JPH01161908A - 差動増幅器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は差動増幅器に関し、特に半導体メモリの廿ン
スアンブなどに用いられる０ＭＯ８構成による差動増幅
器の電圧利得の改善に関するものである。

〔従来の技術〕

第６図は従来の０ＭＯ８構成の半導体集積回路でよく用
いられるカレントミラー型差動増幅器を示す回路図であ
る。図において、１及び２は参照電位発生用トランジス
タである。参照電位発生用トランジスタ１はＰチャネル
トランジスタであり、ゲートがドレインに、ソースが電
源Ｖ。０に各々接続されている。そしてゲート及びドレ
インの共通接続点を参照電位ノード３としている。参照
電位発生用トランジスタ２はＮチャネルトランジスタで
あり、ゲートが同相入力端子４に、ドレインが参照電位
発４用トランジスタ１のトレインに各々接続され、ソー
スが接地されている。

５及び６は、増幅用トランジスタである。増幅用トラン
ジスタ５はＰチャネルトランジスタであり、ゲートが参
照電位発生用トランジスタ１のゲートに、ソースが電源
Ｖ。０に、ドレインが出力端子７に各々接続されている
。増幅用トランジスタ６はＮチャネルトランジスタであ
り、ゲートが逆相入力端子８に、ドレインが出力端子７
に１＆続され、ソースが接地されている。

次に動作について説明する。まず参照電位ノード３の電
位の決定方法について説明する。第７図は、参照電位ノ
ード３の電位の求め方を説明するための図である。図に
おいて、０１はトランジスタ１の負荷特性を示す曲線、
０２は同相入力９１七子４の入力レベルが中間レベルの
場合のトランジスタ３の電流電圧特性を示す曲線、Ｑ２
１１及びＱ２Ｌは同相入力端子４の入力レベルが中間レ
ベルより高くなった場合及び低くなった場合のトランジ
スタ２の電流電圧特性を示す曲線である。

同相入力端子４の入力レベルが中間レベルの場合のノー
ド３の電位は、トランジスター及び２に流れる電流が等
しい点（安定点）、つまり曲線Ｑ　と０２の交点の電位
へとなる。

次に、同相入力端子４の入力レベルが中間レベルより高
くなったり低くなったりすると、トランジスタ２の電流
は曲線Ｑ２−るいはＱ２シのようになる。この場合の参
照電位ノード３の電位は、曲線Ｑ　とＱ　の交点あるい
は曲線Ｑ　と０２Ｌの交１　　　　２＋１　　　　　　
　　　　　　　　　　　１点の電位（１１１あるいはＬ
ｌ）となる。このように参照電位ノード３の電位は同相
入力端子４の入力信号のみによって決定される。

参照電位ノード３の電位が決定されるとトランシタ５の
ゲート電圧が決定されるため、トランジスタ５の負荷特
性が決定される。第８図において、Ｑ　５　ＧＪ参照電
位ノード３の電位がＡの場合のトランジスタ５の０荷時
性曲線である。

次に、出力端子７の出力信号電位の求め方について第８
図を用いて説明する。図にＪ３いて、Ｑ６は逆相入力端
子８の入力レベルが中間レベルの場合のトランジスタ６
の電流電圧特性を示す曲線、Ｑ６Ｈ及びＱ６Ｌは逆相入
力端子８の入力レベルが中間レベルより高くなった場合
及び低くなった場合のトランジスタ６の電流電圧特性を
示す曲線である。

逆相入力端子８の入力レベルが中間レベルの場合の出力
端子７の電位は、トランジスタ５及び６に流れる電流が
等しい点、つまり曲線Ｑ５ど０６の交点の電位Ｂとなる
。この場合、逆相入力端子８への入力レベルと同相入力
端子４への入力レベルが等しいと、トランジスタ６の電
流特性はトランジスタ２のそれと等しくなるので、出ノ
ｊ端子７の出力電位Ｂと、参照電位ノード３の電位Ａと
は等しくなる。

次に逆相入力端子８の入力レベルが中間レベルより低く
なると、安定点は曲線Ｑ５とＱ６Ｌとの交点となり、そ
のときの出力端子７の出力電位はＣとなり、参照電位ノ
ード３の電位へより高くなる。

一方、逆相入力端子８の入力レベルが中間レベルより高
くなると、安定点は曲線Ｑ５とＱ６］１との交点となり
、そのときの出力端子７の出力電位はＤとなり、参照電
位ノード３の電位Ａより低くなる。

ここで（電位Ｃ−電位Ｄ）が出力振幅となり、電圧利得
は（出力振幅）÷（同相入力端子４と逆相入力端子８の
入力信号の電位差）となる。つまり、同相入力端子４と
逆相入力端子８の入力信号の電位差が、上記利得だけ増
幅されて、出力される。

〔発明が解決しようとする問題点〕

従来の０ＭＯ８構成のカレントミラー型差動増幅器は以
上のように構成されているので、同相及び逆相入力端子
４及び８への入力信号の平均レベルが高くなるとトラン
ジスタ２の電流導通度が大きくなり、参照電位ノード３
の電位が下がり、その結果トランジスタ５の電流導通度
が大きくなりトランジスタ５のドレイン電流も多くなる
と同時に、トランジスタ６の電流導通度が大きくなりト
ランジスタ６のトレイン電流も多くなる。そのため第８
図において曲線Ｑ６１１とＱ５　、Ｑ６ＬとＱ５との交
差角度が大きくなることにより出力振幅が小さくなり、
第９図に示すように、入力中心値（同相入力端子４及び
逆相入力端子８の入力信号の電位の平均値）が大きくな
ると電圧利得が小さくなり、半導体メモリ、特にＭＯＳ
スタヂックＲＡＭ等では読み出し時間が増大するなどの
問題点があった。

この発明は上記のような問題点を解消するためになされ
たもので、第１及び第２の入力端子への入力信号の平均
レベルの広い範囲において高い電圧利得を得ることがで
きる差動増幅器を１ｑることを目的とする。

〔問題点を解決するための手段〕

この発明に係る差動増幅器は、一方電極が第１の電位に
接続され、使方電極と制御電極が共通接続され、この共
通接続点より参照電位を導出する第１の導電をの第１の
トランジスタと、一方電極が前記第１のトランジスタの
他方電極に、他方電極が第２の電位に、制ｍ＋電極が第
１の入力端子に各々接続された第２の導電型の第２のト
ランジスタと、一方電極が前記第１の電位に、他方電極
が出力端子に各々接続され、制御電極に前記参照電位が
与えられた第１の導電型の第３のトランジスタと、一方
電極が前記第３のトランジスタの使方電極に、他方電極
が前記第２の電位に、制御電極が第２の入力端子に各々
接続された第２の導電型の第４のトランジスタと、一方
電極が前記第１のトランジスタの他７Ｊ電極と制御電極
との共通接続点に、制御電極が前記第１の入力端子に各
々接続された第１の導電型の第５のトランジスタと、−
方電極が前記第１の電位に、他方電極が前記第５のトラ
ンジスタの使方電極に各々接続され、制御電極に前記参
照電位が与えられ、前記参照電位に応じて前記第５のト
ランジスタに流れる電流を制限する第１の導電型の第６
のトランジスタと、−方電極が前記第３のトランジスタ
の他方電極と第４のトランジスタの一方電極との共通接
続点に、制御電極が第２の入力端子に各々接続された第
１の導電型の第７のトランジスタと、一方電極が前記第
１の電位に、他方電極が前記第７のトランジスタの他方
電極に各々接続され、制御ＩＩ電極に前記参照電位が与
えられ前記参照電位に応じて前記第７のトランジスタに
流れる電流を制限する第１の導電型の第８のトランジス
タとを備えた構成どしている。

〔作用〕

この発明における第５及び第６のトランジスタは、第１
及び第２の入力端子への入力信号の平均電位レベルが高
い領域において増幅に寄与することにより高い電圧利得
を実現し、第７及び第８のトランジスタは、第１及び第
２の入力端子への入力信号の平均電位レベルが低くなる
と、第５及び第６のトランジスタに流れる電流を制限し
て、第５及び第６のトランジスタの影響を排除する。

〔実施例〕

第１図はこの発明に係る一実施例を示す回路図である。

図において第６図の従来回路との相ｊＮ点は、補助トラ
ンジスタ９及び１０．電流制限用トランジスタ１１及び
１２をさらに設けたことである。

補助トランジスタ９及び１０は同相入力端子４及び逆相
入力端子８の入力信号の電位が高くなっても電圧利得が
低くならないようにするためのものであり、これらはＰ
チャネルトランジスタから成る。補助トランジスタ９の
ゲートは同相入力端子４に、ソースは電流制限用トラン
ジスタ１１のドレインに、ドレインは参照電位ノード３
に各々接続されている。補助トランジスタ１０のゲート
は逆相入力端子８に、ソースは電流制限用トランジスタ
１２のドレインに、トレインは出力端子７に各々接続さ
れている。

電流制限用トランジスタ１１及び１２は、同相入力端子
４及び逆相入力端子８の入力信号の電位が低くなり、そ
の結果当該差動増幅器が動作しなくなるのを防止するた
めのトランジスタである。

電流制限用トランジスタ１１及び１２はＰチャネルトラ
ンジスタであり、ゲートが参照電位ノード３に、ソース
が電源■ｃｏに各々接続されている。

その他の構成は、第６図の従来回路と同様である。

次に動作について説明する。まず補助トランジスタ９及
び１０の動きを説明するために電流制限用トランジスタ
１１及び１２がなくて、補助トランジスタ９及び１０の
ソースが電源Ｖ。０に直接接続されている場合について
説明する。第２図はこの場合の参照電位ノード３の電位
の求め方を説明するための図である。図において、Ｑ９
は同相入力端子４の入力レベルが中間レベルの場合のト
ランジスタ９の電流電圧特性を示す曲線である。

同相入力端子４の入力レベルが中間レベルの場合の参照
電位ノード３の電位は、トランジスタ２に流れる電流を
イ、トランジスタ９に流れる電流を口、トランジスタ１
に流れる電流を八とすると、安定点は口＋ハーイとなる
条件を満たす点であり、この点の電位Ｅが参照電位ノー
ド３の電位となる。

参照電位ノード３の電位が決定されると、トランジスタ
５の負荷特性が決定されるわけであるが、この場合、安
定点を求めるのに補助トランジスタ９の電流が影響して
いるためその影響弁だけ、参照電位ノード３の電位Ｅは
、従来例で示した第７図の電位Ａより高くなっている。

そのためトランジスタ５の電流導通度が小さくなり、ト
ランジスタ５のドレイン電流が従来例より小さくなる。

これを示したのが第３図の曲線Ｑ５である。

次に、出力端子７の出力信号電位の求め方について、第
３図を用いて説明する。図において、ＱＩＯは逆相入力
端子８の入力レベルが中間レベルの場合の補助トランジ
スタ１０の電流電圧特性を示す曲線である。

逆相入力端子８の入力レベルが中間レベルの場合の出力
端子７の出力電位は、トランジスタ６に流れる電流二が
参照電位発生用１−ランジスタ５に流れる電流へ及び補
助トランジスタ１０に流れる電流ホの和となる点、つま
り第３図中で、二＝ボ１へを満たす点の電位Ｆとなる。

次に逆相入力端子８の入力レベルが中間レベルより高く
なった場合及び低くなった場合について第３図を用いて
説明する。図において、Ｑ（５４１０）は同相入力端子
４及び逆相入力端子８の入力レベルが同一（中間レベル
）の場合のトランジスタ５及び１０の電流電圧特性曲線
の合成曲線である。

この場合の出力端子７の電位はＦとなる。

今、逆相入力端子８の入力レベルが中間レベルより高（
なると、トランジスタ６の電流導通度は大きくなり、ド
レイン電流も大きくなる。これを示したのが曲線Ｑ６，
１である。従来の差動増幅器では合成曲線Ｑ（５＋１０
）に相当する曲線は変化しないので、出力端子７の電位
はＧとなる。ところが本実施例では、逆相入力端子８の
入力レベルが中間レベルより高くなるとトランジスタ１
０の電流導通度が小さ（なるため、合成曲線Ｑ　（５＋
１０）はＱ　（５４１０）Ｌとなる。そのため出力端子
７の電位はＧではなくＨとなる。

一方、逆相入力端子８の入力レベルが中間レベルより低
くなるとトランジスタ６の電流導通度は小さくなり、ド
レイン電流も小さくなる。これを示したのが曲線Ｑ６１
である。従来の差動増幅器では合成曲線Ｑ　（５＋１０
）に相当する曲線は変化しないので、出力端子７の電位
はＩとなる。ところが本実施例では逆相入力端子８の入
力レベルが中間レベルより低くなるとトランジスタ１０
の電流導通度が大きくなるため、合成曲線Ｑ　　　は（
５→１０） Ｑ　（５＋１０）Ｈとなる。そのため出力端子７の電位
は１ではなくＪとなる。

上記の場合において、従来例の出力振幅は（電位Ｉ−電
位Ｇ）であり、本実施例の出力振幅は（電位Ｊ−電位Ｈ
）となる。従って、本実施例の方が（電位Ｊ−電位■）
＋（電位Ｇ−電位ト１）分だけ出ノｊ振幅が大きいこと
になり、その結果電圧和（ｑも大きくなる。この関係は
入力中心値が高くなってｂ同様である。そして、入力中
心値が高くなってくると、従来例と同様出力振幅が小さ
（なり電圧利得も小さくなるけれども、本実施例の出力
振幅は上述のように従来例よりも大きいので、従来例よ
りも高い電圧利得が得られる。

上記は入力中心値が高くなっても高い電圧利得が青られ
ることについて説明したが、次に入力中心値が低くなっ
た場合について説明する。入力中心値が低くなりすざる
と、参照電位発生用トランジスタ２の電流導通度が小さ
くなり、補助トランジスタ９の電流導通度が大きくなり
、ついには第２図において安定点が存在しなくなり、参
照電位ノード３の電位及び出力端子７の電位ともに電源
電圧Ｖ。。近くにまで上ってしまい当該差動増幅器が動
作しなくなる。第４図はこの様子を示した図である。こ
れでは、入力中心値の広範囲において、高い電圧利得は
得られない。これを防止するには、参照電位ノード３の
電位が高くなってくると補助トランジスタ９及び１０の
影響を排除すればよい。

そのために、電流制限用トランジスタ１１及び１２を設
け、参照電位ノード３の電位が高くなってくると、電流
Ｉ１１限用トランジスタ１１及び１２の電流導通度が減
少することにより、補助トランシフ　／ｌＱ　ｆ％７．
ｒ　ｉ　Ｑの影響をす１除し、従来例と同様の動作をす
るようにした。

参照電位ノード３の電位が低い時、電流制限用トランジ
スタ１１及び１２はＯＮＬ、、でいるので、補助トラン
ジスタ９及び１０は電気的に接続されており、上述した
ようにその機能を発揮し、高い電圧利得が得られる。こ
れにより第５図に示したように従来例と比較し、広範囲
の入力中心値に対応して高電圧利得が得られる。

なお、上記実施例では増幅用トランジスタ６のソースは
接地されているが、余分な電流をカットし消費電力を軽
減させるためＧＮＤとの間にパワーカット用のＮチ１１
ネルトランジスタを介挿しても上記実施例と同様の効果
が得られる。

また、本発明の差動増幅器２つの各々の入力端子を逆相
端子同士接続し、差動出力を提供する回路としても、上
記実施例と同様の効果が冑られる。

〔発明の効果〕

以上のように、この発明によれば、第１及び第２の入ノ
ｊ端子への入力信号の平均電位レベルが高い領域におい
て増幅に寄与することにより電圧和１！′？を高く保つ
第５及び第６のトランジスタ、ならびに第１及び第２の
入力端子への入力信号の平均電位レベルが低くなると第
５及び第６のトランジスタに流れる電流を制限して、第
５及び第６のトランジスタの影響を撲除する第７及び第
８のトランジスタを設けたので、第１及び第２の入力端
子への入力信号の平均電位レベルの広範囲にわたり高い
電圧和１７を１７にとができ、例えばセンスアンプに用
いた場合に広い動作電圧マージンを確保できるという効
果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例を示す回路図、第２図ない
し第５図はその特性を示すグラフ、第６図は従来のカレ
ントミラー型差動増幅器を示す回路図、第７図ないし第
９図はその特性を示すグラフである。 図において、１及び２は参照電位発生用トランジスタ、
４は同相入力端子、５及び６は増幅用トランジスタ、８
は逆相入力端子、９及び１０は補助トランジスタ、１１
及び１２は電流制限用トランジスタである。 なお、各図中同−符丹は同一または相当部分を示す。

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）一方電極が第１の電位に接続され、他方電極と制
   御電極が共通接続され、この共通接続点より参照電位を
   導出する第１の導電型の第１のトランジスタと、 一方電極が前記第１のトランジスタの他方電極に、他方
   電極が第２の電位に、制御電極が第１の入力端子に各々
   接続された第２の導電型の第２のトランジスタと、 一方電極が前記第１の電位に、他方電極が出力端子に各
   々接続され、制御電極に前記参照電位が与えられた第１
   の導電型の第３のトランジスタと、一方電極が前記第３
   のトランジスタの他方電極に、他方電極が前記第２の電
   位に、制御電極が第２の入力端子に各々接続された第２
   の導電型の第４のトランジスタと、 一方電極が前記第１のトランジスタの他方電極と制御電
   極との共通接続点に、制御電極が前記第１の入力端子に
   各々接続された第１の導電型の第５のトランジスタと、 一方電極が前記第１の電位に、他方電極が前記第５のト
   ランジスタの他方電極に各々接続され、制御電極に前記
   参照電位が与えられ、前記参照電位に応じて前記第５の
   トランジスタに流れる電流を制限する第１の導電型の第
   ６のトランジスタと、一方電極が前記第３のトランジス
   タの他方電極と第４のトランジスタの一方電極との共通
   接続点に、制御電極が第２の入力端子に各々接続された
   第１の導電型の第７のトランジスタと、 一方電極が前記第１の電位に、他方電極が前記第７のト
   ランジスタの他方電極に各々接続され、制御電極に前記
   参照電位が与えられ、前記参照電位に応じて前記第７の
   トランジスタに流れる電流を制限する第１の導電型の第
   ８のトランジスタとを備えた差動増幅器。
2. （２）前記第１の入力端子は同相入力端子であり、前記
   第２の入力端子は逆相入力端子である特許請求の範囲第
   １項記載の差動増幅器。
3. （３）前記第１の導電型はＰ型であり、前記第２の導電
   型はＮ型である特許請求の範囲第１項記載の差動増幅器
   。