共振器ノード１８における偏向を制限し、対称的波
形をもたらす。
限部分３０は索子１０及び１６をその飽口１餉域に保つ
よう共振器ノード１８における偏向を制限し、対称的波
形をもたらす。
電圧制限部分３０においては、Ｎチャンネル索子３２の
ドレン−ソース路はＰチャンネル素子３４のソース−ド
レン路と直列に接続されて、それに動作電圧■ＤＤがか
かる。素子３２及び３４のソース電極は共に、共振器ノ
ード１８に接続される。ダイオード接続されたＰチャン
ネル素子３６はそのソース電極が電流源３８を介して電
圧源ｖＤＤに接続され、そのドレンとゲート電極が基準
電圧ＩｊＡ４０に接続される。素子３４のゲート電極は
基準電圧源４０に接続され、素子３２のゲート電極は電
流源３８に接続される。
ドレン−ソース路はＰチャンネル素子３４のソース−ド
レン路と直列に接続されて、それに動作電圧■ＤＤがか
かる。素子３２及び３４のソース電極は共に、共振器ノ
ード１８に接続される。ダイオード接続されたＰチャン
ネル素子３６はそのソース電極が電流源３８を介して電
圧源ｖＤＤに接続され、そのドレンとゲート電極が基準
電圧ＩｊＡ４０に接続される。素子３４のゲート電極は
基準電圧源４０に接続され、素子３２のゲート電極は電
流源３８に接続される。
電圧制限部分３０の動作について以下に説明する。
素子３４のゲート電極は基準電圧源４０に接続され、ソ
ース７１１は共振器ノード１８に接続されているので、
素子３４はノード１８における電圧が基準電圧４０を越
えるしきい値電圧以上である場合はいっでも導通状態に
ある。同様に、素子３２はそのソース電極における電圧
がそのゲート電圧を下廻わるしきい値電圧以下である場
合はいつでも導通する。順方向バイアス・ダイオード３
６は素子３２のしきい値電圧と等しい電圧にて動作する
ので、素子３２はノード１８における電圧が大略基準電
圧４０を下田わる場合はいつでも導通する。共振器２６
は小さい電流でも迅速にロードされるので、電圧制限部
分３０はノード１８における電圧を最低基準電圧及び基
準電圧より大きいダイオードの最大電圧に制限する。こ
れは発振部分の両方の素子１２及び１６が飽和動作モー
ドを離れるのを防止し、こうして波形における非連続性
を防止し、波形の対称性と５０％の衝撃係数を補償する
。
ース７１１は共振器ノード１８に接続されているので、
素子３４はノード１８における電圧が基準電圧４０を越
えるしきい値電圧以上である場合はいっでも導通状態に
ある。同様に、素子３２はそのソース電極における電圧
がそのゲート電圧を下廻わるしきい値電圧以下である場
合はいつでも導通する。順方向バイアス・ダイオード３
６は素子３２のしきい値電圧と等しい電圧にて動作する
ので、素子３２はノード１８における電圧が大略基準電
圧４０を下田わる場合はいつでも導通する。共振器２６
は小さい電流でも迅速にロードされるので、電圧制限部
分３０はノード１８における電圧を最低基準電圧及び基
準電圧より大きいダイオードの最大電圧に制限する。こ
れは発振部分の両方の素子１２及び１６が飽和動作モー
ドを離れるのを防止し、こうして波形における非連続性
を防止し、波形の対称性と５０％の衝撃係数を補償する
。
従って、基準電圧４０は安定した導通点に素子３６をバ
イアスするよう、ノード１８と電流源３８の静止電圧を
セットするよう選択される。
イアスするよう、ノード１８と電流源３８の静止電圧を
セットするよう選択される。
発振器周波数をプルする目的でバラクタ−が使用される
場合は、基準電圧４０は公知の分圧方法によりバラクタ
−制御電圧から得ることが出来る。
場合は、基準電圧４０は公知の分圧方法によりバラクタ
−制御電圧から得ることが出来る。
低レベルＣＭＯＳ発振器はロードがその動作に影響する
のを防止するため、有用な出力信号とバッファリングを
もたらすよう増幅も必要とする。
のを防止するため、有用な出力信号とバッファリングを
もたらすよう増幅も必要とする。
これらは第１図の実施態様の増幅部分５０の主要機能で
ある。然し乍ら、部分５０の特別の設計では波形の対称
性を保存出来、従って、動作周波数を犠牲にせずに衝撃
係数も保持出来る。
ある。然し乍ら、部分５０の特別の設計では波形の対称
性を保存出来、従って、動作周波数を犠牲にせずに衝撃
係数も保持出来る。
部分５０は相補素子の多数の対を含むことが有利であり
、６対はそのソース−ドレン路を供給電圧ｖＤＤ間に直
列に接続され、反転増幅段を形成する。然し乍ら、対称
発振により発生される５０％の衝撃係数を保存するには
各段に対する信号バイアス点は大略■ＤＤ／２でなけれ
ばならず、しきい値電圧は各連続する段に対し殆んど一
定にとどまらなければならない。発振部分の出力信号は
結合コンデンサー４９を介して接続されるので、バイア
スはダイオードとして接続された第１対の相補索子５１
及び５２により最初にセット可能である。これらの素子
は相補特性を生み出すよう標準的なＭＯＳ方法に従って
設計される。一定のしきい値電圧を維持する目的から相
補素子、例えば、５３．５４及び５５．５６の各連続す
る対は各々素子５１及び５２と緊密に一致しなければな
らない。このマツチングは６対における素子に対し、素
子の幅対長さの比率が同じものを使用することにより達
成される。即ち、索子５３の幅対長さの比が素子５１の
幅対長さの比の１０００倍であれば、素子５４の幅対長
さの比は２乃至３％以内の誤差で素子５２の幅対長さの
比の１０．８倍でなければならない。同じことが各後続
の段についても言えるが、この比率は各段毎に異なって
もよい。増幅段の個数は特定の適用例の必要にあうよう
選択出来る。更に、増幅段は発振部分の動作に影響を与
えずにタイミング信号をターン・オン及びターン・オフ
出来るよう３状態出力バッファ−５７に終端出来る。
、６対はそのソース−ドレン路を供給電圧ｖＤＤ間に直
列に接続され、反転増幅段を形成する。然し乍ら、対称
発振により発生される５０％の衝撃係数を保存するには
各段に対する信号バイアス点は大略■ＤＤ／２でなけれ
ばならず、しきい値電圧は各連続する段に対し殆んど一
定にとどまらなければならない。発振部分の出力信号は
結合コンデンサー４９を介して接続されるので、バイア
スはダイオードとして接続された第１対の相補索子５１
及び５２により最初にセット可能である。これらの素子
は相補特性を生み出すよう標準的なＭＯＳ方法に従って
設計される。一定のしきい値電圧を維持する目的から相
補素子、例えば、５３．５４及び５５．５６の各連続す
る対は各々素子５１及び５２と緊密に一致しなければな
らない。このマツチングは６対における素子に対し、素
子の幅対長さの比率が同じものを使用することにより達
成される。即ち、索子５３の幅対長さの比が素子５１の
幅対長さの比の１０００倍であれば、素子５４の幅対長
さの比は２乃至３％以内の誤差で素子５２の幅対長さの
比の１０．８倍でなければならない。同じことが各後続
の段についても言えるが、この比率は各段毎に異なって
もよい。増幅段の個数は特定の適用例の必要にあうよう
選択出来る。更に、増幅段は発振部分の動作に影響を与
えずにタイミング信号をターン・オン及びターン・オフ
出来るよう３状態出力バッファ−５７に終端出来る。
本発明の付加的特徴として、バイアス変更回路７０を索
子５３及び５４のゲートに接続し、大略５０９６の衝撃
係数タイミング波形を多様な論理型のロードに供給出来
る。対称的なタイミング信号がほぼ最大周波数にてロー
ド内に動作されると、その波形の立上り時間と、立下り
時間がサイクルの相当の部分を消費することになる。そ
の結果、第２図中の実線６０に類似した台形の波形とな
る。
子５３及び５４のゲートに接続し、大略５０９６の衝撃
係数タイミング波形を多様な論理型のロードに供給出来
る。対称的なタイミング信号がほぼ最大周波数にてロー
ド内に動作されると、その波形の立上り時間と、立下り
時間がサイクルの相当の部分を消費することになる。そ
の結果、第２図中の実線６０に類似した台形の波形とな
る。
ロードがＣＭＯＳ回路で発生すると、ロード回路トリガ
ー・レベルは曲型的には第２図のレベル６１に示される
毎如く大略ｖＤＤ／２となる。このトリガー・レベルに
おいては波形６０の有効襲撃係数は実際約５０％である
。他方ロード回路がトランジスター・トランジスター論
理（ＴＴＬ）である場合は、そのトリガー・レベルは更
に低く、典型的には１．４ボルトである。このレベルは
点線６２で表わされている。ＴＴＬロードによる有効な
衝撃係数は５０％を越え、従って有用でないことが線６
２と波形６０の交差により理解出来る。
ー・レベルは曲型的には第２図のレベル６１に示される
毎如く大略ｖＤＤ／２となる。このトリガー・レベルに
おいては波形６０の有効襲撃係数は実際約５０％である
。他方ロード回路がトランジスター・トランジスター論
理（ＴＴＬ）である場合は、そのトリガー・レベルは更
に低く、典型的には１．４ボルトである。このレベルは
点線６２で表わされている。ＴＴＬロードによる有効な
衝撃係数は５０％を越え、従って有用でないことが線６
２と波形６０の交差により理解出来る。
バイアス変更回路７０はスイッチ可能な修正をもたらす
。回路７０はドレンが共に接続され、ドレン−ソース路
がｖＤＤとアース間に接続された第１の対の相補素子７
１及び７２を含むことが出来る。一対のＰチャンネル素
子７３及び７４はそのソース−ドレン路がｖＤＤと素子
５３及び５４の間に直列に接続されている。素子７４は
ダイオード接続されており、素子７３のゲートは素子７
１及び７２のドレンに接続され、索子７１及び７２のゲ
ートはスイッチ７５を介してＶＤＤ又はアースに接続さ
れる。
。回路７０はドレンが共に接続され、ドレン−ソース路
がｖＤＤとアース間に接続された第１の対の相補素子７
１及び７２を含むことが出来る。一対のＰチャンネル素
子７３及び７４はそのソース−ドレン路がｖＤＤと素子
５３及び５４の間に直列に接続されている。素子７４は
ダイオード接続されており、素子７３のゲートは素子７
１及び７２のドレンに接続され、索子７１及び７２のゲ
ートはスイッチ７５を介してＶＤＤ又はアースに接続さ
れる。
バイアス変更回路７０は以下の如く動作する。
スイッチ７５がアースに接続されると、索子７２はター
ン争オフし、素子７１がターン・オンする。この動作で
素子７３がターン・オフになり、増幅部分５０のバイア
シングが影響されない。波形６０はＣＭＯＳロードに対
して理想的な有効な出力である。一方、スイッチ７５が
ＶＤＤに接続されると、素子７１がターン・オフし、索
子７２がターン・オンする。これにより素子７３がター
ン・オンし、増幅部分５０の入力直流電圧が増加される
。増幅段とバッファー段の組合せを全体的に逆転させる
と、出力波形は第２図の点線波形６３で示される。点線
波形６３と点線のしきい値レベル６２の交差は５０％の
衝撃係数がこうしてＴＴＬロードに対し確立可能である
ことを示している。バイアス変更回路７０は発振器信号
が依然相当立上り時間と立下り時間も有する初期の増幅
段階に接続され、準矩形波形段階における衝撃係数は余
り効果がない。
ン争オフし、素子７１がターン・オンする。この動作で
素子７３がターン・オフになり、増幅部分５０のバイア
シングが影響されない。波形６０はＣＭＯＳロードに対
して理想的な有効な出力である。一方、スイッチ７５が
ＶＤＤに接続されると、素子７１がターン・オフし、索
子７２がターン・オンする。これにより素子７３がター
ン・オンし、増幅部分５０の入力直流電圧が増加される
。増幅段とバッファー段の組合せを全体的に逆転させる
と、出力波形は第２図の点線波形６３で示される。点線
波形６３と点線のしきい値レベル６２の交差は５０％の
衝撃係数がこうしてＴＴＬロードに対し確立可能である
ことを示している。バイアス変更回路７０は発振器信号
が依然相当立上り時間と立下り時間も有する初期の増幅
段階に接続され、準矩形波形段階における衝撃係数は余
り効果がない。
以上、大略５０％の衝撃係数において高周波数範囲を有
しロード論理型に対し補償するＣＭＯＳ技術で製造可能
な小型発振器回路について説明してきた。
しロード論理型に対し補償するＣＭＯＳ技術で製造可能
な小型発振器回路について説明してきた。
当業者には本文中に説明した特定の回路の多くの改変例
を本発明の技術思想又は範囲から逸脱せずになし得るこ
とが明らかであろう。
を本発明の技術思想又は範囲から逸脱せずになし得るこ
とが明らかであろう。
第１図はは本発明を具体化したＣＭＯＳ技術における電
圧制御可能な水晶発振器の概略図、第２図は本発明の衝
撃係数制御機構を説明す゛る出力波形図である。 １０・・・発振部分、 １２・・・ＮチャンネルＣＭＯＳ素子、１６・・・Ｐチ
ャンネルＣＭＯＳ素子、２２・・・フィードバック・コ
ンデンサー、３０・・・電圧制御部分、 ５０・・・増幅部分、 ７０・・・バイアス変更回路。 出願人；アメリカン テレフォン アンドテレグラフ
カンパ二一
圧制御可能な水晶発振器の概略図、第２図は本発明の衝
撃係数制御機構を説明す゛る出力波形図である。 １０・・・発振部分、 １２・・・ＮチャンネルＣＭＯＳ素子、１６・・・Ｐチ
ャンネルＣＭＯＳ素子、２２・・・フィードバック・コ
ンデンサー、３０・・・電圧制御部分、 ５０・・・増幅部分、 ７０・・・バイアス変更回路。 出願人；アメリカン テレフォン アンドテレグラフ
カンパ二一
Claims (8)
- （１）第１ＣＭＯＳ素子を有する第１増幅段、第２ＣＭ
ＯＳ素子を有する第２増幅段、 前記第２段増幅の出力と前記第１段増幅の入力の間に接
続されるフィードバック手段から成る電子発振器におい
て、 前記第１及び第２ＣＭＯＳ素子が反対の導電型であり、 前記第２増幅段の利得が前記第１増幅段の利得より大き
く、 前記第２ＣＭＯＳ素子の本体とソース電極が共に接続さ
れていることを特徴とする電子発振器。 - （２）動作電圧源に接続される第１及び第２電圧端子、 前記第１電圧端子に接続される第１電流源、前記第２電
圧端子に接続される第２電流源、前記第１ＣＭＯＳ増幅
素子がそのドレン電極を前記第２電圧端子に接続し、 そのソース電極を前記第１電流源に接続し、そのゲート
電極を前記フィードバック手段に接続していること、及
び 前記第２ＣＭＯＳ増幅素子がそのドレン電極を前記第１
電圧端子に接続し、 そのゲート電極を前記第１素子のソース電極に接続し、 そのソース電極を前記第２電流源及び前記フィードバッ
ク手段に接続している請求項（１）記載の電子発振器。 - （３）前記ＣＭＯＳ素子の基板がＰ型であり、前記第２
ＣＭＯＳ素子が前記基板内のＮタブ内のＰチャンネル構
造である請求項（１）記載の電子発振器。 - （４）発振周波数を制御するため共振器に接続するよう
前記第１ＣＭＯＳ素子の前記入力に接続された共振器ノ
ードを更に含む請求項（１）記載の電子発振器。 - （５）前記共振器ノードに接続された水晶共振器と、集
積電圧制御可能な水晶発振器を形成するよう前記水晶共
振器に接続されたＣＭＯＳ電圧可変キャパシタンス素子
とを更に含む請求項（４）記載の電子発振器。 - （６）第２増幅段において対称的な波形を提供すべく前
記共振器ノードに接続された２方向性電圧制限素子を更
に含む請求項（４）記載の電子発振器。 - （７）前記電圧制限素子が、逆導電型の第３及び第４Ｃ
ＭＯＳ素子を含み、そのドレン電極が各々前記第１及び
第２電圧端子に接続され、そのソース電極が共に前記共
振器ノードに接続され、 前記第３及び第４ＣＭＯＳ素子の個々のゲート電極の間
に接続されたダイオード素子、 前記第１電圧端子と前記第３ＣＭＯＳ素子のゲート電極
の間で接続された第３電流源、及び前記第４ＣＭＯＳ素
子のゲート電極に接続された基準電圧源を更に含む請求
項（６）記載の電子発振器。 - （８）前記第２ＣＭＯＳ増幅素子の出力に接続されたバ
ッファー増幅装置、及び バッファー増幅素子出力における所望のトリガー・レベ
ルの変化により生じた衝撃係数の変化を補償すべくバッ
ファー増幅器装置の出力波形を選択的に変える前記バッ
ファー増幅素子に接続されたバイアス・変更装置を更に
含む請求項（６）記載の電子発振器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US126131 | 1987-11-27 | ||
| US07/126,131 US4853655A (en) | 1987-11-27 | 1987-11-27 | High frequency CMOS oscillator |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01170203A true JPH01170203A (ja) | 1989-07-05 |
| JPH0648765B2 JPH0648765B2 (ja) | 1994-06-22 |
Family
ID=22423145
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63296384A Expired - Lifetime JPH0648765B2 (ja) | 1987-11-27 | 1988-11-25 | 電子発振器 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4853655A (ja) |
| JP (1) | JPH0648765B2 (ja) |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5063359A (en) * | 1990-11-15 | 1991-11-05 | At&T Bell Laboratories | Low-jitter oscillator |
| US5481228A (en) * | 1993-10-15 | 1996-01-02 | Hewlett-Packard Corporation | Method and apparatus for controlling oscillator duty cycle |
| US5477197A (en) | 1994-10-24 | 1995-12-19 | At&T Corp. | Voltage controlled oscillator with improved voltage versus frequency characteristic |
| US5534826A (en) * | 1994-10-24 | 1996-07-09 | At&T Corp. | Oscillator with increased reliability start up |
| SE515783C2 (sv) * | 1997-09-11 | 2001-10-08 | Ericsson Telefon Ab L M | Elektriska anordningar jämte förfarande för deras tillverkning |
| JP2004104565A (ja) * | 2002-09-11 | 2004-04-02 | Seiko Epson Corp | 半導体装置 |
| EP1638203A1 (en) * | 2004-09-21 | 2006-03-22 | Dialog Semiconductor GmbH | Oscillator with controlled duty cycle |
Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS51102679A (ja) * | 1975-03-06 | 1976-09-10 | Suwa Seikosha Kk | Denshishikidokei |
| JPS5360149A (en) * | 1976-11-10 | 1978-05-30 | Toshiba Corp | Voltage control oscillator circuit |
| JPS57132406A (en) * | 1981-02-09 | 1982-08-16 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Digital control type piezoelectric oscillating circuit |
| JPS5873207A (ja) * | 1981-10-28 | 1983-05-02 | Nec Corp | 発振回路 |
| JPS59169211A (ja) * | 1983-03-09 | 1984-09-25 | アメリカン・テレフオン・アンド・テレグラフ・カムパニ− | 電子発振器 |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CH640693B (fr) * | 1980-07-21 | Asulab Sa | Circuit oscillateur c-mos. | |
| US4400812A (en) * | 1981-06-15 | 1983-08-23 | Santa Barbara Research Center | Laser drive circuits |
| US4388536A (en) * | 1982-06-21 | 1983-06-14 | General Electric Company | Pulse generator for IC fabrication |
| JPS6020394A (ja) * | 1983-07-14 | 1985-02-01 | Ricoh Co Ltd | 電源切換回路 |
-
1987
- 1987-11-27 US US07/126,131 patent/US4853655A/en not_active Expired - Lifetime
-
1988
- 1988-11-25 JP JP63296384A patent/JPH0648765B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS51102679A (ja) * | 1975-03-06 | 1976-09-10 | Suwa Seikosha Kk | Denshishikidokei |
| JPS5360149A (en) * | 1976-11-10 | 1978-05-30 | Toshiba Corp | Voltage control oscillator circuit |
| JPS57132406A (en) * | 1981-02-09 | 1982-08-16 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Digital control type piezoelectric oscillating circuit |
| JPS5873207A (ja) * | 1981-10-28 | 1983-05-02 | Nec Corp | 発振回路 |
| JPS59169211A (ja) * | 1983-03-09 | 1984-09-25 | アメリカン・テレフオン・アンド・テレグラフ・カムパニ− | 電子発振器 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4853655A (en) | 1989-08-01 |
| JPH0648765B2 (ja) | 1994-06-22 |
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